CN106068460B - 用于对被测设备进行测试的测试装置和方法 - Google Patents

用于对被测设备进行测试的测试装置和方法 Download PDF

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Abstract

一种用于对被测设备进行测试的测试装置被配置为接收来自被测设备的响应信号并将一个或多个校正函数应用于接收到的响应信号，以至少部分地对被测设备的缺陷进行校正。该测试装置被配置为由此获得被测设备的经校正的响应信号，并对经校正的响应信号进行评估以判断被测设备。

Description

用于对被测设备进行测试的测试装置和方法
技术领域
本发明的实施例涉及用于对被测设备进行测试的测试装置。本发明的进一步的实施例涉及用于对被测设备进行测试的方法。本发明的进一步的实施例涉及用于对被测设备进行测试的测试仪。其它实施例涉及计算机程序和用于对被测设备进行测试的方法。
背景技术
为了使功耗最小化，RF功率放大器在边际电源电压等级处操作。这驱使他们被压缩，导致强的互调产物。基带I/Q输入的数字预失真(DPD)缓解这种影响。针对进一步的功率减小，电源电压可以动态地跟踪RF包络，也称之为包络跟踪(ET)。数字预失真通常作为包含两个测试步骤的直接测试的一部分来执行。在第一步骤中，从设备对固定的测试波形的响应计算其非线性。在第二步骤中，针对每个被测设备计算、下载并应用单独预失真的波形，以便测量预失真后剩余的非线性。该第二步骤引起显著的测试时间损失，尤其在多点测试中，因为针对被测设备必须按顺序执行下载。当对被测设备进行测试和判断时，该测试时间损失导致高的时间工作量。
此外，产品系列中、产品批中或相同类型的DUT可以包括单个DUT之间的偏差，例如制作或材料公差、误差或失败。因此，DUT可能展示异常的行为，即，对同一信号输入的异常响应。例如DUT的印刷电路板上诸如污垢之类的定性的寄生效应也可能导致行为的偏差。
因此，例如，存在减小这种测试的测试时间的需求。减小测试时间将有助于提高对被测设备进行测试的测试仪的测试能力，并且因此导致对被测设备进行测试的测试仪的更高的工作量。
发明内容
本发明的目标是提供允许对被测设备进行更省时的测试的概念。
该目标由独立权利要求的主题解释。
本发明的进一步的有益修改是从属权利要求的主题。
本发明的实施例涉及用于对被测设备进行测试的测试装置。该测试装置被配置为接收来自被测设备的响应信号并将一个或多个校正函数应用于接收到的响应信号，以至少部分地对被测设备的缺陷进行校正。由此，获得被测设备的经校正的响应信号。该测试装置被配置为对经校正的响应信号进行评估，以根据经校正的响应信号判断被测设备。
发明人已经发现，被配置为对接收到的被测设备的响应进行校正并根据经校正的响应信号判断被测设备可以消除传统的基于预失真的测试的第二测试步骤。不同于(例如，基于第一测量结果)对测试波形进行预失真，其响应被校正以预测对经预失真的信号的预期响应，而无需实际将经预失真的波形应用于被测设备。通过消除基于预失真的测试的第二测试步骤并因此消除将经预失真的波形单独上载到每个被测设备的需要，可以节省大量的测试时间，导致测试仪(可能是测试系统)的更高的工作量。
作为示例，经校正的响应信号可以通过频谱分析被评估并与与被测设备的输入信号的相应的评估结果相比较。输入信号和经校正的输出信号之间的偏差(例如，频谱偏差)可以被评估，以决定被测是被是否满足预定要求(例如，某个线性等级)。
本发明的另外的实施例涉及一种对被测设备进行测试的测试装置。该测试装置被配置为接收来自被测设备的响应信号并确定一个或多个校正函数的至少一个校正参数。当一个或多个校正函数被应用于接收到的响应信号时，一个或多个校正函数被适应为至少部分地对被测设备的缺陷进行校正。该测试装置还被配置为对至少一个校正参数进行评估以判断被测设备。
通过对至少一个校正参数进行评估而不是对经校正的响应信号进行评估，(作为示例)可以通过确定该至少一个参数是否在预定边界内来执行判断被测设备。
另外的实施例涉及用于对被测设备进行测试的方法。该方法包括接收来自被测设备的响应信号。将一个或多个校正函数应用于接收到的响应信号，以至少部分地对被测设备的缺陷进行校正，并由此获得经校正的响应信号。对经校正的响应信号进行评估以判断被测设备。
另外的实施例涉及用于对被测设备进行测试的方法。接收来自被测设备的响应信号。确定一个或多个校正函数的至少一个校正参数，使得当一个或多个校正函数被应用于接收到的响应信号时，一个或多个校正函数被适应为至少部分地对被测设备的缺陷进行校正。对至少一个校正参数进行评估以判断被测设备。
本发明的另外的实施例涉及用于对被测设备进行测试的方法和计算机程序。
附图说明
将参考附图更详细地描述本发明的实施例，在附图中：
图1示出用于被测设备(DUT)的测试装置的方框示意图；
图2示出DUT的非线性压缩模型的示意框图；
图3示出用于对被测设备进行测试的测试仪的方框示意图；
图4示出包括测试装置的测试仪130’的方框示意图；
图5示出作为DUT的反向压缩模型的校正模型的示意框图；
图6示出用于确定DUT的模型M的方法的示意框图；
图7示出用于实现基于预失真模型和DUT的模型获得期望的响应信号的方法的算法的框图；
图8示出预失真模型和DUT模型的幅度到幅度调制和幅度到相位调制的方框示意图；
图9示出精确预测预失真效应的假设的基于校正的测试算法的示意框图；
图10示出描绘基于预失真的测试和基于校正的测试之间的相似性和差异的示意框图；
图11示出用于对DUT执行基于预失真的测试过程的方法和用于对DUT执行基于校正的测试的方法之间的示意性比较；
图12示出用于对被测设备进行测试的方法的示意图。
具体实施方式
在详细描述本发明的实施例之前，应当指出相同的或功能上等同的元件被提供相同的参考标号并且对具有相同参考标号的元件的重复描述被省略。因此，所提供的针对具有相同参考标号的元件描述是可互换的。一些说明涉及包括幅度和相位的信号。
随后，拉丁和希腊字符被用于涉及幅度和相位的量。具体地，激励幅度和相位被表示为s[n]和σ[n]，而响应幅度和相位被表示为r[n]和ρ[n]。索引p表示经预失真的波形，索引m表示经建模的波形，索引c表示经校正的波形。
在下文中，多个模型被用于描述可以是本发明的实施例的一部分的装置的功能。一些实施例被配置为被可连接到被测设备。被测设备和装置可以接收或处理信号，其中被测设备被配置为接收并输出物理(模拟或数字)信号。相反，被配置为对接收到的信号进行处理(例如，使用软件)的测试仪或测试装置可以被配置为：当基于这种接收到的或经处理的信号进行处置或计算时，使用这些信号的数字表示执行处理。数字表示例如可以通过以下方式被接收：对物理信号进行采样并通过将用例信号用采样值进行表示。因为物理信号可以被转换为其数字表示，并且数字表示可以被转换为物理信号，对本领域技术人员显而易见的是，当描述对信号进行处理的装置的功能时，物理信号和其物理表示可以被用作等同物。因此，在下文中，术语信号和信号的数字表示被用作等同物。
一些图涉及模型评估者，其被配置为对设备(例如，DUT或校正或类似物)的模型进行评估。待评估的响应的模型例如可以是相应的设备的行为的数学表示。在下文中，当引用待评估的相应的模型是，声明模型和模型评估者可以被用作同义词。
图1示出用于对被测设备(DUT)102进行测试的测试装置100的示意框图。测试装置100被配置为从DUT 102接收响应信号103。所接收的响应信号103例如包括幅度r和相位ρ。测试装置100被配置为对所接收的响应信号103应用一个或多个校正函数(例如，c(r[n])和/或γ(r[n]))，以至少部分地对DUT的缺陷(imperfection)进行校正。校正函数c(r[n])和/或γ(r[n])例如可以是依赖于实际的时间步长n(其中，n在n＝1，...，N内)和在先的时间步长1，...，N-1的函数。时间步长例如可以是对信号进行采样期间的采样步长。r被写成粗体的符号r[n]用于指示r[n]是包括r[n]的在先时间步长的矢量，其中r[n]表示在时间步长n处的幅度。
