CN105099457A - 杂散音分散装置以及频率计测装置 - Google Patents

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Abstract

杂散音分散装置以及频率计测装置。抑制作为因Δ-Σ调制而产生的周期性量化噪声的杂散音。杂散音分散装置(1A)具有：n个FDSM(1)～FDSM(n)；相位调整部(10)，其以使得杂散音的相位均不同的方式，相对地调整被测定信号(Fx)和基准信号(Fc)的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号，分别提供给n个FDSM(1)～FDSM(n)；加法器(30)，其将n个FDSM(1)～FDSM(n)的输出数据(OUT1～OUTn)相加，输出频率Δ-Σ调制信号(Y)。

Description

杂散音分散装置以及频率计测装置
技术领域
本发明涉及提高频率数字信号转换的分辨率的杂散音(idletone)分散装置以及频率计测装置。
背景技术
作为将模拟信号转换成数字信号的方法，公知有Δ-Σ调制方式。此外，在专利文献1，公开了使用Δ-Σ调制方式来计测被测定信号的频率的频率计测装置。此外，在专利文献1中，公开了：在该频率计测装置中，不存在非检测期间的结构的计数值的连续输出相当于与被测定信号频率的高低对应的1次Δ-Σ调制信号。在以下的说明中，将如下转换器称作FDSM(FrequencyDeltaSigmaModulator)：其使用基准信号，以Δ-Σ调制方式对被测定信号进行转换，确定被测定信号的频率。
已知在Δ-Σ调制器的输出中，通常会产生被称作杂散音的周期性量化噪声(参照例如非专利文献1的2.6章)。在基于FDSM进行的频率测定中，杂散音是直接导致其测定精度劣化的噪声。
在非专利文献2中，研究了如下方法：使被测定信号依次延迟而提供给并联化的多个FDSM，并向全部FDSM提供基准信号，将并联化的多个FDSM的输出相加，由此抑制杂散音。
专利文献1：美国专利第6362769号
非专利文献1：RichartdSchreier，GaborC.Temes.；ΔΣ型模拟/数字转换器入门，34～41页，2007
非专利文献2：DagTWisland，etal.，ESSCIRC2002，p.687-690，2002
发明内容
然而，在将频率调制信号作为被测定信号输入到FDSM时，FDSM的输出会在被测定信号的基频信号成分中叠加有量化噪声成分。在非专利文献2的频率计测装置中，即使向FDSM输入对被测定信号施加延迟后的信号，输出中包含的基频信号成分也没有变化，但其前提是，输出中包含的量化噪声成分在并联输出之间不相关。而且，为了使电路规模最小化，将FDSM的结构限定为比特流输出，而且，在被测定信号的频率低于基准信号的频率的情况下，以将被测定信号的半周期分割的方式设计各个延迟量，由此，使量化噪声分散的效果最大化。
但是，在非专利文献2中，同时也报告了：在实验验证中，没有达到期待的改善。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其要解决问题之一是，抑制在Δ-Σ调制中产生的作为周期性量化噪声的杂散音。
为了解决上述问题，本发明的杂散音分散装置的一个方式是一种杂散音分散装置，其使用基准信号，对被测定信号进行频率Δ-Σ调制，输出使杂散音分散后的频率Δ-Σ调制信号，其特征在于，该杂散音分散装置具有：n个频率Δ-Σ调制部；相位调整部，其相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号，将各组的输出被测定信号以及输出基准信号分别提供给所述n个频率Δ-Σ调制部，n为2以上的任意自然数；以及加法部，其将所述n个频率Δ-Σ调制部的输出信号相加，输出所述频率Δ-Σ调制信号，所述n个频率Δ-Σ调制部分别使用从所述相位调整部提供的所述输出基准信号，对所述输出被测定信号进行频率Δ-Σ调制，所述相位调整部针对所述n个频率Δ-Σ调制部的输出信号，以使得杂散音的相位均不同的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号。
在频率Δ-Σ调制部的输出信号中，会叠加有杂散音引起的量化噪声。根据该方式，针对n个频率Δ-Σ调制部的输出信号，以使得杂散音的相位均不同的方式，相对地调整被测定信号和基准信号的相位，因此，通过将n个频率Δ-Σ调制部的输出信号相加，能够抑制杂散音引起的量化噪声。
此处，在“相对地调整被测定信号和基准信号的相位”中，包含如下方式：仅对被测定信号施加延迟；仅对基准信号施加延迟；以及对被测定信号和基准信号施加延迟。
在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，在设规定时间为D、所述被测定信号的1个周期或所述基准信号的1个周期为T、m为n以下的任意自然数、mD/nT为整数、mD/nT和m互质、向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差为Pi时，所述相位调整部以使得D/n＝Pi+1-Pi的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号，其中，i为n-1以下的任意自然数。
在mD/nT为整数且mD/nT和m不互质的情况下，在设mD/nT和m的最大公约数为g时，在杂散音的相位关系的分散中，产生每m/g次则循环一次的周期。根据该方式，相位调整部以使mD/nT和m互质的方式设定规定时间D，因此，能够可靠地使杂散音分散。其结果是，能够提高频率Δ-Σ调制信号的SNR。
在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，所述频率Δ-Σ调制部以数据流形式输出所述输出信号，在设所述被测定信号的1个周期和所述基准信号的1个周期中的较短的周期为Tx、向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差为Pi时，所述相位调整部以使得Tx/n＝Pi+1-Pi的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号，其中，i为n-1以下的任意自然数。
