CN105282462A - 图像传感器及其驱动方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及图像传感器及其驱动方法。在对各像素设置有放大电路的图像传感器中，存在如下问题：当使用非晶薄膜半导体作为构成放大电路的晶体管时，由于电压始终连续地施加到晶体管的源极和栅极之间，因此晶体管的阈值电压发生波动，由此信号电压发生波动。在像素积累信号的积分时段中，控制构成放大电路的TFT的栅极-源极电位，使得栅极端子电压比源极端子电压小，并在像素输出信号的读出时段中，控制构成放大电路的TFT的栅极-源极电位，使得栅极端子电压比源极端子电压大。

Description

图像传感器及其驱动方法
相关申请的交叉引用
本申请基于并要求2014年7月23日提交的日本专利申请No.2014-149909的优先权，该日本专利申请的全文通过引用并入在本文中。
技术领域
本发明涉及图像传感器，更具体地涉及对各像素设置有放大电路的图像传感器。
背景技术
利用X射线透过图像非破坏性地检查调查对象的内部，这种技术是医疗和工业用非破坏性检测领域中的必要的技术。特别地，X射线图像传感器将X射线透过图像直接获取作为电子数据，由于其拍摄图像的迅速性、通过图像处理能够辅助图像读取、能够处理动态图像等，而被广泛地采用。主要用作为X射线图像传感器的是称作FPD(平板检测器)的装置。在FPD中，二维设置的各像素设有：将X射线转换成电荷的光电转换部；以及将积聚在光电转换部中的信号电荷取出到外部的开关元件。FPD通过在玻璃等大面积基板上使用薄膜半导体技术来制作。这是因为：与可见光的情况不同，不能容易地制作X射线的减小光学系统，因此FPD的大小需要等于或大于调查对象的大小。因此，作为设置在像素上的开关元件，使用TFT(薄膜晶体管)。
FPD根据将X射线转换成电荷的方式，可大致分成两类。一种是将X射线转换成可见光并将可见光转换成电荷的间接转换方式。另一种是将X射线直接转换成电荷的直接转换方式。
作为间接转换方式的FPD，具有在日本未审查的专利公报特开平04-206573(专利文献1)的图5中公开的结构。在该结构中，在形成有光电二极管和晶体管的形成部上经由绝缘膜层叠有荧光体层。通过X射线的照射，荧光体层发出可见光，光电二极管将可见光转换成电荷。另外，专利文献1的技术公开了用a-Si(非晶硅)形成光电二极管和晶体管的例子。
作为直接转换方式的FPD，具有在日本未审查的专利公报特开平11-211832(专利文献2)的图1中公开的结构。在该结构中，通过将光导电层连接到晶体管而形成的像素形成在基板上。X射线被光导电层吸收并直接被转换成电荷。专利文献2的技术公开了使用ZnO、CdS、CdSe等作为光导电层的方法。
这两种方式的FPD中的信号被输出作为电荷，这些电荷通过外部积分器等信号检测电路而被转换成电压并被数字化。在此所示的专利文献1和专利文献2的技术输出由各像素获得的信号电荷本身，因此它们在某些情况下可被分类为PPS(无源像素传感器)，因为在这些技术中信号电荷在像素内未被放大。
近年来，在医疗领域中，对于X射线诊断装置，越来越强烈要求减小暴露于辐射和实现高清晰度。当为了减小暴露于辐射而减小X射线照射量时，由FPD检测到的信号电荷减小，因此S/N比劣化。另外，当为了实现高清晰度而将FPD的像素大小设计为很小时，信号电荷也相应地减少。因此，S/N比劣化。即，为了实现低的暴露于辐射和高清晰度这两者，必须提高FPD的S/N比。
作为提高图像传感器的S/N比的方法，具有用于CMOS图像传感器的称作APS(有源像素传感器)的技术。这是对图像传感器的各像素除设置光电二极管等的光电转换元件以外还设置放大电路从而放大并输出光电转换元件的信号的技术。该技术使得与PPS方式的情况相比能够大幅提高信号的S/N比。
CMOS图像传感器通常集成在单晶硅基板上并主要用于光学相机等，并已经尝试将APS技术用于薄膜晶体管。作为其例子，具有在日本未审查的专利公报特开昭58-068968(专利文献3(图1))和日本未审查的专利公报特开昭60-091666(专利文献4(图2))中公开的技术。专利文献3中公开的技术是使用多晶硅TFT作为信号放大用晶体管的例子。专利文献4中公开的技术是使用a-SiTFT作为信号放大用晶体管的例子。
然而，实际上，使用多晶硅TFT或a-SiTFT的APS图像传感器几乎未投入实际使用。其原因将在下面说明。
在使用多晶硅TFT的情况下，阈值电压的变化极大。特性变化是由多晶硅的结晶粒径的变化引起的本质问题。当构成放大电路的TFT的阈值电压发生变化时，放大电路的输出电压也产生变化。阈值电压的变化在极其靠近彼此设置的TFT元件之间很大，因此难以通过设计电路来消除。因此，当对图像传感器的各像素设置多结晶TFT的放大电路时，在各像素中信号产生变化，由此产生FPN(固定模式噪声)。
在使用a-SiTFT来放大信号的情况下，由于其非晶结构，不会发生由多晶硅TFT的情况那样的结晶结构引起的阈值电压变化的问题。但是，在可靠性方面产生问题，这是在a-SiTFT中电压连续施加于栅极和源极之间时阈值电压大幅波动的现象。在用于放大电路的TFT中，在栅极和源级之间连续施加使TFT始终导通的电压。因此，用于放大电路的TFT的阈值电压发生波动，由此输出电压也相应地发生波动。与可靠性有关的问题在使用非晶氧化物半导体的TFT中也同样发生。
a-SiTFT、非晶氧化物半导体TFT等的阈值电压的波动量取决于施加于TFT的栅极和源极之间的电压的大小和时间。因此，考虑通过控制施加于源极和栅极之间的电压使其变小并缩短施加时间，来抑制阈值电压的波动。
虽然目的不是解决上述的与TFT可靠性有关的问题，但是日本未审查的专利公报特开2010-098714(专利文献5(图1、图2))公开了在采用APS技术的图像传感器中改变作为放大电路的TFT的栅极电压的技术。
图16将专利文献5中公开的图像传感器的电路结构示作相关技术1。在相关技术1中，图像传感器的各像素900设有：作为放大电路的晶体管901；光电二极管902；存储电容903；以及复位晶体管904。
作为晶体管901的负载的电流源905的第一端子951连接到各像素列共用的输出配线DATA。关于光电二极管902，阳极端子92a连接到控制线RSEL，阴极端子92k连接到晶体管901的栅极端子91g和晶体管904的源极端子94s。存储电容903与光电二极管902并联连接。关于晶体管901，漏极端子91d连接到电源线P91(电源电压VDD)，源极端子91s连接到输出配线DATA。关于晶体管904，栅极端子94g连接到控制线RST，漏极端子94d连接到电源线P92(电源电压VREF)。电流源905的第二端子952连接到电源线P93(电源电压VREF)。
图17是示出相关技术1的操作的时序图，其示出图16中所示的控制线RST、RSEL和节点N1、N2的电压。节点N1和节点N2的实线和虚线分别示出照射光量LuxA和LuxB时的电压。
操作主要分成三个时段。在时间t0到时间t1的复位时段中，由于控制线RST的电位从VSS变化到VDD，因此晶体管904变成处于导通状态，光电二极管902和存储电容903的两端电压被复位，节点N1的电位变为VREF。
在从时间t1到时间t2的积分时段中，光电二极管902和存储电容903的电荷根据照射到光电二极管902的光量而减少，节点N1的电压减小。
在从时间t2到时间t3的读出时段中，控制线RSEL的电位从VSS增大到VREF。因此，节点N1的电位也增加到等于或大于晶体管901的阈值电压，节点N2的电位增大。