装置100被配置为例如在运送DUT之前的质量测试期间实现对DUT的缺陷的判断，或确定可以被用于随后对DUT的操作(例如，均衡)的校正参数。DUT的缺陷例如可以包括静态非线性、动态非线性或静态和动态非线性的组合。当DUT是RF功率放大器时，这种非线性的影响是放大器的输出信号103相对于放大器的应当被放大的输入信号101失真。理想的放大器以常数因子m倍对输入信号101的激励幅度s[n]进行放大，使得相应的输出信号103(响应信号)的幅度r[n]可以被表示为r[n]＝m·s[n]，而输入信号101的相位σ[n]保持不变，使得所接收的响应信号103的相位ρ[n]等于输入信号101的相位σ[n]，这可以被表示为ρ[n]＝σ[n]。因子m也可以被称为增益因子。被压缩的放大器展示减小的增益，被建模为幅度到幅度调制，其可以被表示为r＝m(s)和相移。相移可以被建模为幅度到相位调制，其可以被表示为ρ-σ＝μ(s)，其中ρ-σ表示相移。对于任何合理的压缩，函数r＝m(s)是光滑的、严格单调的并且因此是可逆的。幅度到幅度调制r＝m(s)和幅度到相位调制ρ-σ＝μ(s)两者各自是输入信号101的幅度s[n]的函数。对于小的幅度s[n]，增益的减小和相移两者可以接近于零。对于分别增加的幅度，增益的减小(压缩)和相移将通常开始随着幅度s[n]的增加而非线性地增加。因此，压缩诱发的增益减小和相移通常是静态非线性的(尤其是当从属m(s)和/或μ(s)处于主静态中)并且近似地仅依赖于幅度s[n]。
动态非线性(例如，温度相关性)将可能向所接收的DUT 102(放大器)的输出(响应)信号103增加进一步的非理想性。功率放大器中的温度取决于累积的信号功率(可以被表示为信号的幅度平方)，被热敏电阻减小。因此，这种动态非线性不仅取决于瞬时激励幅度s[n]，还取决于最近的幅度s[n]，s[n-1]...，即，非线性可以与频率相关状态(最近的幅度)相混合。这种系统可以使用Volterra级数来描述，其允许对非线性动态系统的完全通用建模。Volterra级数对不同时间步长的考虑使得对频率相关性的考虑成为可能。作为示例，针对幅度到幅度调制示出下式：
Figure BDA0001112122330000061
针对线性频率相关性的FIR滤波器(即，第一加和)以及针对静态非线性的泰勒级数(即，索引i，y，...，k相等)是Volterra级数的特殊情形。代替延迟采样的产物，也可以使用其它的专用基函数：
Figure BDA0001112122330000062
其中f，g，h表示其它专用基函数。
合适的基函数的候选包括对数、指数或S函数(sigmoid)项。例如，通过应用工程判断，可以确定合理地小的、充分覆盖的Volterra项的子集。应当选择可接受的Volterra系数的数目，使得模型138被充分校正，其中Volterra项和/或系数的超支导致可能过高的计算工作量。实施例示出利用地5、7、10、12或15Volterra项和/或系数的测试装置。
上述方法可以被应用于完全通用Volterra级数，其也可以用简练的形式来表示：
Figure BDA0001112122330000063
其中基函数为
Tj[n]＝Tj(s[n])，Θk[n]＝Θk(s[n])
激励幅度历史矢量为
s[n]＝[s[n]，s[n-1]，s[n-2]，...]′
其中M表示用于DUT的模型。
如果用激励幅度历史矢量s[n]替代瞬时激励幅度s[n]，则该通用形式还覆盖由图2中所解释的方程式描述的静态模型，并且仍然覆盖一般情形。
测试装置100被配置为对所接收的具有r和ρ的响应信号103应用一个或多个校正函数(例如，c(r[n])和/或γ(r[n]))，以至少部分地对DUT102的静态和/或动态非线性的缺陷进行校正。通过应用一个或多个校正函数c(r[n])和/或γ(r[n])，获得经校正的响应信号105。经校正的响应信号105包括幅度rc和相位ρc。测试装置100被配置为对经校正的响应信号105进行评估以对DUT 102进行判断。例如可以通过对一个或多个标准进行评估来执行评估。标准可以是通过向所接收的响应信号103应用校正函数来确定或评估的在输入信号101的一个或多个频率处的幅度压缩的相对值(例如，50％、100％或1,000％)或绝对值(例如，0.1V、5V或100V)、所接收的响应信号103的频率的稳定性或DUT 102的相位响应。评估还可以包括对DUT 102的输入信号101(或其经缩放的或以其它方式被处理的版本)与经校正的响应信号105的比较。当经校正的响应信号105相对于DUT 102的输入信号101在某个偏差区间内时，DUT可以被判断为满足要求(DUT 102可以被判断为“好的(ok)”)。
可替代地，校正函数c(r[n])和/或γ(r[n])可以被形成，作为基函数的线性加和：
Figure BDA0001112122330000071
Figure BDA0001112122330000072
Cj[n]是具有索引j并且被加权因子cj加权的基函数。基函数的线性加和等于J加权的基函数的加和(其中j＝1至J)。相位校正函数γ(r[n])可以被形成，作为输入信号101的相位σ[n]与加权相位基函数Γk[n](每一者被加权因子γk加权)的线性和的加和，其中相位基函数的线性加和包括K个基函数和加权因子，其中k＝1至K。加权因子cj和γk是可以适应的校正参数，使得每个基函数Cj[n]和Γk[n]以及基函数的加和被配置为对所接收的响应信号103进行校正。
作为对所接收的响应信号103进行校正和对所获得的经校正的响应信号105进行评估的替代，装置100可以被配置为例如基于DUT的响应对加权因子(分别为校正参数cj和γk)进行评估。这可以实现校正参数cj和γk对于参数的预定义的范围的比较。作为示例，装置100可以被配置为在c1处于2和3之间并且γ3处于5和7之间的情形下判断满足规格的DUT102。换言之，所计算的校正函数被应用于所接收的响应信号103，以至少部分地对DUT的缺陷(例如，静态或动态非线性)进行校正。
装置100被配置为例如根据以下公式确定时间步长n处经校正的响应信号105的幅度rc[n]：
Figure BDA0001112122330000081
并根据以下公式确定响应的相位ρc[n]：
Figure BDA0001112122330000082
校正参数cj和γk例如可以通过迭代地确定均方根误差线性地传播误差ε。基函数Cj[n]是所接收的响应信号103的幅度r[n]的函数，其可以被看成以下公式：
Cj[n]＝Cj(r[n])
相位基函数也是所接收的响应信号103的幅度r[n]的函数，其可以被看成以下公式：
Γk[n]＝Γk(r[n])
为了确定校正函数和/或校正参数以对所接收的响应信号103进行校正，装置100可以利用描述所接收的响应信号103的目标状态或所期望的响应信号的相应信号，当没有误差或缺陷或者误差或缺陷在可容许的范围内时期望DUT 102输出该相应信号。基于所接收的响应信号103的目标状态(或所期望的响应信号)，测试装置100可以评估目标状态和经校正的响应信号105之间的偏差，以对DUT 102进行判断。然而，所期望的响应信号可以在DUT 102的输入信号101存在预失真的情况下被确定，而DUT的实际响应信号可以在DUT 102的输入信号101的没有预失真的情况下被确定，或至少在没有将预失真适应到正确测试的DUT的情况下被确定。
可以由测试装置100利用DUT 102的模型来确定所预期的输出信号，这允许对具有幅度rpm和相位ρpm的经建模的输出信号的数学确定，如将在图3中所描述的。当测试装置100被配置为利用DUT 102的模型M以及DUT 102的所预期的缺陷的模型时，测试装置可以被配置为确定所期望的(预期的)响应信号和经校正的响应信号105之间的偏差。
校正函数可以被适应为通过适应校正函数或校正参数并因此执行校正来降低或减小所期望的响应信号和经校正的响应信号105之间的偏差。例如，校正函数或校正参数可以被适应为补偿预失真的缺失(或发出到当前被测的DUT 102的预失真的适应)。