在以数据流形式生成的频率Δ-Σ调制部的输出信号，会叠加有杂散音引起的量化误差。在该情况下，杂散音的周期取决于被测定信号的频率(周期)和基准信号的频率(周期)，但其周期不低于被测定信号的1个周期和基准信号的1个周期中的较短的周期。根据该方式，在设向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差为Pi、较短的一方的周期为Tx时，相位调整部以使得Tx/n＝Pi+1-Pi的方式相对地调整被测定信号和基准信号的相位，因此，从n个频率Δ-Σ调制部输出的输出信号中叠加的杂散音的相位逐一错开Tx/n。因此，使n个输出信号中叠加的杂散音在时间上变得分散，由此，抑制了频率Δ-Σ调制信号中叠加的杂散音引起的量化噪声，提高了SNR。
在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，所述频率Δ-Σ调制部以比特流形式输出所述输出信号，在设所述被测定信号的半周期和所述基准信号的1个周期中的较短的周期为Tx、向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差为Pi时，所述相位调整部以使得Tx/n＝Pi+1-Pi的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号，其中，i为n-1以下的任意自然数。
在以比特流形式生成的频率Δ-Σ调制部的输出信号中，会叠加有杂散音引起的量化误差。在该情况下，杂散音的周期取决于被测定信号的频率(周期)和基准信号的频率(周期)，但其周期不低于被测定信号的半周期和基准信号的1个周期中的较短的周期。根据该方式，在设向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差为Pi、被测定信号的半周期和基准信号的1个周期中的较短的周期为Tx时，相位调整部以使得Tx/n＝Pi+1-Pi的方式，相对地调整被测定信号和基准信号的相位，因此，从n个频率Δ-Σ调制部输出的输出信号中叠加的杂散音的相位逐一错开Tx/n。因此，使n个输出信号中叠加的杂散音在时间上变得分散，由此，抑制了频率Δ-Σ调制信号中叠加的杂散音引起的量化噪声，提高了SNR。
在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，所述相位调整部具有多个延迟电路，所述多个延迟电路串联连接且各自的延迟时间为Tx/n，将所述被测定信号和所述基准信号中的一方的信号提供给所述n个频率Δ-Σ调制部，使用所述多个延迟电路，使所述被测定信号和所述基准信号中的另一方的信号延迟而提供给所述n个频率Δ-Σ调制部。
根据该方式，相位调整部利用多个延迟电路来相对地调整被测定信号和基准信号的相位，但将各延迟电路的延迟时间设定为Tx/n，因此，能够使延迟电路的个数以及多个延迟电路的总延迟时间最小化。因此，能够简化杂散音分散装置的结构。
在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，所述杂散音分散装置具有比较部，该比较部对所述被测定信号的频率和所述基准信号的频率进行比较，所述相位调整部基于所述比较部的比较结果，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号。
根据该方式，相位调整部基于比较部的比较结果，相对地调整被测定信号和基准信号的相位，因此，即使在不清楚被测定信号的1个周期或半周期和基准信号的1个周期的哪一方是较短的周期的情况下，也能够使n个输出信号中叠加的杂散音在时间上变得分散，能够抑制频率Δ-Σ调制信号中叠加的杂散音引起的量化噪声。
接下来，本发明的频率计测装置的特征在于具有：上述杂散音分散装置；以及频率数据生成部，其基于所述频率Δ-Σ调制信号，生成表示所述被测定信号的频率的频率数据。根据该方式，基于抑制了杂散音引起的量化噪声的频率Δ-Σ调制信号而生成频率数据，因此，能够提高频率的计测精度。
附图说明
图1是第1实施方式的杂散音分散装置1A的框图。
图2是示出输出基准信号Fcj以及输出被测定信号Fxj的一例的时序图。
图3是示出输出数据OUTj的一例的时序图。
图4是示出输出被测定信号Fxj的周期的超前的说明图。
图5是简单地使FDSM并联化而得到的装置的框图。
图6是图5所示的装置的时序图。
图7是示出相位调整部10的一例的框图。
图8是是示出被测定信号Fx的频率fx高于基准信号Fc的频率fc的情况下的杂散音分散装置1A的结构例的框图。
图9是图8所示的杂散音分散装置1A的时序图。
图10是示出基准信号Fc的频率fc高于被测定信号Fx的频率fx的情况下的杂散音分散装置1A的结构例的框图。
图11是示出输出基准信号Fcj以及输出被测定信号Fxj的一例的时序图。
图12是示出FDSM(j)的输出数据OUTj的一例的时序图。
图13是图10所示的杂散音分散装置1A的时序图。
图14是从图10所示的杂散音分散装置1A去除相位调整部10而得到的图5所示的装置的时序图。
图15是第2实施方式的杂散音分散装置1B的框图。
图16是示出输出基准信号Fcj以及输出被测定信号Fxj的一例的时序图。
图17是示出FDSM(j)的输出数据OUTj的一例的时序图。
图18是在杂散音分散装置1B中设为n＝4的情况下的时序图。
图19是从杂散音分散装置1B中去除相位调整部10后的装置的时序图。
图20是示出输出基准信号Fcj以及输出被测定信号Fxj的一例的时序图。
图21是示出FDSM(j)的输出数据OUTj的一例的时序图。
图22是在杂散音分散装置1B中设为n＝4的情况下的时序图。
图23是从杂散音分散装置1B中去除了相位调整部10后的装置的时序图。
图24是设被测定信号Fx的1.5个周期为D且施加将其4等分的延迟的情况下的杂散音分散装置的时序图。
图25是设被测定信号Fx的2个周期为D且施加将其2等分的延迟的情况下的杂散音分散装置的时序图。