从作为放大电路的晶体管901的栅极-源极电压的观点来看，可如下阐述。即，在从时间t0到时间t1的复位时段中，对栅极端子91g施加VREF的电压，但是，源极端子91s的电压也是VREF，因此没有电压施加到栅极和源极之间。
在从时间t1到时间t2的积分时段中，光电流根据照射的光量流入到光电二极管902。随着光电二极管902和存储电容903中积蓄的电荷减少，晶体管901的栅极电压向减小的方向变化。因此，晶体管901的栅极和源极之间的电压的极性变为负。
在从时间t2到时间t3的读出时段中，随着控制线RSEL的电位上升，晶体管901的栅极电压也上升，并且栅极和源极之间的电压在正的极性下增大。之后，输出配线DATA的寄生电容通过晶体管901充电，节点N2的电位达到比晶体管901的栅极电压小阈值电压量的电压。即，在使用APS技术的放大电路用TFT的栅极和源极之间不是始终连续施加正电压，而可以施加负电压，或者可任意地改变电压的大小。同样的技术在日本未审查的专利申请公报特表2009-540628(专利文献6(图8、图9))中也被公开。
然而，在相关技术1中，当控制构成放大电路的晶体管901的栅极电位时，从各像素900输出的信号发生延迟，由此引起不能执行高速操作这样的重大问题。以下对其理由进行说明。
在图16的电路结构中，用作放大电路的晶体管901的源极端子91s直接连接到输出配线DATA。在作为晶体管901的栅极电压的节点N1的电压小于通过将阈值电压与晶体管901的源极电压相加得到的值的情况下，晶体管901处于断开状态，但晶体管901的栅极和源极之间的电容变为输出配线DATA的寄生电容。
在使用a-Si或非晶氧化物半导体作为晶体管901的半导体材料的情况下，对晶体管901采用如图18所示的反交错结构的TFT。在晶体管901中，在基板上形成栅极电极911，在栅极电极911上经由栅极绝缘膜920形成半导体层930，并在半导体层930的两端分别形成漏极电极941和源极电极942。
对晶体管901采用反交错结构的理由是因为与采用其他结构(例如，采用平面结构)的情况相比能够简化TFT制造步骤。但是，在反交错结构中，源极电极942和栅极电极911的二维重叠面积变大，因此栅极和源极之间的电容也变大。即，输出配线DATA的寄生电容变大。
另外，晶体管901作为源极跟随器进行操作，随着源极跟随器的输出电压接近目标电压(与输入电压相对应的理想的输出电压)，栅极和源极之间的电压变得更小。这意味着：随着输出电压接近目标电压，晶体管901的漏极电流迅速减小。
通常，为了提高源极跟随器的响应速度，使用增大晶体管901的沟道宽度的方法。但是，在本文公开的电路结构中，当晶体管901的沟道宽度增大时，输出配线DATA的寄生电容也变大。因此，不能提高响应速度。该问题随着与一条输出配线DATA连接的像素的数量增大而变得更显著。即，该问题对于具有大量像素的图像传感器来说是致命的问题。
因此，本发明的示例性目的是提供适于辐射图像捕获装置的图像传感器，利用该图像传感器，抑制由设置在各像素处的薄膜半导体形成的信号放大用晶体管的特性波动；不会产生可靠性上的问题；S/N比高；以及能够进行高速操作。
发明内容
根据本发明的示例性方面的第一图像传感器是这样的图像传感器：包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT、第二TFT以及第三TFT，其中：所述光电二极管的阳极端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第三TFT的源极端子，所述光电二极管的阴极端子连接到第一控制信号线；所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到所述第二TFT的漏极端子；所述第二TFT的栅极端子连接到所述第一控制信号线，所述第二TFT的源极端子连接到输出信号线；以及所述第三TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第三TFT的漏极端子连接到第二电源线。
根据本发明的另一示例性方面的第二图像传感器是这样的图像传感器：包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT以及第二TFT，其中：所述光电二极管的一个端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第二TFT的源极端子，所述光电二极管的另一端子连接到第一控制信号线；所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到输出信号线；所述第二TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第二TFT的漏极端子连接到第二电源线；所述第一TFT和所述第二TFT以反交错结构、顶接触结构、或底接触结构形成；在所述第一TFT中，源极电极和栅极电极的二维重叠面积比漏极电极和所述栅极电极的二维重叠面积小。
根据本发明的另一示例性方面的第一图像传感器的驱动方法是这样的用于驱动图像传感器的方法：所述图像传感器包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT、第二TFT以及第三TFT，其中：所述光电二极管的阳极端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第三TFT的源极端子，所述光电二极管的阴极端子连接到第一控制信号线；所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到所述第二TFT的漏极端子；所述第二TFT的栅极端子连接到所述第一控制信号线，所述第二TFT的源极端子连接到输出信号线；并且所述第三TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第三TFT的漏极端子连接到第二电源线，且所述方法包括：将所述图像传感器的驱动时段划分成对所述像素照射光信号的积分时段和从所述像素读出信号的读出时段；在所述积分时段中，使所述第一TFT的栅极电压小于所述第一TFT的源极电压；以及在所述读出时段中，使所述第一TFT的所述栅极电压大于所述第一TFT的所述源极电压。
根据本发明的另一示例性方面的第二图像传感器的驱动方法是这样的用于驱动图像传感器的方法：所述图像传感器包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT以及第二TFT，其中：所述光电二极管的一个端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第二TFT的源极端子，所述光电二极管的另一端子连接到第一控制信号线；所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到输出信号线；所述第二TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第二TFT的漏极端子连接到第二电源线；所述第一TFT和所述第二TFT以反交错结构、顶接触结构或底接触结构形成；以及在所述第一TFT中，源极电极和栅极电极的二维重叠面积比漏极电极和所述栅极电极的二维重叠面积小，且所述方法包括：将所述图像传感器的驱动时段划分成对所述像素照射光信号的积分时段和从所述像素读出信号的读出时段；在所述积分时段中，使所述第一TFT的栅极电压小于所述第一TFT的源极电压；以及在所述读出时段中，使所述第一TFT的所述栅极电压大于所述第一TFT的所述源极电压。