因此，减小关于cj和γk的均方根误差可以作为简单的二次优化问题来执行，其可以被表示为以下公式：
Figure BDA0001112122330000091
和
Figure BDA0001112122330000092
这等同于求解线性方程式系统
Figure BDA0001112122330000093
和
Figure BDA0001112122330000094
其中C是包括幅度基校正函数Cj[n](j＝1...J，时间步长n＝1...N)的值的矩阵，其中c是所有加权相关因子cj(j＝1...J)的矢量，并且其中rpm是幅度rpm[n](n＝1...N)的矢量。Γ是包括相位基校正函数Γk[n](k＝1...K，时间步长n＝1...N)的值的矩阵，其中ρpm是所有加权校正因子cj(j＝1...J)的矢量，并且其中ρpm是相位ρpm[n](n＝1…N)的矢量。
线性方程式系统的解是
c＝(C′C)-1C′rpm
以及
γ＝(Γ′Γ)-1Γ′ρpm
测试装置100被配置为基于所接收的响应信号103确定至少一个校正参数并对经校正的响应信号105进行评估，以避免将第二和/或单独的测试信号应用于DUT 102。换言之，在计算方程式的解的同时，被测设备102在优化循环之外，这允许测试装置100与针对给定的DUT 102的单个捕获的响应信号103一起工作。
作为软件中执行的后期处理，DUT的非线性可以由测试装置来校正。相比于计算预失真的波形和将经预失真的波形上载到DUT(在硬件中)方面的重新执行，这可以节省测试时间并可以允许覆盖更多温度相关和频率相关的非线性。温度相关和频率相关的非线性可以由Velterra模型来描述。
DUT的建模例如可以使用笛卡尔坐标或极坐标来实现。由于基于预失真的测试和/或判断通常在(采样的)基带域执行并且由于放大器的压缩取决于激励包络幅度s[n]，在基带采样n处在极坐标中(即，在激励幅度s[n]和相位σ[n]方面)而不是在激励的笛卡尔坐标Is[n]和Qs[n]中对RF被测设备(即放大器)进行建模可能是方便的，变换为
Figure BDA0001112122330000101
以及
Figure BDA0001112122330000102
或反之亦然
Is[n]＝s[n]·cosσ[n]
或
Qs[n]＝s[n]·sinσ[n]
针对执行基于软件的测试以判断被测设备102或确定DUT 102的校正参数以实现校正，DUT 102的模型可以被用于在工作站或计算机(例如，可以是被配置为对DUT 102进行测试的测试仪的一部分)处模拟DUT的行为。例如，通过对具有线性或非线性压缩模型的RF功率放大器进行建模，这种模型例如可以模拟或评估DUT的行为，使得模型可以被模型评估器(例如，可以是测试仪的一部分)使用。
在下文中，出于解释的原因部分地使用模型描述来解释测试装置的功能。因此，以下的图2-9部分地描述DUT的示例性模型、预失真算法和/或校正算法。
图2示出将由测试仪测试和/或判断的DUT的非线性压缩模型506的示意框图。通过基于输入信号的表示508计算DUT输出信号的表示203，模型506可以被用于确定校正函数的参数并允许模拟DUT的行为。换言之，模型506可以被用于通过对相应的行为进行建模来相对于输入信号对DUT的输出信号进行建模。
被应用于模型506的输入信号的表示508表示时间步长n处的幅度s[n]和相位σ[n]。由于DUT是真实的以及由于非理想的RF功率放大器，DUT是具有减小的增益的被压缩的放大器。DUT的压缩可以被建模为幅度到幅度调制204，其可以被描述为函数m(s)。幅度到幅度调制204导致输出信号的表示203，其表示输出信号的幅度r[n]。幅度r[n]可以被确定规则r[n]＝m(s[n])确定。
DUT的压缩还导致输入信号关于输出信号的相移。这可以由函数μ(s)表示，μ(s)代表对幅度到相位调制206的建模，其中μ(s)也依赖于幅度s[n](是其相应的表示)。输出信号的相位ρ[n]可以被表示为相位σ[n]被移位(被添加)以幅度到相位调制206的附加的相位μ(s)，表示为ρ[n]＝σ[n]+μ(s)。换言之，DUT的压缩可以由DUT的压缩模型506来建模，以通过基于(虚拟的)输入信号和对DUT进行建模的函数或函数组计算(虚拟的)输出信号来执行预测、模拟和/或类似操作。因此，非线性函数m(s)和/或μ(s)可以导致非线性压缩模型506。
DUT的静态模型的简单表示例如可以包含泰勒级数扩展的第一少量项。该简单表示可以被形成为：
r[n]＝m(r[n])＝m1r[n]+m2r2[n]+m3r3[n][n]
针对表示203的幅度，以及
ρ[n]＝σ[n]+μ(s[n])＝σ[n]+μ1s[n]+μ2s2[n]+μ3s3[n]
针对表示203的相位。
指数或S函数可以被用于以更少量的项对幅度压缩进行建模。作为示例，幅度压缩可以被建模为：
Figure BDA0001112122330000121
笛卡尔到极坐标转换的模型208可以被用于把以具有幅度Is[n]和相位Qs[n]的笛卡尔坐标表示的输入信号212的表示转换为极坐标中的表示208。换言之，除了表示的类型(笛卡尔或极坐标)以外，同相分量Is[n]和正交相分量Qs[n]表示的信号等同于由s[n]和r[n]表示的信号。
极坐标到笛卡尔坐标转换的模型214被配置为将以极坐标描述的表示203转换为输出信号的表示216。表示216描述或表达笛卡尔坐标中具有同相分量Is[n]和正交相分量Qs[n]的DUT的(虚拟的)输出信号。
转换208和216这两个模型执行信号的数学转换而保持信号本身不变。在下文中，用极坐标来表示信号。
图3示出用于对被测设备102进行测试的测试仪300的方框示意图。测试仪300包括测试装置300，其例如可以等同于测试装置100。测试仪被配置为连接到DUT 102，以将输入信号101提供至DUT 102并接收响应信号103。测试仪300还被配置为将所接收的响应信号103提供至测试装置310。测试装置310被配置为对所接收的响应信号103应用一个或多个校正函数并基于所接收的响应信号103确定至少一个校正参数。
为清楚起见，将校正函数描绘为包含DUT 102的校正模型的校正模型评估器312(由块C指示)。校正模型评估器312被配置为对所接收的响应信号103应用一个或多个校正函数。测试仪300可以被配置为把所接收的响应信号数字化并提供表示(例如，经采样的数据)。换言之，校正模型评估器可以对所接收的响应信号或其表示应用一个或多个校正函数。校正模型评估器312描绘校正函数对所接收的响应信号103的应用。
测试装置310被配置为提供经校正的响应信号314，如果测试装置310等同于测试装置100，经校正的响应信号314可以等同于经校正的响应信号105。
校正模型312例如可以包括动态查找表或具有一项或多项的二项式，其例如可以考虑导致所接收的响应信号103的偏差的模型范围内、生产线或很多DUT的变化或差异。校正模型可能还考虑生产期间可能发生的DUT的一个或多个潜在的缺陷。假设，校正模型不考虑无缺陷，测试装置310可以被配置为通过利用查找表对被认为可接受的变化内的接收到的响应信号103进行校正。被看做可接受的变化例如可以是最大或最小相位压缩或延迟。
在该示例中，在测试装置310不能够充分地对所接收的响应信号103进行校正的情况中，这可以被标识为提示，即不能够被校正的相应的DUT102显示误差或缺陷并且可能被判断为不好。可替代地或除此之外，测试装置310还可以被配置为确定完全或几乎完全地对所接收的响应信号进行校正的校正参数。指示非常小的偏差(即，幅度和/或相位压缩在预定范围内)的校正参数可以被用作提示，即检修或修复工作可能是适当的。当DUT 102显示可能不满足相应的DUT的规格的偏差时，其可以被测试装置310所标识。
测试装置310被配置为基于所期望的响应信号316确定校正模型评估器312的一个或多个校正函数。所期望的响应信号316包括幅度rpm和相位ρpm。