图26是用于说明式1的时序图。
图27是具有比较部的杂散音分散装置的框图。
图28是示出实施例的FFT分析结果的曲线图。
图29是示出比较例1的FFT分析结果的曲线图。
图30是示出比较例2的FFT分析结果的曲线图。
图31是比较例2的时序图。
图32是应用例的频率计测装置100的框图。
图33是示出实施例的频率计测结果的曲线图。
图34是示出比较例的频率计测结果的曲线图。
标号说明
1A、1B杂散音分散装置；10相位调整部；30加法器；40数据线；20图像处理部；30扫描线驱动电路；40频率数据生成部；50比较部；100频率计测装置；Fx被测定信号；Fx1～Fxn输出被测定信号；Fc基准信号；Fc1～Fcn输出基准信号；OUT1～OUTn输出数据；Y频率Δ-Σ调制信号。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。
＜1.第1实施方式＞
＜1-1：整体结构＞
图1示出第1实施方式的杂散音分散装置的框图。如该图所示，杂散音分散装置1A具有：相位调整部10，其调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，输出n(n为2以上的自然数)组的输出被测定信号Fx1～Fxn以及输出基准信号Fc1～Fcn；并联化的n个FDSM(1)～FDSM(n)；以及加法器30。
第j(j为1以上且n以下的任意自然数)个FDSM(j)使用输出基准信号Fcj，对输出被测定信号Fxj进行频率Δ-Σ调制，生成输出数据OUTj。加法器30将输出数据OUT1～OUTn相加，生成频率Δ-Σ调制信号Y。
FDSM(j)具有：递增计数器21，其对输出被测定信号Fxj的上升沿进行计数，输出表示计数值的计数数据Dc；第1锁存器22，其与输出基准信号Fcj的上升沿同步地对计数数据Dc进行锁存，输出第1数据D1；第2锁存器23，其与输出基准信号Fcj的上升沿同步地对第1数据D1进行锁存，输出第2数据D2；以及减法器24，其从第1数据D1减去第2数据D2，生成输出数据OUTj。FDSM(1)～FDSM(j-1)和FDSM(j+1)～FDSM(n)与FDSM(j)同样地构成。
该例的FDSM(j)也称作一次频率Δ-Σ调制器，其根据输出基准信号Fcj，对输出被测定信号Fxj的计数值进行2次锁存，以输出基准信号Fcj的上升沿为契机，依次保持输出被测定信号Fxj的计数值。在该例中，假定在上升沿进行锁存动作的情况，但也可以在下降沿进行锁存动作。此外，减法器24对所保持的两个计数值的差分进行运算，由此，随时间经过而以没有不检测期间的方式输出在输出基准信号Fcj推进1个周期的期间内观测到的输出被测定信号Fxj的计数值的增加量。在设被测定信号Fx的频率为fx、基准信号Fc的频率为fc时，频率的比为fx/fc。FDSM(j)将频率比作为数字信号串输出。从FDSM(j)输出的输出数据OUTj包含量化误差。
该数字信号串是数据串/数据流，在用1比特表示的情况下，被特别称作比特串/比特流等。第1实施方式的杂散音分散装置1A对应于数据流。在第2实施方式中，说明对应于比特流的方式。
＜1-2：频率Δ-Σ调制与杂散音之间的关系＞
接下来，对频率Δ-Σ调制与杂散音之间的关系进行说明。作为被测定信号Fx，考虑1个周期为21μS的信号(47.619047kHz)。此外，作为基准信号Fc，考虑1个周期为66μS的信号(15.15kHz)。这对应于被测定信号Fx的频率fx高于基准信号Fc的频率fc的情况。fx与fc之比由下式给出：
fx：fc＝1/21e-6：1/66e-6＝22：7。
在该情况下，被测定信号Fx的22个周期和基准信号Fc的7个周期的时间相等。即，按照每个21μS×22＝66μS×7＝462μS，重复相同的数据串。
考虑此时的FDSM(j)的动作，则在输出基准信号Fcj前进1个周期的期间内，输出被测定信号Fxj前进22/7个周期＝3+1/7个周期，计数值增加3或4。因此，随时间经过而从减法器24输出3或4。在图2中，以输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿变为一致的情况为起点而示出这些关系。在图2中，还示出了，从输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿变为一致的瞬间起462μS后，上升沿再次变为一致。通常，即使在以输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿不一致的情况为起点的情况下，与该相位的偏差对应的脉冲串同样以462μS周期重复，但是，此处，为了简化，示出了以输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿一致的瞬间为起点的情况。
如图3所示，在实际的FDSM(j)的输出数据OUTj的数据串中，按照462μS周期出现“3433333”的重复模式。另外，图1的FDSM(j)的动作开始时的第1锁存器22以及第2锁存器23的输出不固定，因而，图3示出最初的462μS的周期循环一次后的第二次循环的重复模式。关于该462μS周期的重复模式，考虑图4所示的输出被测定信号Fxj的周期的前进，则容易理解。该例的情况下，意味着：在输出基准信号Fcj前进最初的1个周期的期间内，输出被测定信号Fxj前进3+1/7个周期，在关注输出被测定信号Fxj的第4周期时，以输出被测定信号Fxj的第3周期的结束为基准，前进1/7个周期。之所以出现这样的非整数，是因为输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的频率比或周期比的值不为整数关系，自输出被测定信号Fxj的第3周期结束起前进1/7个周期后的时点成为输出基准信号Fcj的第2周期的输出被测定信号Fxj的相位的起点。进而，在输出基准信号Fcj的第2周期的结束处，从最初数起，输出被测定信号Fxj前进了6+2/7个周期。考虑到这些，则意味着，输出基准信号Fcj每前进7个周期，迁移次数的非整数部分恢复为0(在以输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的上升沿不一致情况为起点的情况下，与其相位的偏差对应的非整数)。与输出被测定信号Fxj的电平无关，这样的有周期性的重复模式具有的频率成分引起的噪声是杂散音。