作为根据本发明的示例性优点，本发明使得能够在不产生可靠性上的问题的情况下使S/N比高的图像传感器高速操作。另外，在本发明中，能够减小图像传感器的制造成本。
附图说明
图1是示出根据第一示例性实施方式的图像传感器的结构的框图；
图2A是示出根据第一示例性实施方式的图像传感器的像素的结构的电路图，图2B是可应用于根据第一示例性实施方式的图像传感器的信号处理电路的结构(1)的电路图；
图3是示出根据第一示例性实施方式的图像传感器的操作的时序图；
图4是示出在a-SiTFT和氧化物半导体(InGaZnO)TFT的情况下栅极和源极之间的应力施加时间和阈值电压波动量的测量结果的曲线图；
图5A是可应用于根据第一示例性实施方式的图像传感器的信号处理电路的结构(2)的电路图，图5B是可应用于根据第一示例性实施方式的图像传感器的信号处理电路的结构(3)的电路图；
图6是示出可安装到可应用于根据第一示例性实施方式的图像传感器的信号处理电路中的采样电路的结构的电路图；
图7是示出图6的采样电路的操作的时序图；
图8是示出根据第二示例性实施方式的图像传感器的结构的框图；
图9是示出根据第二示例性实施方式的图像传感器的像素的结构的电路图；
图10A是示出可应用于第二示例性实施方式的图像传感器的TFT的形状的俯视图，图10B是示出可应用于第二示例性实施方式的图像传感器的TFT的结构的剖视图；
图11A是示出可应用于第二示例性实施方式的图像传感器的TFT的特征形状的俯视图，图11B是示出可应用于第二示例性实施方式的图像传感器的TFT的栅极电极、源极电极、以及漏极电极的二维重叠状态的俯视图；
图12是示出根据第三示例性实施方式的图像传感器的结构的框图；
图13是示出根据第三示例性实施方式的图像传感器的像素的结构的电路图；
图14是示出第三示例性实施方式的图像传感器的操作的时序图；
图15A是示出可应用于根据各示例性实施方式的图像传感器的TFT的结构(1)的剖视图，图15B是示出可应用于根据各示例性实施方式的图像传感器的TFT的结构(2)的剖视图；
图16是示出根据相关技术1的图像传感器的结构的电路图；
图17是示出根据相关技术1的图像传感器的操作的时序图；以及
图18是示出反交错结构的TFT的剖视图。
具体实施方式
以下，将参照附图说明本发明的实施方式(以下，称作“示例性实施方式”)。在本说明书和附图中，对实质上相同的结构元件使用相同的附图标记。
(第一示例性实施方式)
将参照附图对第一示例性实施方式的图像传感器进行详细说明。各图中的各结构元件的大小和缩小比例适当变更以确保图的可视性。另外，应当注意，各图中的阴影用于区分各结构元件，不一定表示切断面。
图2中所示的TFT220、TFT230、TFT240、扫描线(第一控制信号线)Gn、控制线(第二控制信号线)Rn、电源线P1、电源线P2、以及输出配线(输出信号线)Dm分别对应于包括第一TFT至第三TFT的所附权利要求书中记载的“第一TFT”、“第二TFT”、“第三TFT”、“第一控制信号线”、“第二控制信号线”、“第一电源线”、“第二电源线”和“输出信号线”的示例。
图1示出根据第一示例性实施方式的图像传感器的结构。图像传感器101具有以下结构：在基板上以纵横方式布置输出配线D1至D4、扫描线G1至G4以及控制线R1至R4。在被输出配线D1至D4和扫描线G1至G4划分的位置上，以矩阵布置像素201。输出配线D1至D4连接到信号处理电路300，扫描线G1至G4以及控制线R1至R4连接到驱动电路400。另外，共同连接到各像素201的电源线P1(电源电压VP)和电源线P2(电源电压VB)连接到电源电路500。虽然未示出，但在图像传感器101的上部设置将X射线转换成可见光的荧光体。虽然在此示出了图像传感器101的像素201以纵横方式4×4设置的例子，但毋庸置疑，可根据需要改变像素201的数量。
图2A示出根据第一示例性实施方式的图像传感器的像素的结构。在像素201中，设置有光电二极管210、放大TFT(第一TFT)220、输出控制TFT(第二TFT)230、以及复位TFT(第三TFT)240。光电二极管210的阴极端子21k连接到扫描线Gn，阳极端子21a连接到节点Na。TFT220的栅极端子22g连接到节点Na，漏极端子22d连接到电源线P1(电源电压VP)，源极端子22s连接到TFT230的漏极端子23d。TFT230的栅极端子23g连接到扫描线Gn，源极端子23s连接到输出配线Dm。TFT240的栅极端子24g连接到控制线Rn，漏极端子24d连接到电源线P2(电源电压VB)，源极端子24s连接到节点Na。
虽然未示出，但存储电容可并联连接到光电二极管210。对于TFT220、TFT230、TFT240的半导体层，可使用a-Si：H(非晶硅氢化物)或氧化物半导体。对于光电二极管210，可使用a-Si：H薄膜。在性能上面，特别期望采用层叠有p、i、n型a-Si：H薄膜的结构。
图2B示出可应用于信号处理电路300的电路示例。可应用于信号处理电路300的最简单的电路是将其一端连接到电源线P3(电源电压VSS)的电阻310连接到输出配线Dm的电路。电阻310与像素201内的TFT220形成源极跟随器电路，根据像素201的信号的电压被输出作为电阻310的端子电压(节点Nb的电压)。
驱动电路400是具有在图像传感器101输出所有的像素201的信号的时段中将脉冲依次输出到扫描线G1至G4和控制线R1至R4的功能的电路，例如，驱动电路400可由移位寄存器构成。
电源电路500供给图像传感器101所需的DC电压，并可对其使用一般的电源电路。
信号处理电路300、驱动电路400以及电源电路500可在图像传感器基板上由TFT构成。可替选地，由半导体芯片构成的电路可以是连接的或者经由电缆连接的COG(玻璃上的芯片)。
接下来，将对扫描线、控制线、各种电源线的电压的设定方法进行说明。图3是示出根据第一示例性实施方式的图像传感器的操作的时序图。扫描线Gn的电压是具有低电位电平VGL和高电位电平VGH的脉冲。控制线Rn的电压是具有低电位电平VRL和高电位电平VRH的脉冲。
在图像传感器101中，光电二极管210作为积蓄型操作。因此，需要对光电二极管210施加反向偏压。对于光电二极管210的反向偏压，可通过对阴极端子21k施加VGH，对阳极端子21a施加电源电压VB，满足VGH>VB，来设定大约VGH－VB的值。对于光电二极管210的反向偏压的值的程度，将即使在被照射可能的最大光量时也可以在阴极和阳极之间保持反向电压的值设定为标准。
接下来，电源电压VB，扫描线Gn的脉冲电压VGL、VGH，以及信号处理电路300的电源电压VSS被设定为满足下式。
VB－{Cd/(Cp+Cd)}(VGH－VGL)+Qsmax/(Cp+Cd)－Vf3<VSS(1)
VB－Vf3>VSS+Vth1(2)
在此，Cd是光电二极管210的电容，Cp是连接到节点Na的光电二极管210以外的寄生电容，Qsmax是在可能的最大光量被照射到光电二极管210时生成的电荷，Vth1是TFT220的阈值电压，以及Vf3是根据TFT240的切换在节点Na中产生的馈通电压。
控制线Rn的脉冲电压VRL和VRH被设定为满足下式。
VRL<VB－{Cd/(Cp+Cd)}(VGH－VGL)－Vf3(3)
VRH>VB+Vth3(4)
在此，Vth3是TFT240的阈值电压。另外，电源电压VP被设定为等于或大于VB。
接下来，将使用图3的时序图对图像传感器101的操作进行说明。图像传感器101的操作可主要分成两个时段。其中一个时段是对根据X射线的照射强度的信号电荷进行积分的积分时段T1。另一时段是读出保持在各像素201处的信号并重置光电二极管210的称作T2、T3或T4的读出时段。