所期望的响应信号316可以由测试仪300通过基于输入信号101确定经预失真的波形322或其表示并通过用模型评估器318(由块M指示)计算经建模的经预失真的输出信号324来获得，其中模型评估器318被配置为修改类似于期望的(例如，无误差)DUT的经预失真的波形322。换言之，模型评估器被配置为模拟所期望的DUT。模型评估器可以被实现为电路或表示这种电路的软件代码。测试仪300可以被配置为对所接收的响应信号103与所期望的响应信号316进行比较。
所期望的响应信号316因此可能是在对DUT 102执行基于预失真的测试时将获得的信号，使得从基于校正的测试获得的结果与基于预失真的测试可以是可比的。可替代地，所期望的响应信号316例如可以是输入信号101的延迟版本。测试仪300被配置为基于所期望的响应信号316(例如，通过使所期望的响应信号316和经校正的输出信号314之间的误差最小化(例如通过使用均方根误差计算器和参数调节器326))确定校正模型评估器312的校正函数。在参数调节器方面，均方根误差计算器326可以被配置为将校正函数适应为使经校正的输出信号314和所期望的输出信号316之间的误差最小。当测试装置310等同于测试装置100时，经校正的输出信号314可以是经校正的输出信号105。
取决于校正函数的复杂性，例如，泰勒或Volterra级数的项数，所期望的响应信号316和经校正的输出信号314之间的误差可以被减小或最小化，其中增加的校正函数的项数可能导致计算复杂度的增加和对所期望的响应信号316的更详细的建模(其相应的数字表示)，并因此导致进一步减小的误差。
模型评估器318(DUT 102的非线性模型)可以被配置为实现DUT102的行为的数学压缩(或压缩模型)，使得经预失真的输入信号322可以在数学上被确定。
换言之，相比于原始测试波形(其可以是DUT 102的输入信号101或其数字表示)的延迟版本，理想的预失真可以使对经预失真的波形的经建模的响应的误差最小化。在通用动态非线性的情况下，(由于因果关系的原因)由例如延迟块328实现的延迟例如可能对获得可实现的预失真是必要的。
除了由物理方式引起的、由延迟块328建模的延迟之外，增益被设置为1的理想RF功率放大器提供的输出信号等于该放大器的输入信号。因此，(由模型评估器318使用的模型建模的)放大器的非线性行为旨在通过以下操作被减小或最小化：通过用一个或多个预失真函数(其功能作为图3中的预失真块332(由块P指示)被描绘)对输入信号101的数字表示进行预失真(预均衡)，使得模型评估器318所用的DUT 102的模型转录的DUT 102的失真被补偿(被抵消或被减小)。通过确定均方根误差(例如，通过均方根误差计算器336)并通过适应依赖于由均方根误差计算器336提供的均方根误差的预失真块332，延迟的输入信号334和经建模的输出信号324之间的偏差可以被减小或最小化。
在一般情形中，求解非凸的优化问题可能是困难的，因为不管预失真模型或块332如何被参数化，其参数通过设备模型318都非线性地映射到经延迟的输入信号334和经建模的经预失真的信号324之间的误差或偏差。但是，对于任何实际的预失真方案，可以确定用于获得预失真模型或块322和设备318的方法。当模型评估器318的模型可逆时，存在直接的解决方案P＝M-1，使得均方根误差计算器336的偏差或均方根可以被减小到零。当相应的计算器336的非线性模型对可选的延迟d可逆时，将选择预失真P来使非线性反向，P＝M-1Δd，其中Δd是延迟d的延迟运算符。在这种情形中，对经预失真的激励(描绘为经预失真的信号322或其数字表示)的经建模的响应rpm等同于原始的、经延迟的激励s[n-d]、σ[n-d]。
因此，所期望的响应信号316例如可以是经预失真的经建模的输出324或输入信号101的延迟版本334。假如，所期望的响应信号316是输入信号101的延迟版本334，包括幅度rpm和相位ρpm的所期望的响应信号316还可以被表示为包括幅度s[n-d和相位σ[n-d]的信号。
测试仪300的框图描绘可逆非线性的校正(示出为优化问题)。测试仪300可以被配置为连接到一个或多个DUT 102，例如，在包括DUT 102的测试机架方面。通过这种配置，一个或多个DUT可以在一个测试周期中被测试。通过将输入信号101应用到每个DUT 102并针对每个DUT 102单独地适应校正函数(校正块312)，(例如，基于经校正的信号314)可以实现针对每个DUT 102的单独的判断结果，而针对所有DUT 102的期望的响应信号316可以基于所有DUT 102共用的模型318。
通过对所接收的响应信号103进行校正并通过基于校正执行判断，可以跳过将(单独的)经预失真的波形上载到DUT。当将(通用)输入信号101同时应用到若干个DUT时，可以通过评估(校正)接收到的每个DUT的响应信号103来执行对每个DUT的单独的判断。这种实施例的优势例如可以是可以减小针对一个和/或若干个DUT的上载时间，因为可以节省经预失真的波形的连续上载。
图4示出包括测试装置410的测试仪400的方框示意图。测试装置410例如可以是测试装置100或310中的一者。测试仪400被配置为提供(例如，计算)所期望的响应信号402，其是DUT 102的输入信号101的延迟版本，并且例如可以是信号334或其数字表示。
输入信号101(或其数字表示)通过使用延迟块328被延迟，使得除了延迟之外，幅度s[n-d]和相位σ[n-d]等于输入信号101的幅度s和相位σ。
因此，相对于图3，图4描绘简化的优化问题。该简化基于DUT 102的非线性是可逆的导致经延迟的输入信号和所期望的响应信号之间的误差接近零(取决于均方根误差的步长)这一假设，使得预失真P和模型M的计算可以被省略。
可逆非线性的优点因此可以是既不需要计算预失真映射P也不需要计算非线性模型M。校正参数(系数){cj}和/或{γk}可以直接拟合到原始的、经延迟的激励s[n-d]、σ[n-d]，这可以由优化问题规定：
Figure BDA0001112122330000161
和/或
Figure BDA0001112122330000162
这等同于求解线性方程式系统：
Figure BDA0001112122330000163
和/或
Figure BDA0001112122330000164
解为：
c＝(C′C)-1C′s
和/或
γ＝(Γ′Γ)-1Γ′σ
而通过计算(C＝M-1·Δd)的矩阵M的直接求逆可能包括针对通用Volterra模型的高的计算工作量。
对于这种情形，维度等于模型拟合的步骤，这意味着相同的计算工作量。
图5示出校正模型评估器502的示意框图。校正模型评估器例如可以是校正模型评估器312并且被配置为接收响应信号503或其数字表示并提供经校正的信号504或其数字表示。经校正的信号504例如可以是经校正的信号105。换言之，校正模型评估器502是用于对所接收的响应信号203进行校正的可能的实现。
校正模型评估器所使用的校正模型被描绘为反向的DUT的压缩模型506。压缩模型506在图2中被描述并且包括可逆的幅度到幅度失真m(s)。因此，校正模型评估器504的校正模型被适应为对压缩模型506进行反向。例如，校正模型评估器可以被配置为实现或计算校正算法c(r)＝m-1(r)和/或γ(rc)＝-μ(rc)，其是图9中所描述的预失真的镜像(反向)版本并且因此具有相同的计算复杂度。反向的压缩取决于所接收的具有r、ρ的响应信号203而不是具有s、σ的输入信号101。经校正的输出信号105的幅度可以根据以下确定规则被确定：
rc[n]＝c(r[n])＝m-1(r[n])
其中相移可以根据以下确定规则被确定：
ρc[n]-ρ[n]＝γ(rc[n])＝-μ(rc[n])
由于静态的(可逆的)非线性(其使得相应的用于预失真的模型P或用于校正的C的反演成为可能)，校正函数c(.)和γ(.)可能与预失真函数相同，使得相应的方程式系统可以被反演并且左乘或右乘可以导致相同的解。
c(.)＝p(.)＝m-1(.)