杂散音是因基于输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的相位关系的量化误差而在FDSM(j)内部产生的。在不产生杂散音的情况下，FDSM(j)的输出数据OUTj的变化表示输出被测定信号Fxj相对于输出基准信号Fcj的波动或变动，因此，在忽略杂散音的影响的情况下，在输出被测定信号Fxj相对于输出基准信号Fcj既没有波动也没有变动的情况下的输出数据OUTj可以视为直流。反过来讲，在输出数据OUTj变化中，输出被测定信号Fxj相对于输出基准信号Fcj的变动会与杂散音的影响叠加而出现。关于杂散音，可通过对FDSM(j)的输出数据OUTj实施滤波处理来去除或减轻。
但是，滤波器的性能是有限的，在输出被测定信号Fxj的频率fx及变动未知的情况下，存在不能确定滤波器的规格的问题。此外，还会妨碍处于滤波器阻带内的输出被测定信号Fxj相对于输出基准信号Fcj的波动及变动成分的检测。因此，在使用FDSM的高精度测定中，杂散音自身的抑制成为重要的问题。
接下来，对使FDSM并联化连接的情况下的杂散音进行研究。图5为如下例子：使4个FDSM(1)～FDSM(4)简单地并联化，将输出数据OUT1～OUT4相加。该装置从图1所示的杂散音分散装置1A去除了相位调整部10，向4个FDSM(1)～FDSM(4)直接提供被测定信号Fx和基准信号Fc。
此处，在被测定信号Fx为图2所示的输出被测定信号Fxj且基准信号Fc与图2所示的输出基准信号Fcj相同的情况下，图5所示的装置的时序图成为图6所示那样。对图6和图3进行比较可知，即使使4个FDSM(1)～FDSM(4)并联化，图3所示的1个FDSM(j)的“3433333”的重复模式只是变为“12161212121212”。即，频率Δ-Σ调制信号Y的强度变为4倍，而量化误差也变为4倍，因此，可以说“3433333”与“12161212121212”的SNR相同。即，意味着：如果仅简单地使FDSM并联化，则出现的杂散音的影响没有变化。从图6可知，其原因在于，在FDSM(1)～FDSM(4)输出之间，杂散音的相位关系一致。因此，不仅仅是并联4个，即使并联5、6、7…n个，也没有变化。
已知，这样的杂散音的相位取决于向FDSM输入的两个信号的相位关系。此外，为了在n个并联的FDSM输出之间使杂散音的相位关系分散，可以使构成n个并联的各个单一FDSM输出中出现的重复模式的相对位置错开，为此，需要使向各FDSM输入的输出被测定信号与输出基准信号的并联输入之间的相对相位关系分散。
＜1-3：相位调整部＞
在本实施方式中，相位调整部10以使得输出数据OUT1～OUTn的杂散音的相位均不同的方式，相对地调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号(Fx1、Fc1)、(Fx2、Fc2)、…(Fxn、Fcn)。
此处，如图7的(A)所示，相位调整部10利用延迟电路DLx1～DLxn-1使被测定信号Fx依次延迟，生成输出被测定信号Fx1～Fxn，利用延迟电路DLc1～DLxn-1使基准信号Fc依次延迟，生成输出基准信号Fc1～Fcn。或者，如图7的(B)所示，在相位调整部10中，利用延迟电路DLx1～DLxn-1使被测定信号Fx依次延迟，生成输出被测定信号Fx1～Fxn，不使基准信号Fc延迟而作为输出基准信号Fc1～Fcn。此外，也可以是，如图7的(C)所示，在相位调整部10中，不使被测定信号Fx延迟而生成输出被测定信号Fx1～Fxn，利用延迟电路DLc1～DLxn-1使基准信号Fc依次延迟，生成输出基准信号Fc1～Fcn。此外，也可以是，如图7的(D)所示，在相位调整部10中，以对被测定信号Fx以及基准信号Fc分别实施的延迟量的增大顺序不同的方式进行布线并进行输入，从而以设定最大的相位差的方式构成相位调整部10。
＜1-4：延迟量的决定以及信号的延迟施加方法＞
接下来，对延迟量的决定以及信号的延迟施加方法进行说明。如上所述，将输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj分别输入到FDSM(j)时的输出数据OUTj是由被测定信号Fx的频率fx与基准信号Fc的频率fc之比决定的周期性的数据串。与不对被测定信号Fx施加延迟而输入的情况相比，在向FDSM(j)输入对被测定信号Fx施加延迟后的输出被测定信号Fxj和基准信号Fc时，数据串的周期以及数据串中出现的重复模式没有变化，但重复模式的开始位置错开。在对施加延迟之前和之后的输出的重复模式的开始位置进行比较时，随着对被测定信号Fx实施的延迟量增大，重复模式的开始位置阶梯状地变化。此外，在对被测定信号Fx实施的延迟量与被测定信号Fx的Ka周期(Ka为自然数)变得相等时，输出被测定信号Fxj与基准信号Fc的相对相位关系与施加延迟之前(被测定信号Fx与基准信号Fc的相对相位关系)变得相等(条件A)。
同样，即使在不对被测定信号Fx施加延迟而输入到FDSM(j)、且将对基准信号Fc施加延迟后的输出基准信号Fcj输入到FDSM(j)的情况下，与不对基准信号Fc施加延迟而输入的情况相比，输出数据OUTj的重复模式及其周期没有变化，但重复模式的开始位置错开。在对施加延迟之前和之后的输出的重复模式的开始位置进行比较时，随着对基准信号Fc实施的延迟量增大，重复模式的开始位置阶梯状地变化。在对基准信号Fc实施的延迟量与基准信号Fc的Kb周期(Kb为自然数)变得相等时，被测定信号Fx与输出基准信号Fcj的相对相位关系与施加延迟之前(被测定信号Fx与基准信号Fc的相对相位关系)变得相等(条件B)。