在积分时段Tl中，对调查对象照射X射线，透过调查对象的X射线被照射到图像传感器101内的荧光体。在荧光体中，发射根据所照射的X射线量的光量的可见光。该可见光到达像素201的光电二极管210，并激发空穴电子对。
由于在时段Tl中控制线Rn处于低电位电平VRL，因此TFT240处于非导通状态，根据反向偏压和光电二极管210的电容确定的电荷被积蓄在光电二极管210中。在光电二极管210的内部由光激发的空穴电子对通过内部电场移动，并变为使积蓄在光电二极管210中的电荷减少的方向上的电流。因此，积蓄在光电二极管210中的电荷减少了根据入射光量的量。
假设电荷的减少量为Qs，则节点Na的电位表示如下。在此，光电二极管210的阳极端子21a连接到节点Na，因此，需要注意：根据电荷的减少，节点Na的电位上升。
VNa＝VB–{Cd/(Cp+Cd)}(VGH–VGL)+Qs/(Cp+Cd)–Vf3(5)
在读出时段内的时段T2中，扫描线Gn的电位上升至VGH。由此，TFT230变成处于导通状态。另外，光电二极管210的阴极端子21k的电位上升，节点Na的电位也上升。该状态下的节点Na的电位可表示如下。
VNa＝VB+Qs/(Cp+Cd)–Vf3(6)
在此，由式(2)的关系可知，VNa的值变为比VSS+Vthl大。当时段切换成时段T2的瞬间，TFT230变成处于导通状态，TFT220的源极电压变为VSS。因此，TFT220的栅极和源极之间的电压变得大于或等于TFT220的阈值电压，因此电流流经TFT220的漏极和源极之间。
在信号处理电路300的电阻310的值充分大的情况下，节点Nb的电压可表示如下。
VNb＝VB+Qs/(Cp+Cd)–Vf3–Vth1(7)
在此，假设TFT230的导通电阻比电阻310的电阻值小很多。从式(7)包含Qs项的事实可知，根据照射到图像传感器101的X射线的强度的电压可在节点Nb处被检测到。
在读出时段内的时段T3中，控制线Rn的电位上升到VRH。VRH满足式(4)，因此TFT240的栅极和源极之间的电压变得大于TFT240的阈值电压Vth3。因此，TFT240变成处于导通状态。其结果是，节点Na的电位变为VB，光电二极管210的两端的电压也被重置为VGH－VB。
在读出时段内的时段T4中，控制线Rn的电位下降到VRL。于是，TFT240变成处于非导通状态。然而，此时，由馈通产生的电荷流入到节点Na，因此节点Na的电位减小了馈通电压Vf3的量，其可表示如下。
VNa＝VB–Vf3(8)
在时段T4中，TFT230保持处于导通状态。因此，节点Nb的电位可表示如下。
VNb＝VB–Vf3–Vth1(9)
从式(7)和式(9)可知，对于时段T2中的节点Nb的电压与时段T4中的节点Nb的电压之间的差分电压Vsig，可求出以下的电压。
Vsig＝Qs/(Cp+Cd)(10)
由式(10)可知，可得到不包含TFT220的阈值电压Vth1和TFT240的馈通电压Vf3的信号电压Vsig。
在第一示例性实施方式中，能够在没有可靠性上的问题的情况下使S/N比高的图像传感器高速操作。其理由将分成以下的(a)、(b)、(c)、(d)进行说明。
(a)在图像传感器101中，能够提高S/N比。理由是对各像素201设置放大用的TFT220并利用电压读出信号。
当像素201的信号作为电荷被读出时，需要通过积分器等检测流入到输出配线Dm中的极小的电流。流入到输出配线Dm中的电流不仅包括依赖于信号电荷的电流，而且还包括根据电容耦合至输出配线Dm的其他配线的电位波动的电流、根据输出配线Dm周边的电磁场的变化的电流等。这些除信号以外的电流是极小值。然而，信号电荷也约为fC(毫微微库仑)，因此该电流不能忽略。
另一方面，在图像传感器101中，信号电荷在放大TFT220处被转换成电压。因此，可将其取出作为比由信号以外的电流通过信号处理电路300的电阻310所产生的电压分量更大的信号电压。因此，能够得到高S/N比。
(b)另外，在图像传感器101中，作为信号得到的电压Vsig不包含TFT220的阈值电压Vth1和根据TFT240的切换的馈通电压Vf3。
TFT的阈值电压根据制造工艺中产生的变化而变化。馈通电压取决于TFT的源极电极和栅极电极的二维重叠面积，因此在制造工艺中产生变化。
但是，在图像传感器101中，信号电压不包含TFT220的阈值电压Vth1和根据TFT240的切换的馈通电压Vf3。因此，各像素201的信号电平的偏移不发生变化，并且不会产生FPN(固定模式噪声)。
(c)在图像传感器101中，即使当设置基于TFT220的放大电路时，也不会对可靠性产生不利影响。
在使用a-Si或氧化物半导体作为TFT的情况下，当在TFT的栅极和源极之间连续地施加电压时，阈值电压波动。在应用于一般的图像传感器的放大电路中，在放大TFT的栅极和源极之间一直连续地施加正的电压。
图4示出通过制作由a-Si：H和氧化物半导体(InGaZnO：In、Ga、Zn、O的化合物)形成的TFT、在栅极和源极之间施加正的电压和负的电压、并估计TFT的阈值电压的变化得到的结果。用a-Si(+Vg)和a-Si(－Vg)标记的线分别示出在a-Si：HTFT的栅极和源极之间施加正的电压应力和负的电压应力时的阈值电压的变化。用InGaZnO(+Vg)和InGaZnO(－Vg)标记的线分别示出在氧化物半导体TFT的栅极和源极之间施加正的电压应力和负的电压应力时的阈值电压的变化。
从图4可看出，当在TFT的栅极和源极之间施加正的电压应力时，在a-Si：H和氧化物半导体的情况这两者中，TFT的阈值变化较大。因此，在以往的图像传感器中，放大TFT的阈值电压大幅波动。与此相应，信号电压大幅波动，由此引起可靠性上的问题。
另一方面，从图3可知，在图像传感器101中，在积分时段Tl中，作为放大TFT220的栅极电压的节点Na的电位比VSS小。在此，放大TFT220的源极电位是VSS或比VSS更高的电位，因此栅极-源极电压为负。
接下来，将讨论积分时段Tl的长度、以及读出时段T2、T3和T4的长度。连接到一条输出配线Dm的所有像素201的信号在图3的Tl、T2、T3和T4的总时段内被读出。即，假设连接到一条输出配线Dm的像素201的个数是n，则Tl的长度大于T2、T3和T4的总长度的n倍。例如，在用于拍摄胸部X射线照片的FPD中，n等于或大于1000。因此，Tl的长度比T2、T3和T4的长度长很多。
因此，在根据第一示例性实施方式的图像传感器101的操作时段的大部分时间中，在放大TFT220的栅极和源极之间连续施加负的电压。
如图4所示，当栅极-源极电压为负时，TFT的阈值电压的波动较小。另外，当TFT由氧化物半导体制作时，阈值电压几乎不波动。因此，在图像传感器101中，能够大幅抑制对可靠性的不良影响，或者不产生这种不良影响。
(d)利用图像传感器101，能够高速操作。
对放大TFT220的各像素设置的图像传感器101的信号读出速度取决于放大TFT220的电流驱动能力和输出配线Dm的寄生电容。在专利文献5、6公开的技术中，当为了提高放大TFT的电流驱动能力而增大TFT的沟道宽度时，输出配线的寄生电容变大，因此不能提高信号读出速度。
另一方面，在图像传感器101中，放大TFT220的栅极-源极电容不变成输出配线Dm的寄生电容。这是因为在未选择的像素201的情况下输出控制TFT230变成非导通状态。TFT230的栅极-源极电容变成输出配线Dm的寄生电容。然而，通过将栅极-源极电压设定得较高，能够使接通电阻变小，并且能够使用沟道宽度小的TFT。因此，能够使TFT230的栅极-源极电容变小，由此能够减小输出配线Dm的寄生电容。