γ(.)＝π(.)＝-μ(·)
在DUT的计算方面，执行静态非线性的逆需要包含压缩模型的DUT模型M。
图6示出用于配置使用待校正的DUT 604的模型的模型评估器602的方法的示意框图。模型评估器602例如可以是模型评估器318。DUT 604可以是无误差的或至少被判断为“好的”的DUT。换言之，DUT 604例如可以是参考DUT，使得对其它DUT的判断可以通过将该其它DUT与模型评估器602的模型(其是参考DUT的模型)进行比较来执行。DUT 606被配置为在接收输入信号101时提供信号响应606。当DUT 606是DUT 102时，响应信号流入可以是响应信号103。
方法可以包括确定DUT 604的模型(模型M)。将输入信号101应用到DUT 604允许对具有幅度r和相位ρ的输出(响应)信号606或其数字表示的接收。
输入信号101还可以被输入到粗调，使其被模型评估器602适应。可以从模型评估器608接收经建模的具有幅度rm和相位ρm的输出信号608或其数字表示。DUT 604的输出信号606和模型的经建模的输出信号608之间的偏差(例如，通过用均方根误差计算器612计算均方根误差)允许针对幅度值的适应参数{mj}和针对相位值的{μk}的确定或适应。适应参数可以被用于适应或修改模型评估器602的模型并被用于减小或最小化输入信号606和经建模的输出信号608之间的偏差，使得最终模型包括相对于真实DUT的可接受的偏差/误差。
DUT 604的模型覆盖非线性压缩模型，使得模型的拟合可以包括非线性压缩模型的直接拟合。可以通过以下操作计算模型系数mj和μk：向DUT 606应用激励s[n]、σ[n](n＝1...N)，并通过均方根误差计算器612使偏差(例如，均方根幅度和相位误差)最小化来将所接收的DUT 604的响应信号606拟合到经建模的响应608(表示为r＝m(s)和ρ＝σ+μ(s))。
例如相应地由模型评估器602使用的模型M可以被表示为：
Figure BDA0001112122330000191
因为r[n]和ρ[n]被建模为基函数值Tj[n](幅度项)、θk[n](相位项)的加权的线性和，系数mj和μk可以通过解两个线性方程式系统来计算：
Figure BDA0001112122330000192
和/或
Figure BDA0001112122330000193
模型评估器602的模型M可以被用于确定所期望的响应信号，其用于校正待测试仪判断的DUT，例如，如图2中所描绘的。
图7示出实现用于基于预失真模型704和模型评估器706评估的DUT的模型获得期望的响应信号702的方法的算法的框图。例如可以由根据图6的算法获得的模型保持不变，其中预失真模型704通过以下方式被适应：通过减小输入信号101(或其数字表示)的经延迟的版本708(例如，通过延迟块712)和基于经预失真的输入信号获得的经建模的输出信号之间的偏差或误差，确定用于以幅度(pj)和相位(πk)的形式调整预失真模型704的参数pj和πk。当信号708和702之间的误差被充分减小时，模型评估器706的输出信号被认为是所期望的响应信号702。
针对静态非线性(如图2中所示)，幅度到幅度调制m(sp)可以被反向，而附加的幅度到相位失真μ(sp)可以简单地被减去，如下文中所描述的。
当延迟块712是延迟快328时，所期望的响应信号例如可以是所期望的响应信号316，使得图7中所描绘的算法例如可以由图3中所示出的测试仪300来实现。
图8示出用于获得所期望的响应信号801的方法的方框示意图，所期望的响应信号801例如可以是所期望的响应信号316，具有由预失真模型评估器802实现的幅度到幅度调制和幅度到相位调制，其中预失真模型评估器802例如可以等同于预失真块332。具有幅度sp[n]和相位σp[n]的预失真块的输出信号(或其数字表示)被模型评估器804接收，模型评估器804例如可以是模型评估器318。换言之，预失真被示出为反演的压缩模型，使得图8可以被描述为测试仪300被配置提供的功能的一部分。
由于p(s)＝m-1(s)，所期望的响应信号801的幅度rpm等于输入信号101(或其数字表示)的幅度。还由于被表示为-μ(sp)的幅度到相位调制π(sp)是可逆的，所期望的响应信号801的相位ρpm等于输入信号101的相位σ，其中所期望的响应信号801由经建模的、经预失真的输出信号形成。用于静态预失真的算法可以被表示为：
Figure BDA0001112122330000201
对于通用Volterra模型，该基于预失真的方法可能是难的或者甚至非常困难得，而基于校正的方法扩展地很好，这意味着利用易于管理的计算量来生成Volterra模型。所计算的预失真波形sp[n]、σp[n]可以被应用于被测设备，其中响应rpm[n]、ρpm[n]然后被捕获并被上载到工作站，并且被评定性能。
图9示出精确预测预失真的效果的假设的基于校正的测试算法的示意框图，其作为优化问题而示出。图3所描绘的真实的基于校正的测试可从假设的基于校正的测试得到。换言之，根据图9的概念可构成用于改变根据本发明的概念的基础。图9的假设字符将解释选择作为期望的响应信号的经建模的经预失真的输出信号作为输入信号的延迟版本的适当的近似的可靠性。
为了证明用校正替代预失真的正确性，对原始激励(输入信号s、σ)的DUT响应信号r、ρ的经校正的响应信号rc、ρc应等于(至少近似)对经预失真的激励sp、σp的DUT响应rp、ρp。DUT响应rp、ρp的经建模的版本rpm、ρpm可以被优化为近似原始激励s、σ的延迟版本。
信号902或其数字表示表示从预失真块332接收预失真波形时DUT 102m(a的模型)的响应，且被认为是包含幅度rp和相位ρp的经预失真的响应信号。与此相反，经校正的响应信号314是通过先将输入信号101输入到DUT 102并使用校正模型评估器312的校正函数对DUT输出103进行校正获得的。
拟合校正模型评估器312的(准确的)校正模型C将需要并要求设备模型M，因为预失真系数pj和πk可以从模型评估器318来计算，而经校正的响应信号314(其可以是经校正的响应信号314)，其目的是将所建模的被测设备102m匹配到经预失真的激励sp、σp而不是模型M的响应。所期望的DUT 102的响应902对于经预失真的激励sp、σp例如可能是未知的，因为基于校正的测试的整个目的是避免具有激励sp、σp的基于预失真的测试获得响应rp、ρp。作为可能的下一最佳近似，经校正的响应rc、ρc应当将具有rpm、ρpm的经建模的响应316近似到预失真。
换言之，图3中所描绘的基于校正的测试旨在减小经校正的响应信号314和经建模的经预失真的信号之间的偏差，使得执行(真实的)基于校正的测试允许避免将经预失真的(单独的)波形上载至DUT 102。这还使得能够避免向DUT应用经预失真的激励并且实现图3中所描绘的基于校正的测试。
因此可能不需要DUT的非线性模型。校正模型可以直接拟合到期望的响应。
对预失真的激励sp、σp的经建模的响应rpm、ρpm可以通过预失真映射332(由块P指示)来计算，它可以由DUT 102和通过上述方法获得的用于相应计算器318(由块M指示)的非线性模型的设计者来设计。
图10示出描绘具有相反顺序的DUT和逆DUT模型的基于预失真的测试和基于校正的测试之间的相似性和差异的示意框图。
图10上侧描绘的基于预失真的测试旨在通过块1002反演模型M(由DUT的“P”指示)，并且在将经预失真的信号输入到DUT 102之前对激励信号101进行预失真，其中逆模型M被用于预失真。与此相反，图10下侧描绘基于校正的测试，首先将输入信号101输入到DUT102，然后试图以块1004(由“C”指示)使用DUT 102的经反演的模型对接收到的响应信号进行校正。由于经预失真的激励需要针对每个DUT 102单独计算并然后被应用到每个单独的DUT 102，而在基于校正的测试中相同的输入信号可被应用到同时测试的所有的DUT，且响应可以被单独校正，可以显著节省测试时间。
就DUT 102的行为完全与所建模的一样(即，D＝M)来说，预失真和校正在数学上是等同的，因为M(M-1)＝M-1(M)适用于具有相等的输入和输出域的任何可逆映射M。当考虑可逆函数y＝f(x)及其反函数x＝f1(y)时，将它们插入到彼此得到y＝f(f-1(y))和x＝f-1(f(x))，揭示了f(f-1(.))和f-1(f(.))两者是相同的映射且因此是相等的，因为它们的输入和输出域相等。对于未建模的DUT行为，D≠M，M-1和D的顺序不能颠倒。这一假设的有效性可以通过实验证明，以进一步证明工程直觉，其表明对于DUT 102的小压缩来说预失真和校正之间的差异足够小。此外，基于预失真的测试和基于的校正测试对DUT 102应用略微不同的激励波形。预失真可以是加宽了DUT输入101的频谱的非线性映射，而基于校正的方法可以加宽DUT输出频谱。为了减小这种差异，基于校正的测试可以使用的典型经预失真的作为波形激励(其通常不适合于单独的DUT)。
由于这两个原因，基于校正的测试的精确度可以通过将经校正的波形rc、ρc与对经预失真的激励波形sp、σp的响应rc、ρc的性能相比较来进行验证。
换句话说，当幅度到幅度失真可逆时(例如，当仅存在静态非线性时)，反向是准确的。在基于校正的测试中，反向(校正)在DUT之后，而在基于预失真的测试，反向(预失真)在DUT之前。
图11示出用于对DUT执行基于预失真的测试过程的传统方法1102和用于对DUT执行基于校正的方法1104之间的示意比较。基于预失真的测试的测试目标例如可以是在应用预失真时确定剩余的非线性。直接的测试方法(被称为基于预失真的测试)包括步骤1102a-1102h。在1102a中，用固定的、真实的测试激励(例如，来自任意波形生成器(AWG))对被测设备进行激励。在步骤1102b中其响应被上载到工作站。在步骤1102c中，工作站将非线性压缩模型拟合到测试激励和所接收的响应。在步骤1102d中，工作站例如使用测试仪300的预失真块332计算经预失真的波形，以试图使DUT的非线性反向。在步骤1102e中，把经预失真的波形下载到AWG并使用AWG将其应用到DUT，AWG在步骤1102f中运行经预失真的波形。对经预失真的波形的响应然后在步骤1102g中被上载到工作站并基于诸如邻信道功率比(ACLR)之类的性能参数被判断。因此，针对所有的DUT，经预失真的波形必须被单独计算和下载，这增加了相当大的测试时间，尤其在多点测试中当下载连续发生时增加的测试时间更多。
在方法1104中，不同于运行附加的经预失真的测试波形，预失真的效果通过作为工作站上的后处理步骤的校正DUT对未校正的测试波形的响应来预测。在第一步骤1104a中，未校正测试波形在DUT上运行(反馈到DUT)。在第二步骤1104b中，DUT对波形的响应被上载到工作站(例如，测试装置300)。在步骤1104c中，校正函数被确定或被适应。步骤1104c例如可以由测试装置310执行，使得在步骤1104d中由执行该方法的测试仪(例如，工作站)获得经校正的响应信号。然后例如使用与用于基于预失真的测试相同的算法(例如，ACLR)判断对经预失真的测试波形的预测的响应。
在相应的DUT上执行的DUT步骤1106的数目对基于预失真的测试和基于校正的测试还可以是相似或等同的。计算步骤1108的数目对基于预失真的测试是三个(拟合预失真模型、预失真和判断)，并且对基于校正的测试也是三个(拟合校正模型、校正和判断)。相对于基于预失真的测试1102，基于校正的测试形式1104的有利的区别在于，针对基于校正的测试1104数据传送步骤1112的数目只有一个，即在步骤1104b中将DUT的响应信号上载到测试装置时。相反，基于预失真的测试可能需要三个数据传送步骤，即，在步骤1102b中将DUT响应上载到相应的测试装置时，在步骤1102e中将经预失真的波形下载到AWG(或DUT)时和在步骤1102g中将DUT的响应上载到相应的测试装置时。尤其步骤1102e可能需要并且单独测试每个DUT的波形，从而需要大量的测试时间用于上传经预失真的波形，而不在上载期间实际测试DUT。基于校正的测试1104可以在不需要单独下载测试波形情况下执行。
换言之，通过使用用于执行基于校正的测试的方法1104，用于下载和运行经预失真的波形以及捕获设备的响应的测试时间可以被消除。所提出的基于校正的测试方法因此可以完全消除这种耗费时间的步骤。
通过执行基于校正的测试，可以比执行基于预失真的测试实现快得更多的测试时间，因为它们无需下载和运行特定于设备的经预失真的基带波形。然后通过/失败确定(判断)可以基于对所有设备共用的单个测试激励的响应，并因此可以保持在任意波形发生器中预加载。