此处，满足条件A和条件B中的任意一个条件的延迟量中的最小的延迟量τ与被测定信号Fx的1个周期和基准信号Fc的1个周期中较短的一个周期相等，对被测定信号Fx或基准信号Fc实施的延迟量增大τ时的相对相位关系与施加延迟之前的状态变得相等。在成为满足条件A和条件B中的任意一个条件的延迟量时，输出数据OUTj的重复模式的开始位置与不施加延迟的情况一致。为了使杂散音分散，需要使重复模式的开始位置错开。
因此，针对具有被测定信号Fx和基准信号Fc的频率中的较高频率的一方的信号，以对与该信号的1个周期相等的延迟量τ进行n分割的方式施加延迟并进行并联化，由此，能够使被测定信号Fx和基准信号Fc的并联之间的相对相位关系分散，由此，使重复模式的开始位置错开，由此，n个并联的FDSM(1)～FDSM(n)的输出数据OUT1～OUTn之间的杂散音的相位关系发生分散。
接下来，对如下情况进行说明：在设被测定信号Fx与基准信号Fc的相对相位关系变得相等的延迟量为T时，无论是以对T进行n分割的方式对被测定信号Fx施加延迟并进行并联化，还是以不对被测定信号Fx施加延迟而对T进行n分割的方式对基准信号Fc施加延迟并进行并联化，n个并联的FDSM(1)～FDSM(n)的输出数据OUT1～OUTn之间的杂散音的相位关系发生分散的效果是相同的。
向FDSM(j)输入使基准信号Fc延迟δ后的信号的情况相比于向FDSM(j)输入不对基准信号Fc施加延迟而使被测定信号Fx超前δ的信号的结构的情况，输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的相对相位关系没有变化。由此，替代向FDSM(j)输入使基准信号Fc延迟δ后的输出基准信号Fcj，考虑向FDSM(j)输入不对基准信号Fc施加延迟而使被测定信号Fx超前δ的输出被测定信号Fxj，在研究输出数据OUTj的数据串时，不存在问题。
另一方面，输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的相对相位关系变得相等的超前量等于延迟量T，因此，在以延迟量或超前量为变量时，可以说输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的相对相位关系具有周期T。
此处，无论是向FDSM(1)～FDSM(n)输入以对超前量T进行n分割的方式超前的输出被测定信号Fx1～Fxn而进行并联化，还是向FDSM(1)～FDSM(n)输入以对延迟量T进行n分割的方式施加延迟后的输出被测定信号Fx1～Fxn而进行并联化，都同样在相对相位关系变得相等的周期T内使输出被测定信号与输出基准信号的相对相位关系分散。
由此可知，无论考虑“以对T进行n分割的方式对基准信号Fc施加延迟”→“以对T进行n分割的方式使被测定信号Fx超前”→“以对T进行n分割的方式对被测定信号Fx施加延迟”中的哪一种方式，都同样使相对相位关系分散。将被测定信号Fx和基准信号Fc对换，该情况也成立。
根据以上说明，无论是以对T进行n分割的方式对被测定信号Fx施加延迟并进行并联化，还是以不对被测定信号Fx施加延迟而对T进行n分割的方式对基准信号Fc施加延迟并进行并联化，n个并联的FDSM(1)～FDSM(n)的输出数据OUT1～OUTn之间的杂散音的相位关系分散的效果可以说是相同的。
此处，作为使得输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的相对相位关系变得相等的延迟量T，可以以与被测定信号Fx的Ka周期(Ka为自然数)或基准信号Fc的Kb周期(Kb为自然数)中的任意一方相等的方式来选择，但在设定较大的延迟量(Ka为2以上或Kb为2以上)时，有时会在杂散音的相位关系的分散中产生失衡，因此，需要注意。此外，关于不在杂散音的相位关系的分散中产生失衡的一般的条件，将在后面记述。
在使得输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的相对相位关系变得相等的延迟量中，最好选择最小的延迟量作为T，以便可以不考虑比T小的周期性。即，只要以与被测定信号Fx的频率fx和基准信号Fc的频率fc中的频率较高的1个周期变得相等的方式决定延迟量T，以对其进行n分割的方式施加延迟并进行并联化即可。如图9的例子所示，在频率fx高于频率fc的情况下，以对被测定信号Fx的1个周期进行n分割的方式设定该延迟量，对被测定信号Fx或基准信号Fc施加延迟并进行并联化，由此，输出数据OUT1～OUTn之间的杂散音的相对相位关系发生分散，能够在输出数据OUT1～OUTn的合计值中利用抵消效果。关于延迟信号彼此的相位差，作为最小的相位差而能够确保最大值的均等延迟是合适的，此时，可得到最大的分散效果。
＜1-4-1：被测定信号Fx的频率fx高于基准信号Fc的频率fc的情况＞
在图2所示的输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj中，使得它们的相对相位关系变得相等的最小的延迟量为，根据“fx＞fc”，因而为与被测定信号Fx的1个周期相等的21μS。在设为n＝4的情况下，杂散音分散装置1A可以如图8那样构成。此处，延迟电路DLx1～DLx3的延迟量为21/4μS。图9示出图8所示的杂散音分散装置1A的时序图。如该图所示，输出数据OUT1～OUT4的模式是分散的，因此，频率Δ-Σ调制信号Y中分散了杂散音。
＜1-4-2：基准信号Fc的频率fc高于被测定信号Fx的频率fx的情况＞
接下来，对基准信号Fc的频率fc高于被测定信号Fx的频率fx的情况进行说明。在设为n＝4的情况下，杂散音分散装置1A如图10那样构成。
关于FDSM(j)(j为n以下的自然数)的动作，考虑相对于图2的例子，调换频率关系，而将1个周期66μS的信号(15.15kHz)作为被测定信号Fx，将1个周期21μS的信号(47.619047kHz)作为基准信号Fc。被测定信号Fx与基准信号Fc的频率比[fx：fc]由下式给出：
fx：fc＝1/66e-6：1/21e-6＝7：22。
因此，被测定信号Fx的7个周期与基准信号Fc的22个周期的时间相等，按每一66μS×7＝21μS×22＝462μS，重复相同的数据串。作为FDSM(j)的动作，如图11所示，以输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿变为一致的瞬间为起点，在输出基准信号Fcj前进1个周期的期间内，输出被测定信号Fxj前进7/22个周期，计数数据Dc增加0或1。