因此，能够提高信号读出速度，因此能够进行高速操作。TFT230的栅极-源极电压可通过增大VGH的值来设定。通过将VGH设定为具有较大的值，使光电二极管210的两端的电压(反向偏压)增大。但是，可在光电二极管210的漏电流不增大的范围内设定VGH。
接下来，将对用于图像传感器101的信号处理电路300进行说明。
除如上所述的使用电阻310的电路以外，图5A所示的电路也可以用作信号处理电路300。该电路是取代电阻310、由MOS晶体管331构成的有源负载连接到输出配线Dm的电路。MOS晶体管332和电流源320用于生成供给到MOS晶体管331的栅极端子33g的偏压。MOS晶体管331的数量需要与图像传感器101的输出配线Dm的数量相同。但是，MOS晶体管332和电流源320至少各具有一个即可。
使用有源负载的信号处理电路300也可通过使用双极晶体管来构成。图5B的双极晶体管341是作为有源负载的晶体管，双极晶体管342和电流源320将基极电压供给到双极晶体管341的基极端子34b。
通过使用图5A和图5B所示的电路，当将信号处理电路300集成在半导体芯片上时，与使用电阻310的情况相比，可使芯片面积变得更小。
信号处理电路300的电阻310、作为有源负载的MOS晶体管331、以及双极晶体管341与像素201中的TFT220一起构成源极跟随器电路，其电阻值决定源极跟随器电路的增益。在至此的说明中，假定电阻值极高，则源极跟随器电路的增益为“1”。但是，当电阻值很大时，降低节点Nb的电压时的时间常数变大。因此，通过根据图像传感器101所需的操作速度来设定电阻310的值和电流源320的电流值，能够调整成适当的增益和响应速度。另外，当想要使跟随器电路的增益接近“1”的同时提高响应速度时，可以与电阻310、作为有源负载的MOS晶体管331或双极晶体管341并联设置用于使节点Nb与电源电压VSS短路的开关。
在图像传感器101的操作的说明中，示出了通过比较按照时间顺序输出的像素信号而能够获得不包含TFT220的阈值电压Vth1和TFT240切换时的馈通电压Vf3的信号电压Vsig。该操作可通过将图6所示的采样电路添加到信号处理电路300的节点Nb来实现。
图6所示的电路由开关元件351、352，模拟缓冲器361，差分放大器371，以及电容381、382构成。使该电路以图7所示的时序操作。φ1和φ2分别示出开关元件351和开关元件352导通的时序，这些元件在高电平时导通。于是，在时段T2中将φ1转变到低电平的时间上的节点Nb的电压V1被保持到电容381，在时段T4中将φ2转变到低电平的时间上的节点Nb的电压V2被保持到电容382。被两个电容381和382保持的电压的差Vsig从差分放大器371的输出端子Out被输出。虽然差分放大器371的增益被定义为“1”，但即使大于1也没有问题。
另外，可将采样保持电路、ADC(模拟-数字转换器)电路等连接到差分放大器371的输出端子Out。然而，这些结构不涉及本发明的本质，因此省略对其的说明。
上面的说明可总结如下。图像传感器101的本质是：对各像素201设置放大TFT220的栅极-源极电压，并使放大TFT220的栅极-源极电压在使图像传感器101操作时的大部分的时段中为负；以及在放大TFT220与输出配线Dm之间设置输出控制TFT230，从而放大TFT220的栅极-源极电容不会变成输出配线Dm的寄生电容。由此，能够在不产生可靠性上的问题的情况下使S/N比高的图像传感器101高速操作。
(第二示例性实施方式)
图8和图11中所示的TFT220、TFT240、扫描线Gn、控制线Rn、电源线P1、电源线P2、输出配线Dm、边界线B-B’、边界线C-C’、半导体层630、漏极电极641、以及源极电极642分别对应于包括第一TFT和第二TFT而不包括第三TFT的所附权利要求书中记载的“第一TFT”、“第二TFT”、“第一控制信号线”、“第二控制信号线”、“第一电源线”、“第二电源线”、“输出信号线”、“第一边界线”、“第二边界线”、“沟道区域”、“漏极区域”、以及“源极区域”的示例。
图8示出根据第二示例性实施方式的图像传感器的结构。图像传感器102具有在基板上以纵横方式设置有输出配线D1至D4、扫描线G1至G4、以及控制线R1至R4的结构。在由输出配线D1至D4和扫描线G1至G4划分的位置上，以矩阵设置像素202。输出配线D1至D4连接到信号处理电路300，扫描线G1至G4及控制线R1至R4连接到驱动电路400。另外，共同连接到各像素202的电源线P1(电源电压VP)和电源线P2(电源电压VB)连接到电源电路500。虽然未示出，但在图像传感器102的上部设置有将X射线转换成可见光的荧光体。虽然图8的图像传感器102示出了像素202以纵横方式4×4配置的例子，但像素202的数量可根据需要改变。
图9示出根据第二示例性实施方式的图像传感器的像素的结构。在像素202中，设置有光电二极管210、放大TFT(第一TFT)220、以及复位TFT(第二TFT)240。光电二极管210的阴极端子21k连接到扫描线Gn，阳极端子21a连接到节点Na。TFT220的栅极端子22g连接到节点Na，漏极端子22d连接到电源线P1(电源电压VP)，源极端子22s连接到输出配线Dm。TFT240的栅极端子24g连接到控制线Rn，漏极端子24d连接到电源线P2(电源电压VB)，源极端子24s连接到节点Na。
虽然未示出，但可将存储电容与光电二极管210并联连接。TFT220和TFT240为反交错结构(底栅结构)，并可对其半导体层使用a-Si：H或氧化物半导体。可对光电二极管210使用a-Si：H薄膜。在性能上面，特别期望采用层叠有p、i、n型a-Si：H薄膜的结构。
图10A是示出对图像传感器102的像素202设置的放大TFT220的结构的俯视图。TFT220是反交错结构，其包括栅极电极611、半导体层630、漏极电极641、以及源极电极642。
图10B示出沿图10A的A-A’线截取的部分的剖视图。TFT220具有在形成在基板上的栅极电极611上将栅极绝缘膜620、半导体层630、漏极电极641、以及源极电极642层叠并图案化的结构。
在此使用的TFT220的结构的特征如图11A所示。在该结构中，在漏极电极641和形成沟道区域的半导体层630之间的边界线B-B’、以及源极电极642和形成沟道区域的半导体层630之间的边界线C-C’均包括曲线部。边界线B-B’和边界线C-C’之间的间隔相等，该间隔是TFT220的沟道长度L。另外，将边界线B-B’的长度和边界线C-C’的长度相比，可以具有边界线B-B’的长度更长的特征。
对于信号处理电路300、驱动电路400、电源电路500，可分别使用与第一示例性实施方式的图像传感器中使用的电路相同的电路。
接下来，将对各种电压的设定方法和操作进行说明。图像传感器102的操作可参照图3的时序图进行说明。
首先，以如下方式设定各种电压。可通过调整扫描线Gn的高电位电平VGH和电源电压VB而将光电二极管210的反向偏压设定为大约VGH－VB。在此假设满足VGH>VB的关系。电源电压VB、扫描线Gn的低电位电平VGL和高电位电平VGH被设定为满足式(1)和式(2)。控制线Rn的低电位电平VRL和高电位电平VRH被设定为满足式(3)和式(4)。式中的符号的定义与第一示例性实施方式相同。电源电压VP被设定为满足VP>VB。