作为一个附加的好处，基于校正的测试可容易地扩展到任何类型的频率相关的非线性，例如，如Volterra模型所描述的。
可能仍需保持基于预失真的测试，以用于验证基于校正的测试的适用性这一特性。
换言之，图11示出传统的基于预失真的测试和所提出的基于校正的测试的比较，基于校正的测试可消除下载和运行二次的、费时的经预失真的波形的需要。
虽然前述的解释表明，基于校正的测试针对精确建模的设备可能是准确的，所提出的方法的精确度可以基于实际的设备数据被验证，因为没有模型是完美的。基于校正的测试可被描述为(真的)基于预失真的测试的近似，使得基于实际设备数据的验证可以确保基于校正的测试的可靠性。例如可以由针对一个或多个DUT的基于预失真的测试执行验证。
换言之，通过执行基于校正的测试1104，执行对原始的测试波形的响应的校正，而不是利用预失真波形运行第二测试。
作为优势，基于校正的测试实现快速的测试时间，这可能会更显著更快。经校正的响应或校正函数的校正参数代替经预失真的波形被用来判断DUT。这可以消除第二测试步骤，使其显著缩短测试时间。判断可以包括判断幅度或振幅，以及经校正的响应信号的相位。可替代地或另外的，例如在某个参数范围内，校正函数的校正参数可以被判断。
图12示出根据本发明的实施例的用于对被测设备进行测试的方法1200的示意图。在步骤1202中，从DUT 102接收响应信号103并计算校正函数。步骤1202a可以是步骤1202的子步骤并包括计算基函数Cj和/或Γk。在步骤1202b(其可以是步骤1202的子步骤)中，确定校正参数cj和/或γk，使得校正函数(包括基函数Cj和/或Γk以及校正参数cj和/或γk)对所接收的响应信号103的应用被配置为相对于所期望的响应信号1212(其例如可以是所期望的响应信号316、402、702或802、激励的延迟版本或经建模的响应rpm、ρpm中的一者)对所接收的响应信号103进行校正。在步骤1204a中，基于步骤1202b中计算的校正参数对DUT进行判断。当一个或多个校正参数cj、Γk超过某个预定限制时，可以执行失败决定(可选的判断)。在步骤1206中，将校正函数(基函数Cj、Γk和校正参数cj和γk)应用于所接收的响应信号103以相对于所期望的响应信号1212对其进行校正。在步骤1207中，确定所期望的响应信号。执行校正1206，使得经校正的DUT输出信号105近似于所期望的响应信号1212。在步骤1204b中，基于经校正的DUT输出信号105判断DUT 102。
在用于预失真映射的步骤1214中，通过基于步骤1211处计算或提供的预失真模型基于激励(具有s、σ的输入信号101)确定经预失真的激励sp、σp，从而获得经建模的响应信号rpm，ρpm。在步骤1216中，基于经预失真的激励sp、σp并基于可在步骤1218中由DUT的设计者提供的DUT的模型确定所期望的响应信号1212。
可在步骤1204a和/或步骤1204b中对DUT进行判断。在步骤1204a中，判断基于所确定的校正系数cj和γk，其中步骤1204b中基于经校正的DUT输出信号的判断可以利用信号分析(例如，对DUT的输入和输出信号的幅度和/或相位进行比较)，而不是确定在某个预定范围内的校正参数。
虽然在装置的上下文中描述了一些方面，显然的是，这些方面也表示对相应的方法的描述，其中块或设备对应于方法步骤或方法步骤的特征。类似地，在方法步骤的上下文中描述的方面也表示相应装置的相应的块或项或特征。
取决于某些实现要求，本发明的实施例可以在硬件或软件中实现。该实现可以使用数字存储介质(例如，软盘、DVD、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM、或FLASH存储器)来执行，数字存储介质上存储有电子可读控制信号，其与可编程计算机系统协作(或能够与之协作)，使得相应的方法被执行。
根据本发明的一些实施例包括具有电子可读控制信号的数据载体，该电子可读控制信号能够与可编程计算机系统协作，使得本文所描述的方法之一被执行。
一般地，本发明的实施例可以被实现为具有程序代码的计算机程序产品，当计算机程序产品在计算机上运行时程序代码可操作来执行方法之一。
其它实施例包括存储在机器可读载体上的、用于执行本文所描述的方法之一的计算机程序产品。
换言之，本发明的方法的实施例因此是具有程序代码的计算机程序，当计算机程序在计算机上运行时，程序代码用于执行本文所描述的方法之一。
本发明的方法的另外的实施例因此是数据载体(或数字存储介质、或计算机可读介质)，数据载体包括存储在其上的用于执行本文所描述的方法之一的计算机程序。
本发明的方法的另外的实施例因此是表示用于执行本文所描述的方法之一的计算机程序的数据流或信号序列。数据流或信号的序列例如可以被配置为经由数据通信连接(例如，经由互联网)被传输。
另外的实施例包括被配置为或被适应为执行本文所描述的方法之一的处理装置(例如，计算机)或可编程逻辑设备。
另外的实施例包括其上安装有用于执行本文所描述的方法之一的计算机程序的计算机。
在一些实施例中，可编程逻辑设备(例如，现场可编程门阵列)可以被用于执行本文所描述的方法的所有功能或一些功能。在一些实施例中，现场可编程门阵列可以与微处理器协作，以执行本文所描述的方法之一。一般地，方法优选地由硬件装置执行。
上述实施例对于本发明的原理仅是示意性的。应当理解的是，本文所描述的布置和细节的修改和变化对本领域技术人员将是显而易见的。因此本发明旨在仅由如下的专利权利要求书限制，而非由通过描述和说明本文的实施例呈现的具体细节来限制。

Claims (24)

1.用于对被测设备DUT(102)进行测试的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为：
接收来自所述DUT(102)的响应信号(103)；
将一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))应用于所接收到的响应信号(103)，以至少部分地对所述DUT(102)的缺陷进行校正，由此获得所述DUT(102)的经校正的响应信号(105、314、504)；
通过对所述DUT的所述经校正的响应信号和所述DUT的相应输入信号进行比较来对所述经校正的响应信号(105、314、504)进行评估，以判断所述DUT(102)，
所述测试装置(100、310、410)还被配置为使用至少一个基函数(Cj；Гk)确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，其中所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))是基于相应基函数的线性加和而形成的；
所述测试装置(100、310、410)还被配置为确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，使得所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))包括定义所述至少一个基函数(Cj；Гk)的权重的校正参数(cj,γk)。
2.用于对被测设备DUT(102)进行测试的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为：
接收来自所述DUT(102)的响应信号(103)；
确定一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))的至少一个校正参数(cj,γk)，使得当所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))被应用于所接收到的响应信号(103)时，所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))被适应为至少部分地对所述DUT(102)的缺陷进行校正；以及
通过确定所述至少一个校正参数(cj,γk)是否在预定范围内来对所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))的所述至少一个校正参数(cj,γk)进行评估，以判断所述DUT(102)，
所述测试装置(100、310、410)还被配置为使用至少一个基函数(Cj；Гk)确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，其中所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))是基于相应基函数的线性加和而形成的；
所述测试装置(100、310、410)还被配置为确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，使得所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))包括定义所述至少一个基函数(Cj；Гk)的权重的所述校正参数(cj,γk)。
3.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述装置被配置为将所述校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))应用于所述接收到的响应信号(103)，其中所述校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))被适应为至少部分地对所述DUT(102)的缺陷进行校正，所述缺陷包括所述DUT(102)的输入信号(101)和所述DUT(102)的、基于所述输入信号(101)的所述接收到的响应信号(103)之间的所述DUT(102)的静态非线性。
4.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为将所述校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))应用于所述接收到的响应信号(103)，其中所述校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))被适应为至少部分地对所述DUT(102)的缺陷进行校正，所述缺陷包括所述DUT(102)的输入信号(101)和所述DUT(102)的、基于所述输入信号(101)的所述接收到的响应信号(103)之间的所述DUT(102)的动态非线性。
5.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)还被配置为基于所述DUT(102)的期望的响应信号(316、402、702、802、1212)和所述DUT(102)的所述接收到的响应信号(103)确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))。
6.如权利要求5所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为基于所述DUT(102)的所述期望的响应信号(316、402、702、802、1212)和所述DUT(102)的所述接收到的响应信号(103)确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))；
使得当与所述DUT(102)的所述接收到的响应信号(103)和所述DUT(102)的所述期望的响应信号(316、402、702、802、1212)之间的偏差相比时，所述DUT(102)的经校正的响应信号(105、314、504)和所述DUT(102)的所述期望的响应信号(316、402、702、802、1212)之间的偏差被减小。
7.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为基于基函数(Cj)的线性加和确定幅度校正，其中所述基函数(Cj)根据以下确定规则：
Cj[n]＝Cj(r[n])
或基于基函数(Гk)的线性加和确定相位校正，其中所述基函数(Гk)根据以下确定规则：
Γk[n]＝Γk(r[n])
其中Cj[n]表示时间步长n处具有索引j的针对幅度校正的基函数；
r[n]表示时间步长n处所述DUT(102)的所述接收到的响应信号的历史幅度矢量；
其中Гk[n]表示时间步长n处具有索引k的针对相位校正的基函数。