在该情况下，如图12所示，在FDSM(j)的输出数据OUTj中出现462μS周期的数据串“0100100100100100100100”。另外，图12的FDSM(j)动作开始时的第1锁存器22以及第2锁存器23的输出不固定，因此，示出最初的462μS的数据串循环一次后的第二次循环的数据串。
频率比被测定信号Fx高的基准信号Fc的1个周期为21μS，因此，图10所示的延迟电路DLc1～DLc3的延迟量为21/4μS。图13示出了图10所示的杂散音分散装置1A的时序图。如该图所示，输出数据OUT1～OUT4的模式是分散的，因此，频率Δ-Σ调制信号Y中，分散了杂散音。与此相对，从图10所示的杂散音分散装置1A去除相位调整部10后的图5所示的装置的时序图成为图14所示那样。在该情况下，未分散杂散音，不能改善SNR。
在第1实施方式的杂散音分散装置1A中，FDSM(1)～FDSM(n)生成数据流形式的输出数据OUT1～OUTn。此外，如上所述，在设被测定信号Fx的1个周期和基准信号Fc的1个周期中的较短的周期为Tx时，相位调整部10使被测定信号Fx和基准信号Fc中的一方依次延迟Tx/n，生成输出被测定信号Fx1～Fxn和输出基准信号Fc1～Fcn。
此处，杂散音的周期取决于被测定信号Fx的1个周期和基准信号Fc的1个周期，但不会低于Tx。另一方面，各个输出数据OUT1～OUTn中叠加的杂散音的相位取决于向FDSM(1)～FDSM(n)提供的n组的输出被测定信号以及输出基准信号(Fx1、Fc1)、(Fx2、Fc2)、…(Fxn、Fcn)的相位。如上所述，如果使被测定信号Fx和基准信号Fc的一方依次延迟Tx/n，则能够使各个输出数据OUT1～OUTn中叠加的杂散音的相位按照Tx/n错开，能够使各个输出数据OUT1～OUTn中叠加的杂散音的相位分散。
此外，在如参照图7的(A)～(D)说明的那样，延迟的实施方法包括各种方式。杂散音的相位取决于向FDSM提供的输出被测定信号以及输出基准信号的相位，因此，只要以使得输出数据OUT1～OUTn中叠加的杂散音的相位按照Tx/n错开的方式，相对地调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号(Fx1、Fc1)、(Fx2、Fc2)、…(Fxn、Fcn)即可。
具体而言，在设向第i(i为n-1以下的任意自然数)个FDSM(i)提供的输出被测定信号Fxi与输出基准信号Fci的相位差为Pi时，相位调整部10只要以使得Tx/n＝Pi+1-Pi的方式，相对地调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号(Fx1、Fc1)、(Fx2、Fc2)、…(Fxn、Fcn)即可。
此外，在第1实施方式的杂散音分散装置1A中，即使将被测定信号Fx和基准信号Fc调换，进行计数的信号和被计数的信号只是变得颠倒，使与n个并联的FDSM(1)～FDSM(n)分别对应的杂散音的相位分散的效果不会受影响，不需要变更结构(例如，利用倒数式结构使用频率计测装置中的一般的计数结构时等)。与此相对，在非专利文献2的技术中，构成为以被测定信号的1个周期(半周期)为基准来对被测定信号施加延迟，因此，在将被测定信号和基准信号调换时，需要变更延迟量。
＜2.第2实施方式＞
＜2-1：整体结构＞
上述第1实施方式的杂散音分散装置1A对应于数据流。与此相对，第2实施方式的杂散音分散装置1B对应于比特流。
图15示出第2实施方式的杂散音分散装置1B的框图。杂散音分散装置1B除了FDSM(1)～FDSM(j)的详细结构以外，与图1所示的杂散音分散装置1A的结构相同。
FDSM(j)具有：第1锁存器22，其与输出基准信号Fcj的上升沿同步地对输出被测定信号Fxj进行锁存，输出第1数据d1；第2锁存器23，其与输出基准信号Fcj的上升沿同步地对第1数据d1进行锁存，输出第2数据d2；以及异或电路25，其计算第1数据d1和第2数据d2的异或值，生成输出数据OUTj。第2实施方式的第1锁存器22以及第2锁存器23例如由D触发器电路构成。此外，FDSM(1)～FDSM(j-1)和FDSM(j+1)～FDSM(n)与FDSM(j)同样地构成。
第2实施方式的FDSM(j)与图1所示的第1实施方式的FDSM(j)的不同之处在于，在第1实施方式中，由第1锁存器22保持计数数据Dc，将计数数据Dc的增加量作为输出数据OUTj输出，计数数据Dc是对在输出基准信号Fcj推进1个周期的期间内观测到的输出被测定信号Fxj的上升沿进行计数而得到的，与此相对，在第2实施方式中，由第1锁存器22保持输出被测定信号Fxj的高或低的状态，将输出基准信号Fcj推进1个周期的期间的反转次数的奇偶作为输出数据OUTj输出(如果反转次数为偶数则输出0，如果为奇数，则输出1)。
输出被测定信号Fxj的1个周期由高(high)/低(low)反转迁移2次而构成，因此，输出被测定信号Fxj相对于输出基准信号Fcj的变动给输出数据OUTj带来的变化的程度是保持与图1的计数值的情况的2倍。因此，比特流结构的FDSM(j)中的杂散音的行为方式与在图1的FDSM(j)中向FDSM(j)输入2倍的频率的输出被测定信号Fxj的情况下的行为方式一致。针对第2实施方式的FDSM(j)的动作，考虑到上述性质，只要根据需要将被测定信号Fx的频率fx置换为频率2fx来考虑即可。
＜2-2：频率2fx高于频率fc的情况＞
接下来，对频率2fx(对应于被测定信号Fx)高于基准信号Fc的频率fc的情况进行说明。作为被测定信号Fx，考虑1个周期为21μS的信号(47.619047kHz)。此外，作为基准信号Fc，考虑1个周期为66μS的信号(15.15kHz)。被测定信号Fx的1个周期通过使高和低反转迁移2次构成，因此，以下对频率fx的2倍的值进行处理。这对应于被测定信号Fx的2倍的频率2fx高于基准信号Fc的频率fc的情况，频率比2fx：fc由下式给出：