接下来，将对图像传感器102的操作进行说明。图像传感器102的操作可主要分成两个时段。其中一个时段是对根据X射线的照射强度的信号电荷进行积分的积分时段T1。另一时段是读出保持在各像素202处的信号并将光电二极管210复位的称作T2、T3或T4的读出时段。
在积分时段T1中，控制线Rn处于低电位电平。因此，TFT240处于非导通状态。因此，根据照射到像素202的X射线的量，光电二极管210的两端中积蓄的电荷减少。假设电荷的减少量是Qs，则节点Na的电位VNa可表示为式(5)。
在读出时段内的时段T2中，扫描线Gn的电位上升到VGH，光电二极管210的阴极端子21k的电位也上升。该状态下的节点Na的电位VNa可表示为式(6)。此外，对于VB、VSS、Vf3，式(2)的关系成立。因此，VNa变得比VSS+Vth1大，TFT220处于导通状态。
在使用图2B所示的电路作为信号处理电路300并且电阻310的值足够大的情况下，节点Nb的电压可表示为式(7)。
在读出时段内的时段T3中，控制线Rn的电位上升到VRH。VRH满足式(4)，因此TFT240的栅极和源极之间的电压变得比TFT240的阈值电压Vth3大。因此，TFT240变成处于导通状态。其结果是，节点Na的电位变为VB，光电二极管210的两端的电压也复位成VGH－VB。
在读出时段内的时段T4中，控制线Rn的电位下降到VRL。于是，TFT240变成处于非导通状态。但此时，由馈通产生的电荷流入到节点Na，因此节点Na的电位减小了馈通电压Vf3的量，其可表示为式(8)。由式(2)可知，式(8)中的电位大于VSS+Vth1。在该状态下，TFT220处于导通状态，因此节点Nb的电位可表示为式(9)。
根据式(7)和式(9)，时段T2中的节点Nb的电压和时段T4中的节点Nb的电压之间的差分电压Vsig可表示为式(10)。
由式(10)可知，可求出不包含TFT220的阈值电压Vth1和TFT240的馈通电压Vf3的信号电压Vsig。
在第二示例性实施方式中，能够在不产生可靠性上的问题的情况下使高S/N比的图像传感器102高速操作。另外，能够减小制造成本。将对其理由进行说明。
在图像传感器102中，能够提高S/N比。其理由与第一示例性实施方式的情况相同。
在图像传感器102中，即使当设置基于TFT220的放大电路时，也不会对可靠性产生不良影响。其理由与第一示例性实施方式的情况相同。
在图像传感器102中，能够实现高速操作。在对像素202设置的放大TFT220构成源极跟随器电路的情况下，信号的响应速度取决于放大TFT220的电流驱动能力和输出配线Dm的寄生电容。如第二示例性实施方式的情况，在放大TFT220的源极端子22s连接到输出配线Dm的情况下，输出配线Dm的寄生电容很大程度取决于放大TFT220的栅极-源极电容。在反交错型TFT220的情况下的TFT220的栅极-源极电容取决于源极电极和栅极电极的二维重叠面积。
图11B示出对图像传感器102的像素202设置的放大TFT220中的栅极电极611和源极电极642的重叠面积Ss、以及栅极电极611和漏极电极641的重叠面积Sd。从图中显而易见，Sd较大，Ss比Sd小。因此，能够使TFT220的栅极-源极电容变小，因此输出配线Dm的寄生电容也变小。因此，能够实现高速操作。
对于图像传感器102，可使用反交错型a-Si：HTFT或氧化物半导体TFT。在反交错型TFT中，与平面型TFT的情况相比，能够减小制造时的光刻工序。这是因为不需要用于形成将半导体层与源极金属及漏极金属电连接的接触孔的工序。但是，与平面型TFT相比，反交错型TFT的栅极-源极电容和栅极-漏极电容变得更大。在使用第二示例性实施方式的TFT结构的情况下，即使使用反交错型TFT，也能够减小栅极-源极电容。因此，能够同时实现低成本和高速操作。
通过如图像传感器102的情况那样将放大TFT220形成为图10A所示的形状，在放大TFT220和输出配线Dm之间不设置输出控制TFT的情况下，也能够实现高速操作。但是，在由本发明的发明人进行的电路模拟中，以下情况被确认：当连接到一条输出配线的像素的数量增加时，与第一示例性实施方式的图像传感器相比，操作速度变慢。因此，第二示例性实施方式的结构适于以低成本生产的、其中连接到一条输出配线的像素202的数量不是很多的图像传感器102的情况。
(第三示例性实施方式)
图12示出根据第三示例性实施方式的图像传感器的结构。图像传感器103的结构与第二示例性实施方式的结构大致相同。从图13所示的像素203的电路图可知，不同点是光电二极管210的连接方法。在图像传感器103中，光电二极管210的阳极端子21a连接到扫描线Gn，阴极端子21k连接到节点Na。对于TFT220和TFT240，可采用反交错型a-Si：HTFT或氧化物半导体TFT。对于TFT220的形状，可使用图10A中所示的形状。
对于用于图像传感器103的信号处理电路300、驱动电路400、以及电源电路500，可分别使用与第一示例性实施方式中所示的结构相同的结构。
接下来，将参照图14的时序图对各种电压的设定方法和操作进行说明。
可通过调整电源电压VB和扫描线Gn的高电位电平VGH而将光电二极管210的反向偏压设定为大约VGH－VB。在此假设满足VB>VGH。电位VB、VGH和VGL被设定为满足式(11)和式(12)。式中的符号的定义与第一示例性实施方式相同。
VB–{Cd/(Cp+Cd)}(VGH–VGL)–Vf3<VSS(11)
VB–Qsmax/(Cp+Cd)–Vf3>VSS+Vth1(12)
VRH和VRL被设定为满足式(13)和式(14)。式中的符号的定义与第一示例性实施方式相同。
VRL<VB–{Cd/(Cp+Cd)}(VGH–VGL)–Qsmax/(Cp+Cd)–Vf3(13)
VRH>VB+Vth3(14)
在积分时段T1中，根据照射到各像素203的X射线的量，在光电二极管210内部激发空穴电子对。产生的空穴和电子使积蓄在光电二极管210中的电荷减少。假设电荷的减少量是Qs，则节点Na的电位可表示为式(15)。在此，由于光电二极管210的阴极端子21k连接到节点Na，因此节点Na的电位由于电荷减少而下降。
VNa＝VB–{Cd/(Cp+Cd)}(VGH–VGL)–Qs/(Cp+Cd)–Vf3(15)
在读出时段内的时段T2中，扫描线Gn的电位上升到VGH，并且光电二极管210的阴极端子21k的电位也上升。由此，节点Na的电位也上升。该状态下的节点Na的电位可表示如下。
VNa＝VB–Qs/(Cp+Cd)–Vf3(16)
由于Qs小于Qsmax，因此由式(12)可知，VNa的值变得大于VSS+Vth1。因此，TFT220的栅极-源极电压等于或大于TFT220的阈值电压，电流流入到TFT220的漏极和源极之间。
在使用图2B中所示的电路作为信号处理电路300并且电阻310的值充分大的情况下，节点Nb的电压可表示如下。
VNb＝VB–Qs/(Cp+Cd)–Vf3–Vth1(17)
由式(17)包含Qs项的事实可知，可通过节点Nb检测根据照射到图像传感器103的X射线的强度的电压。
在读出时段内的时段T3中，控制线Rn的电位上升到VRH。VRH满足式(14)，因此TFT240的栅极和源极之间的电压变得大于TFT240的阈值电压Vth3。因此，TFT240变成处于导通状态。其结果是，节点Na的电位变为VB，光电二极管210的两端的电压也复位到VGH－VB。
在读出时段内的时段T4中，控制线Rn的电位下降到VRL。于是，TFT240变成处于非导通状态。但此时，由馈通产生的电荷流入到节点Na，因此节点Na的电位减小了馈通电压Vf3的量，其可表示如下。
VNa＝VB–Vf3(18)