8.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为基于以下确定规则获得所述经校正的响应信号(105、314、504)的幅度(rc)：
Figure FDA0002547207140000031
其中rc[n]表示时间索引n处所述经校正的响应信号(105、314、504)的幅度；
c(r[n])表示时间索引n处所述DUT(102)的所述接收到的响应信号(103)的矢量化的幅度的全部幅度校正函数c；
cj表示与时间索引n处具有索引j的所述幅度基函数Cj[n]相对应的具有索引j的所述幅度校正参数；
并且其中J表示幅度校正参数(cj)的数目和校正函数(Cj)的数目。
9.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为基于以下确定规则确定所述经校正的响应信号(105、314、504)的相位：
Figure FDA0002547207140000032
其中ρc[n]表示时间索引n处所述经校正的响应信号的所述相位；
γ(r[n])表示时间索引n处所述DUT(102)的所述接收到的响应信号(103)的矢量化的幅度的全部相位校正函数γ；
γk表示与时间索引n处具有索引k的所述相位基函数Гk[n]相对应的具有索引k的所述相位校正参数；
σ[n]表示时间索引n处的激励相位；
并且其中K表示相位校正参数(γk)的数目和校正函数(Гk)的数目。
10.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)还被配置为根据以下确定规则确定所述一个或多个幅度校正参数(cj)：
Figure FDA0002547207140000041
或
Figure FDA0002547207140000042
使得所述DUT(102)的所述经校正的响应信号(105、314、504)的幅度和所述DUT(102)的期望的响应信号(316、402、702、802、1212)的幅度之间的偏差被减小；
其中C表示针对时间索引1至N所述幅度基函数C1[.]至CJ[.]的值的矩阵；
c表示所述幅度校正参数(cj)的矢量；
rc[n]表示时间索引n处所述经校正的响应信号的幅度；
rpm表示所述DUT(102)的所述期望的响应信号的所述幅度的矢量，其针对时间索引n＝1至N对时间索引n处所述期望的响应信号rpm[n]的幅度(rpm)进行矢量化。
11.如权利要求10所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为根据以下确定规则确定所述一个或多个幅度校正参数(cj)：
c＝(C′C)-1C′rpm。
12.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)还被配置为根据以下确定规则确定所述一个或多个相位校正参数(γk)：
Figure FDA0002547207140000051
或
Figure FDA0002547207140000052
使得所述DUT(102)的所述经校正的响应信号(105、314、504)的相位(ρc)和所述DUT(102)的期望的响应信号(316、402、702、802、1212)的相位(ρpm)之间的偏差被减小；
其中Г表示针对时间索引1至N所述相位基函数Г1至ГK的值的矩阵；
γ表示所述相位校正参数(γk)的矢量；
σ[n]表示时间索引n处的激励相位；
ρpm表示所述DUT(102)的所述期望的响应信号的所述相位的矢量，其针对时间索引n＝1至N对时间索引n处所述期望的响应信号ρpm[n]的相位(ρpm)进行矢量化。
13.如权利要求12所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为根据以下确定规则确定所述一个或多个相位校正参数(γk)：
γ＝(Γ′Γ)-1Γ′ρpm。
14.如权利要求5所述的测试装置(100、310、410)，其中所述DUT(102)的所述期望的响应信号(316、402、702、802、1212)是所述DUT(102)的输入信号(101)的延迟版本。
15.如权利要求5所述的测试装置(100、310、410)，其中所述DUT(102)的所述期望的响应信号(316、402、702、802、1212)是所述DUT(102)的经建模的输出信号(324、702)，该经建模的输入信号(324、702)将基于输入到所述DUT(102)的经预失真的信号(322)被获得；
其中所述测试装置(100、310、410)被配置为确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，使得所述经校正的输出信号在预定容差范围内近似于所述经建模的输出信号。
16.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为基于Volterra级数确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，使得所述校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))包括(J；K)个数目的Volterra系数。
17.如权利要求16所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为基于Volterra级数确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，使得所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))包括小于或等于15的(J；K)个数目的Volterra系数。
18.如权利要求1或2所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为基于预失真模型和所述输入信号(101)确定经预失真的信号(322)。
19.如权利要求18所述的测试装置(100、310、410)，其中所述测试装置(100、310、410)被配置为基于所述经预失真的信号(322)和所述DUT(102)的模型确定所述DUT(102)的经建模的输出信号(324)，使得所述经建模的输出信号近似于当将所述经预失真的信号(322)应用于所述DUT(102)时将获得的信号。
20.一种用于对被测设备DUT(102)进行测试的测试仪，其中所述测试仪(300、400)被配置为连接到至少一个DUT(102)并将输入信号(101)输入到所述DUT(102)；其中所述测试仪(300、400)包括如权利要求1所述的测试装置(100、310、410)。
21.一种用于对被测设备DUT(102)进行测试的测试仪，其中所述测试仪(300、400)被配置为连接到至少一个DUT(102)并将输入信号(101)输入到所述DUT(102)；其中所述测试仪(300、400)包括如权利要求2所述的测试装置(100、310、410)。
22.一种用于对被测设备DUT(102)进行测试的方法(1200)，其中所述方法包括：
接收来自所述DUT(102)的响应信号(103)；
将一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))应用于所接收到的响应信号(103)，以至少部分地对所述DUT(102)的缺陷进行校正，由此获得经校正的响应信号(105、314、504)；
通过对所述DUT的所述经校正的响应信号和所述DUT的相应输入信号进行比较来对所述经校正的响应信号(105、314、504)进行评估以判断所述DUT(102)，
其中所述方法还包括：使用至少一个基函数(Cj；Гk)确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，其中所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))是基于相应基函数的线性加和而形成的；
其中所述方法还包括：确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，使得所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))包括定义所述至少一个基函数(Cj；Гk)的权重的校正参数(cj,γk)。
23.一种用于对被测设备DUT(102)进行测试的方法(1200)，其中所述方法包括：
接收来自所述DUT(102)的响应信号(103)；
确定一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))的至少一个校正参数(cj,γk)，使得当所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))被应用于所述接收到的响应信号(103)时，所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))被适应为至少部分地对所述DUT(102)的缺陷进行校正；以及
通过确定所述至少一个校正参数(cj,γk)是否在预定范围内来对所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))的所述至少一个校正参数(cj,γk)进行评估，以判断所述DUT(102)，
其中所述方法还包括：使用至少一个基函数(Cj；Гk)确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，其中所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))是基于相应基函数的线性加和而形成的；
其中所述方法还包括：确定所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))，使得所述一个或多个校正函数(c(r[n])；γ(r[n]))包括定义所述至少一个基函数(Cj；Гk)的权重的所述校正参数(cj,γk)。
24.一种计算机可读存储介质，存储有指令，所述指令在被处理器执行时使得所述处理器执行如权利要求22-23中的一个权利要求所述的方法。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108897652B (zh) * 2018-07-03 2021-10-01 中国人民解放军国防科技大学 一种基于rtl级功耗分析的错误定位方法及系统
US11164551B2 (en) 2019-02-28 2021-11-02 Clifford W. Chase Amplifier matching in a digital amplifier modeling system
US10985951B2 (en) 2019-03-15 2021-04-20 The Research Foundation for the State University Integrating Volterra series model and deep neural networks to equalize nonlinear power amplifiers
US11496166B1 (en) * 2021-09-01 2022-11-08 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Predistortion method and system for a non-linear device-under-test

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000009792A (ja) * 1998-06-23 2000-01-14 Ando Electric Co Ltd テストバーンインシステム、及びテストバーンインシステム校正方法
US6327545B1 (en) * 1998-10-09 2001-12-04 Agilent Technologies, Inc. Method and apparatus for board model correction
CN102414567A (zh) * 2009-04-24 2012-04-11 爱德万测试株式会社 校正装置、概率密度函数测量装置、抖动测量装置、抖动分离装置、电子器件、校正方法、程序以及记录介质