2fx：fc＝2/21e-6：1/66e-6＝44：7。
在该情况下，被测定信号Fx反转迁移44次的时间和基准信号Fc的7个周期的时间相等。即，按每一21/2μS×44＝66μS×7＝462μS，重复相同的数据串。
考虑此时的FDSM(j)的动作，则在输出基准信号Fcj前进1个周期的期间内，输出被测定信号Fxj反转迁移44/7＝6+2/7次。在图16中，以输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿变为一致的情况为起点而示出了这些关系。
如图17所示，在实际的FDSM(j)的输出数据OUTj的数据串中，以462μS周期出现“0100100”的比特串。另外，图15的FDSM(j)的动作开始时的第1锁存器22以及第2锁存器23的输出不固定，因此，图17示出最初的462μS的周期循环一次后的第二次循环的重复模式。
“2fx＞fc”，比特流对应的FDSM(j)的行为方式与在图1所示的数据流对应的FDSM(j)中向FDSM(j)输入被测定信号Fx的2倍的频率的信号的情况下的行为方式一致，因此，只要以被测定信号Fx的半周期为基准而对其进行分割来施加延迟即可。
在设为n＝4的情况下，可以应用图8所示的结构。此处，关于延迟电路DLx1～DLx3的延迟时间，可以是对被测定信号Fx的半周期进行4等分的时间(21/8μS)。在该情况下，时序图为图18所示那样，输出数据OUT1～OUT4的重复模式的开始位置错开，因此，杂散音发生分散。
如图5所示，在假设不对被测定信号Fx施加延迟而简单使4个FDSM(1)～FDSM(4)并联化时，其时序图如图19所示那样。在该情况下，输出数据OUT1～OUT4的重复模式的开始位置一致，因此，不能改善频率Δ-Σ调制信号Y的SNR。
＜2-3：频率fc高于频率2fx的情况＞
接下来，对基准信号Fc的频率fc高于被测定信号Fx的2倍的频率2fx的情况进行说明。
在FDSM(j)(j为n以下的自然数)的动作中，相对于图16的例子，将频率关系置换，考虑以将1个周期66μS的信号(15.15kHz)作为被测定信号Fx，将1个周期21μS的信号(47.619047kHz)作为基准信号Fc。被测定信号Fx的1个周期通过使高和低反转迁移2次而构成，因此，以下，对频率fx的2倍的值进行处理。这对应于基准信号Fc的频率fc高于被测定信号Fx的2倍的频率2fx的情况，频率比2fx：fc由下式给出：
2fx：fc＝2/66e-6：1/21e-6＝7：11。
由此，被测定信号Fx的7个周期和基准信号Fc的11个周期的时间变得相等，按每66/2μS×7＝21μS×11＝231μS重复相同的数据串。如图20所示，作为FDSM(j)的动作，在以输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿变为一致的瞬间为起点时，在输出被测定信号Fxj前进1个周期的期间内，输出基准信号Fcj前进7/22个周期，反转迁移7/22×2＝7/11次。
在该情况下，如图21所示，在FDSM(j)的输出数据OUTj中出现231μS周期的比特串“01101101101”。另外，图21的FDSM(j)动作开始时的第1锁存器22以及第2锁存器23的输出也不固定，因此，示出最初的比特串循环一次之后的第二次循环的比特串。
在设为n＝4的情况下，可以应用图10所示的结构。此处，延迟电路DLc1～DLc3的延迟时间可以是对基准信号Fc的1个周期进行4等分的时间(21/4μS)。在该情况下，时序图为图22所示的方式，输出数据OUT1～OUT4的重复模式的开始位置错开，因此，杂散音变得分散。
如图5所示，在假设不对被测定信号Fx施加延迟而只是使4个FDSM(1)～FDSM(4)并联化时，其时序图成为图23所示那样。在该情况下，输出数据OUT1～OUT4的重复模式的开始位置一致，因此，不能改善频率Δ-Σ调制信号Y的SNR。
在与第2实施方式的比特流对应的杂散音分散装置1B中，不能取得绝对频率，因此，在一方或双方的频率未知的情况下，该判定需要通过另外设置的频率计数器等粗略地进行测定，不过在实际应用中，存在频率计数器的动作频率的规定等，很难想象测定完全未知的频率的情况。例如，在考虑使用10MHz的基准信号Fc来计测26MHz的石英传感器的频率那样的系统的情况下，显然两者频率的高低关系无需测定。
在第2实施方式的杂散音分散装置1B中，FDSM(1)～FDSM(n)生成比特流形式的输出数据OUT1～OUTn。此外，如上所述，在设被测定信号Fx的半周期和基准信号Fc的1个周期中的较短的周期为Tx时，相位调整部10使被测定信号Fx和基准信号Fc中的一方依次延迟Tx/n，生成输出被测定信号Fx1～Fxn和输出基准信号Fc1～Fcn。
在第2实施方式的杂散音分散装置1B中，也与第1实施方式的杂散音分散装置1A同样地，相位调整部10只要以使得输出数据OUT1～OUTn中叠加的杂散音的相位依次错开Tx/n，相对地调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号(Fx1、Fc1)、(Fx2、Fc2)、…(Fxn、Fcn)即可。
具体而言，在设向第i(i为n-1以下的任意自然数)个FDSM(i)提供的输出被测定信号Fxi与输出基准信号Fci的相位差为Pi时，相位调整部10只要以使得Tx/n＝Pi+1-Pi的方式相对地调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号(Fx1、Fc1)、(Fx2、Fc2)、…(Fxn、Fcn)即可。
＜3.第3实施方式＞
在第3实施方式中，对在上述第1实施方式以及第2实施方式中说明的使杂散音分散的方法的扩展进行说明。
＜3-1：关于延迟时间的偏差＞
在上述第1实施方式以及第2实施方式中，使输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的相对相位关系分散，由此，使n个并联的FDSM(1)～FDSM(n)的输出数据OUT1～OUTn之间的杂散音的相对相位关系分散，改善了频率Δ-Σ调制信号Y的SNR。