在时段T4中，扫描线Gn的电位保持高电位电平，因此TFT220的栅极-源极电压等于或大于阈值电压。因此，节点Nb的电位可表示如下。
VNb＝VB–Vf3–Vth1(19)
根据式(17)和式(19)，对于时段T2中的节点Nb的电压和时段T4中的节点Nb的电压之间的差分电压Vsig，可求出以下的电压。
Vsig＝Qs/(Cp+Cd)(20)
由式(20)可知，信号电压Vsig不包含TFT220的阈值电压Vth1和TFT240的馈通电压Vf3。可通过使用图6中所示的电路获得时段T2和时段T4中的节点Nb的电压差，其操作与在第一示例性实施方式中说明的操作相同。
在第三示例性实施方式中，能够在不产生可靠性上的问题的情况下使高S/N比的图像传感器103高速操作。另外，能够降低制造成本。将对其理由进行说明。
在图像传感器103中，能够提高S/N比。其理由与第一示例性实施方式的情况相同。
在图像传感器103中，即使当设置基于TFT220的放大电路时，也不会对可靠性产生不良影响。其理由与第一示例性实施方式的情况相同。
在图像传感器103中，能够实现高速操作。其理由与第二示例性实施方式的情况相同。
在第三示例性实施方式的图像传感器103中，能够降低制造成本。其理由与第二示例性实施方式的情况相同。
虽然作为能够应用于各示例性实施方式的图像传感器的晶体管，列举了反交错结构的a-SiTFT和氧化物半导体TFT，但也可以采用其它晶体管。例如，可以采用并五苯的有机晶体管。
有机晶体管通常形成为如图15A所示的顶接触结构(源极电极和漏极电极设置在半导体膜的上侧，源极电极和漏极电极的下表面与半导体膜接触的结构)或如图15B所示的底接触结构(源极电极和漏极电极设置在半导体膜的下侧，源极电极和漏极电极的上表面与半导体膜接触的结构)。图15A中所示的顶接触结构的有机晶体管通过如下步骤形成：在形成在基板上的栅极电极710上层叠栅极绝缘膜720和有机半导体膜730；并在有机半导体膜730的两端形成漏极电极741和源极电极742。图15B中所示的底接触结构的有机晶体管通过如下步骤形成：在形成在基板上的栅极电极710上形成栅极绝缘膜720；并在栅极绝缘膜720上形成相互分离的漏极电极741和源极电极742；以及进一步在漏极电极741、源极电极742以及它们之间的栅极绝缘膜720上形成有机半导体膜730。
在这些结构中，如同在反交错结构的情况中那样，栅极电极710、源极电极742以及漏极电极741的二维重叠面积较大，栅极-源极电容和栅极-漏极电容较大。因此，可通过采用各示例性实施方式的图像传感器的结构实现已经描述的效果。
另外，本发明可总结如下。即，本发明具有栅极电极、源极电极以及漏极电极的二维重叠面积大的结构，并采用施加负的栅极-源极应力时的阈值电压的波动小于施加正的栅极-源极应力时的阈值电压的波动的晶体管。当将本发明应用于图像传感器时，能够获得已经描述的效果。
换言之，本发明的主题是在对各像素设置有放大电路的图像传感器中解决以下问题：当使用非晶薄膜半导体作为构成放大电路的晶体管时，由于电压始终连续地施加于晶体管的源极和栅极之间，因此晶体管的阈值电压发生波动，使得信号电压发生波动。本发明的解决手段是：在像素累积信号的积分时段中，以使栅极端子电压变为比源极端子电压小的方式来控制构成放大电路的TFT的栅极-源极电位；以及在像素输出信号的读出时段中，以使栅极端子电压变为比源极端子电压大的方式进行控制。
虽然参照各示例性实施方式的结构和操作对本发明进行了说明，但本发明不仅限于上述的各示例性实施方式。应注意，本发明包括本领域的技术人员在不脱离本发明的范围的情况下能够做出的各种变型和修改。另外，本发明包括将上述各示例性实施方式的结构的一部分或全部相互地且适当地组合而得到的结构。
虽然上述的实施方式的一部分或全部可总结为以下的附录，但本发明不仅限于以下的结构。
(附录1)
一种图像传感器，包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT、第二TFT以及第三TFT，其中：
所述光电二极管的阳极端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第三TFT的源极端子，所述光电二极管的阴极端子连接到第一控制信号线；
所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到所述第二TFT的漏极端子；
所述第二TFT的栅极端子连接到所述第一控制信号线，所述第二TFT的源极端子连接到输出信号线；以及
所述第三TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第三TFT的漏极端子连接到第二电源线。
(附录2)
一种图像传感器，包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT以及第二TFT，其中：
所述光电二极管的一个端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第二TFT的源极端子，所述光电二极管的另一端子连接到第一控制信号线；
所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到输出信号线；
所述第二TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第二TFT的漏极端子连接到第二电源线；
所述第一TFT和所述第二TFT以反交错结构、顶接触结构、或底接触结构形成；以及
在所述第一TFT中，源极电极和栅极电极的二维重叠面积比漏极电极和所述栅极电极的二维重叠面积小。
(附录3)
如附录2所述的图像传感器，其中：
所述第一TFT在漏极区域和沟道区域之间的第一边界线、以及源极区域和所述沟道区域之间的第二边界线上包括曲线部分；以及
所述第一边界线的长度比所述第二边界线的长度长。
(附录4)
如附录1所述的图像传感器，其中：
所述第一TFT至所述第三TFT由非晶硅或氧化物半导体形成。
(附录5)
如附录2或3所述的图像传感器，其中：
所述第一TFT和所述第二TFT由非晶硅或氧化物半导体形成。
(附录6)
一种用于驱动图像传感器的方法，所述图像传感器包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT、第二TFT以及第三TFT，其中：
所述光电二极管的阳极端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第三TFT的源极端子，所述光电二极管的阴极端子连接到第一控制信号线；
所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到所述第二TFT的漏极端子；
所述第二TFT的栅极端子连接到所述第一控制信号线，所述第二TFT的源极端子连接到输出信号线；以及
所述第三TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第三TFT的漏极端子连接到第二电源线，
所述方法包括：
将所述图像传感器的驱动时段划分成对所述像素照射光信号的积分时段和从所述像素读出信号的读出时段；
在所述积分时段中，将所述第一TFT的栅极电压设定成小于所述第一TFT的源极电压；以及
在所述读出时段中，将所述第一TFT的栅极电压设定成大于所述第一TFT的源极电压。
(附录7)
一种用于驱动图像传感器的方法，所述图像传感器包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT以及第二TFT，其中：