CN102955126A (zh) * 2011-08-09 2013-03-06 英飞凌科技股份有限公司 用于测试待测试电路的设备和方法
CN103472398A (zh) * 2013-08-19 2013-12-25 南京航空航天大学 基于扩展卡尔曼粒子滤波算法的动力电池soc估计方法

Family Cites Families (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5467021A (en) 1993-05-24 1995-11-14 Atn Microwave, Inc. Calibration method and apparatus
US5808919A (en) 1993-11-23 1998-09-15 Hewlett-Packard Company Diagnostic system
JP2865134B2 (ja) 1996-08-07 1999-03-08 日本電気株式会社 シミュレーション方法及び装置
JPH1138087A (ja) * 1997-07-22 1999-02-12 Advantest Corp 半導体試験装置
US6249128B1 (en) 1997-10-22 2001-06-19 Teradyne, Inc. Automated microwave test system with improved accuracy
US6106567A (en) 1998-04-28 2000-08-22 Motorola Inc. Circuit design verification tool and method therefor using maxwell's equations
EP0984291A1 (en) 1998-09-03 2000-03-08 Texas Instruments Incorporated Capture and conversion of mixed-signal test stimuli
TW559668B (en) 1999-02-08 2003-11-01 Advantest Corp Apparatus for and method of measuring a jitter
US6397160B1 (en) 1999-06-04 2002-05-28 Teradyne, Inc. Power sensor module for microwave test systems
KR100331567B1 (ko) 2000-03-21 2002-04-06 윤종용 부유 도전 패턴을 고려한 집적회로의 배선간 기생커패시턴스 계산 방법 및 이를 기록한 기록매체
US6781357B2 (en) 2001-09-27 2004-08-24 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for maintaining a constant load current with line voltage in a switch mode power supply
US7639002B1 (en) 2001-12-20 2009-12-29 Cirrus Logic, Inc. Non-invasive, low pin count test circuits and methods
US6937046B1 (en) 2001-12-20 2005-08-30 Cirrus Logic, Inc. Non-invasive, low pin count test circuits and methods
US7051240B2 (en) 2002-03-14 2006-05-23 Agilent Technologies, Inc. Diagnosis of data packet transfer faults using constraints
JP3983612B2 (ja) 2002-07-08 2007-09-26 ローム株式会社 電流制限機能付き安定化電源装置
US7623979B2 (en) * 2003-08-14 2009-11-24 Nxp B.V. Calibration of tester and testboard by golden sample
US7721289B2 (en) 2003-08-29 2010-05-18 Microsoft Corporation System and method for dynamic allocation of computers in response to requests
US6930517B2 (en) 2003-09-26 2005-08-16 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Differential transistor and method therefor
US7254511B2 (en) 2004-01-15 2007-08-07 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Method and apparatus for calibrating a frequency domain reflectometer
US7643979B2 (en) 2006-01-17 2010-01-05 Rambus Inc. Method to analyze an analog circuit design with a verification program
US7256585B1 (en) 2006-07-21 2007-08-14 Agilent Technologies, Inc. Match-corrected power measurements with a vector network analyzer
JP4188396B2 (ja) 2006-08-31 2008-11-26 株式会社アドバンテスト 誤差要因判定装置、方法、プログラム、記録媒体および該装置を備えた出力補正装置、反射係数測定装置
US8400338B2 (en) 2006-12-29 2013-03-19 Teradyne, Inc. Compensating for harmonic distortion in an instrument channel
US7797121B2 (en) * 2007-06-07 2010-09-14 Advantest Corporation Test apparatus, and device for calibration
US8155904B2 (en) 2007-10-05 2012-04-10 Dvorak Steven L Vector signal measuring system, featuring wide bandwidth, large dynamic range, and high accuracy
JP4543265B2 (ja) 2007-11-20 2010-09-15 船井電機株式会社 スイッチング電源装置
US8405936B2 (en) 2008-05-02 2013-03-26 Agilent Technologies, Inc. Power diverter having a MEMS switch and a MEMS protection switch
WO2010034326A1 (en) * 2008-09-24 2010-04-01 Verigy (Singapore) Pte. Ltd. State machine and generator for generating a description of a state machine feedback function
JP2010096635A (ja) 2008-10-16 2010-04-30 Advantest Corp 歪同定装置、試験システム、プログラム、および、歪同定方法
US20100228515A1 (en) 2009-03-06 2010-09-09 Texas Instruments Inc Multi-frame test signals modulated by digital signal comprising source for testing analog integrated circuits
EP2433373B1 (en) 2009-05-19 2013-03-27 Thomson Licensing Stand-by power mode for power line modem
US8874391B2 (en) 2009-06-05 2014-10-28 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Distance-to-fault measurement system capable of measuring complex reflection coefficients
CN101727389B (zh) 2009-11-23 2012-11-14 中兴通讯股份有限公司 一种分布式综合业务自动化测试系统及方法
CN102906579B (zh) 2009-12-15 2015-05-27 爱德万测试公司 针对测试组的执行而调度测试布置的测试资源的使用的方法和装置
JP2013524249A (ja) 2010-04-14 2013-06-17 アドバンテスト （シンガポール） プライベート リミテッド 複数の被試験デバイスを試験する装置及び方法
KR101517349B1 (ko) 2010-12-22 2015-05-04 주식회사 아도반테스토 시험기용 교정 모듈 및 시험기
US9165735B2 (en) 2012-03-05 2015-10-20 Teradyne, Inc. High reliability, high voltage switch
KR101757093B1 (ko) 2013-03-04 2017-07-12 주식회사 아도반테스토 스위칭가능 신호 라우팅 회로
WO2015090478A1 (en) * 2013-12-20 2015-06-25 Advantest Corporation Multi-port measurement technique for determining s-parameters
US9564876B2 (en) * 2014-09-22 2017-02-07 Nanosemi, Inc. Digital compensation for a non-linear analog receiver
US10181825B2 (en) * 2015-10-27 2019-01-15 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Method and system for power amplifier characterization and digital predistortion

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000009792A (ja) * 1998-06-23 2000-01-14 Ando Electric Co Ltd テストバーンインシステム、及びテストバーンインシステム校正方法
US6327545B1 (en) * 1998-10-09 2001-12-04 Agilent Technologies, Inc. Method and apparatus for board model correction
CN102414567A (zh) * 2009-04-24 2012-04-11 爱德万测试株式会社 校正装置、概率密度函数测量装置、抖动测量装置、抖动分离装置、电子器件、校正方法、程序以及记录介质
CN102955126A (zh) * 2011-08-09 2013-03-06 英飞凌科技股份有限公司 用于测试待测试电路的设备和方法
CN103472398A (zh) * 2013-08-19 2013-12-25 南京航空航天大学 基于扩展卡尔曼粒子滤波算法的动力电池soc估计方法

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