所述光电二极管的一个端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第二TFT的源极端子，所述光电二极管的另一端子连接到第一控制信号线；
所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到输出信号线；
所述第二TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第二TFT的漏极端子连接到第二电源线；
所述第一TFT和所述第二TFT以反交错结构、顶接触结构或底接触结构形成；以及
在所述第一TFT中，源极电极和栅极电极的二维重叠面积比漏极电极和所述栅极电极的二维重叠面积小，
所述方法包括：
将所述图像传感器的驱动时段划分成对所述像素照射光信号的积分时段和从所述像素读出信号的读出时段；
在所述积分时段中，将所述第一TFT的栅极电压设定成小于所述第一TFT的源极电压；以及
在所述读出时段中，将所述第一TFT的栅极电压设定成大于所述第一TFT的源极电压。
(附录8)
一种图像传感器，包括：
光电转换元件，在所述光电转换元件中两端子之间的电压根据受光量变化；
复位开关元件，所述复位开关元件的接通和断开被控制，通过使所述复位开关元件接通，将恒定电压施加于所述光电转换元件，从而使所述两端子之间的电压复位到初始值；
放大元件，所述放大元件放大并输出所述两端子之间的电压；
驱动电路，所述驱动电路控制所述复位开关元件的接通和断开并每隔恒定时间使所述复位开关元件接通；以及
信号处理电路，所述信号处理电路分别在所述复位开关元件接通之前和之后，将在所述复位开关元件断开时从所述放大元件输出的信号输入作为第一信号和第二信号，并求出所述第一信号和所述第二信号之差。
(附录9)
如附录8所述的图像传感器，还包括输出控制开关元件，所述输出控制开关元件的接通和断开被控制，通过使所述输出控制开关元件接通，将所述放大元件和所述信号处理电路电连接，其中：
所述驱动电路控制所述输出控制开关元件的接通和断开，当所述放大元件输出所述第一信号和所述第二信号时，使所述输出控制开关元件接通。
(附录10)
如附录8所述的图像传感器，其中：
所述放大元件由反交错结构的TFT、顶接触结构的TFT或底接触结构的TFT形成；并且源极电极和栅极电极的二维重叠面积比漏极电极和栅极电极的二维重叠面积小。
(附录11)
如附录8或9所述的图像传感器，其中：
所述放大元件由TFT形成；在输出所述第一信号和所述第二信号时，以使栅极电压变得比源极电压大的方式施加电压；以及在其他时间，以使所述栅极电压变得比所述源极电压小的方式施加电压。
工业适用性
根据本发明的图像传感器及其驱动方法例如可用作通过使用X射线透过图像以非破坏性方式检查调查对象的内部的技术。具体地，本发明可用于医疗、工业用非破坏性检查领域等。

Claims (7)

1.一种图像传感器，包括在各像素处设置的光电二极管、第一薄膜晶体管TFT、第二TFT以及第三TFT，其中：
所述光电二极管的阳极端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第三TFT的源极端子，所述光电二极管的阴极端子连接到第一控制信号线；
所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到所述第二TFT的漏极端子；
所述第二TFT的栅极端子连接到所述第一控制信号线，所述第二TFT的源极端子连接到输出信号线；以及
所述第三TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第三TFT的漏极端子连接到第二电源线。
2.如权利要求1所述的图像传感器，其中：
所述第一TFT至所述第三TFT由非晶硅或氧化物半导体形成。
3.一种图像传感器，包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT以及第二TFT，其中：
所述光电二极管的一个端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第二TFT的源极端子，所述光电二极管的另一端子连接到第一控制信号线；
所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到输出信号线；
所述第二TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第二TFT的漏极端子连接到第二电源线；
所述第一TFT和所述第二TFT以反交错结构、顶接触结构、或底接触结构形成；以及
在所述第一TFT中，源极电极和栅极电极的二维重叠面积比漏极电极和所述栅极电极的二维重叠面积小。
4.如权利要求3所述的图像传感器，其中：
所述第一TFT在漏极区域和沟道区域之间的第一边界线、以及源极区域和所述沟道区域之间的第二边界线上包括曲线部分；以及
所述第一边界线的长度比所述第二边界线的长度长。
5.如权利要求3所述的图像传感器，其中：
所述第一TFT和所述第二TFT由非晶硅或氧化物半导体形成。
6.一种用于驱动图像传感器的方法，所述图像传感器包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT、第二TFT以及第三TFT，其中：
所述光电二极管的阳极端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第三TFT的源极端子，所述光电二极管的阴极端子连接到第一控制信号线；
所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到所述第二TFT的漏极端子；
所述第二TFT的栅极端子连接到所述第一控制信号线，所述第二TFT的源极端子连接到输出信号线；以及
所述第三TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第三TFT的漏极端子连接到第二电源线，
所述方法包括：
将所述图像传感器的驱动时段划分成对所述像素照射光信号的积分时段和从所述像素读出信号的读出时段；
在所述积分时段中，将所述第一TFT的栅极电压设定成小于所述第一TFT的源极电压；以及
在所述读出时段中，将所述第一TFT的所述栅极电压设定成大于所述第一TFT的所述源极电压。
7.一种用于驱动图像传感器的方法，所述图像传感器包括在各像素处设置的光电二极管、第一TFT以及第二TFT，其中：
所述光电二极管的一个端子连接到所述第一TFT的栅极端子和所述第二TFT的源极端子，所述光电二极管的另一端子连接到第一控制信号线；
所述第一TFT的漏极端子连接到第一电源线，所述第一TFT的源极端子连接到输出信号线；
所述第二TFT的栅极端子连接到第二控制信号线，所述第二TFT的漏极端子连接到第二电源线；
所述第一TFT和所述第二TFT以反交错结构、顶接触结构或底接触结构形成；以及
在所述第一TFT中，源极电极和栅极电极的二维重叠面积比漏极电极和所述栅极电极的二维重叠面积小，
所述方法包括：
将所述图像传感器的驱动时段划分成对所述像素照射光信号的积分时段和从所述像素读出信号的读出时段；
在所述积分时段中，将所述第一TFT的栅极电压设定成小于所述第一TFT的源极电压；以及
在所述读出时段中，将所述第一TFT的所述栅极电压设定成大于所述第一TFT的所述源极电压。
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