具体而言，被测定信号Fx的频率fx或其2倍的频率2fx和基准信号Fc的频率fc中的、频率较高的信号的1个周期τ(在比特流的情况下，如果2fx＞fc，则设半周期为τ)为基准，以对其进行n分割的方式施加延迟，由此，有效地使输出数据OUT1～OUTn之间的杂散音的相对相位关系分散。在设输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的相位差为Pj时，优选使得Pj-1＝Pj的均等延迟，能够使杂散音最分散。
此处，对Pj-1和Pj不一致的情况进行研究。在设作为基准的量为D并以对D进行n分割的方式施加延迟时，对D与1个周期Tx不一致的情况下的效果进行说明，其中，所述周期Tx是被测定信号Fx和基准信号Fc中的频率较高的一方(周期较短的一方)的信号的周期。
在D偏离Tx的情况下，n个并联的FDSM(1)～FDSM(n)的输出数据OUT1～OUTn之间的杂散音的相位关系的分布发生偏移，得不到最大的分散效果。但是，除了全部变为同相的特殊事例以外，杂散音会相应地分散，因此，不会完全没有杂散音的抑制效果，可得到一定的效果。例如，图24示出设被测定信号Fx的1.5个周期为D并将其4等分的例子。在该情况下，杂散音分散装置1A成为图8所示的结构。延迟电路DLx1～DLx3的延迟时间由下式给出：
Tx×3/2×1/4＝3Tx/8。
如图24所示，在被测定信号Fx的第1周期中，输出被测定信号Fx1～Fx4逐一延迟3/8×Tx而上升，输出被测定信号Fx4的上升发生在进入被测定信号Fx的第2个周期且延迟1/8×Tx的时刻。关于超过该1个周期的上升沿，需要减去1个周期来考虑。即，即使将被测定信号Fx的1.5个周期均等地4次分割，实际上为0、1/8、3/8、6/8而不均等，虽然得不到最大的分散效果，但也得到一定的效果。
此外，图25示出对被测定信号Fx的2个周期进行2等分的例子。在该情况下，在被测定信号Fx的第2周期以后，输出被测定信号Fx1和输出被测定信号Fx2的上升沿同时产生。即，FDSM(1)与FDSM(2)之间没有相位偏差，与图6的例子同样地，杂散音的相位关系不分散，没有杂散音的抑制效果。
这样，在以对D进行n次分割的方式施加延迟时，在D偏离Tx时，杂散音的分散效果逐渐减小，在延迟量与Tx一致时，杂散音的分散效果消失。但是，D从Tx一定程度地偏离。即使延迟量为Tx/n+Δ，相比延迟量与Tx一致的情况，能够使输出数据OUT1～OUTn中叠加的杂散音的相位分散，能够抑制频率Δ-Σ调制信号Y的量化噪声。因此，延迟量不需要必须与Tx/n一致。
＜3-2：关于在杂散音的相位的分散中不产生偏差的一般的条件＞
接下来，对在杂散音的相位的分散中不产生偏差的一般的条件进行研究。在想要以将作为基准的量D进行n等分的方式施加延迟时，针对在杂散音的相位关系的分散中产生偏差的情况下，对D与n的一般的关系进行说明。
通过下式定义设A、B为实数且B为基底的这样的运算符。
(k为满足A≥kB的整数中的最大整数)
在该情况下，被测定信号Fx相对于n个并联的第i个输出被测定信号Fxi的相对相位差由以下所示的式1给出。
......（式1)
其中，T为被测定信号Fx或基准信号Fc的1个周期，且
在设向第i+1个FDSM(i+1)提供的输出被测定信号Fxi+1的上升沿与向第i个FDSM(i)提供的输出被测定信号Fxi的上升沿之间的时间差为D/n时，D/n为延迟电路的延迟时间。例如，在相位调整部10为图7的(B)所示的结构的情况下，D/n为延迟电路DLx1～DLxn-1的各延迟时间。
另一方面，相位差为被测定信号Fx相对于输出被测定信号Fxi的相对相位差。因此，在D/n为aT+X(a为0以上的任意整数，X为0＜X＜T)的情况下，为“X”。例如，在设被测定信号Fx的1个周期T为20μS、D/n为22μS时，如图26所示，输出被测定信号Fx1与被测定信号Fx一致(无延迟，)，使被测定信号Fx延迟22μS后的被测定信号为输出被测定信号Fx2，使输出被测定信号Fx1进一步延迟22μS后的被测定信号为输出被测定信号Fx3。
此处，输出被测定信号Fx2是使被测定信号Fx延迟22μS而得到的，相位差为2μS。因此，为24μS，为：
另一方面，在设yi为非负整数、b、M为自然数、(modM)为给出除以M的余数的运算符时，根据作为伪随机数产生算法而被公知的线性拟合法的性质可知，在b和M具有2以上的公约数的情况下，在由以下所示的式2给出的数列yi的周期短于M。
yi+1＝(yi+b)modM……(式2)
例如，如果设b＝9、M＝6，则b和M的公约数为3，具有2以上的公约数。在该情况下，数列yj为“0、3、0、3、0、3、…”，其周期为2(＜M＝6)。
此处，在y0为非负实数的情况下，yi也为非负实数，但可以说，只是初始值不同，周期没有变化。因此，即使扩展到y0为非负实数的情况，周期短于M的情况也与b和M具有2以上的公约数时相同。
此外，即使替代数列而考虑将其设为n/T倍的数列的性质，数列的周期也得以保存。此外，可以将式1中包含的T的基底T的部分置换为自然数，将置换为mod。即，将式1的两边设为n/T倍，由此，式1可以变形以下示出的式3。
......(式3）
由式3给出的数列与由式1给出的数列的周期没有变化。
根据线性拟合法的性质，在由式3给出的的数列中，D/T为整数，在D/T和n具有2以上的公约数的情况下，数列的周期(与数列的周期相同)短于n。n为FDSM的并联数，因此，在数列的周期短于n时，在向n个并联的FDSM(1)～FDSM(n)提供的输出被测定信号Fx1～Fxn中，存在与被测定信号Fx的相位差相同的输出被测定信号。在该情况下，在杂散音的相位关系的分散中产生偏差。
因此，即使在D/T为整数的情况下，也期望以D/T和n互质的方式选择D和n。此外，通常，即使在mD/nT为整数的情况下，也期望以mD/nT和m(m为n以下的任意自然数)互质的方式选择D和n。这是因为，在mD/nT为整数而mD/nT和m不互质的情况下，在设mD/nT和m的最大公约数为g时，在杂散音的相位关系的分散中，产生每m/g次则循环一次的周期。
在以上的说明中，使被测定信号Fx依次延迟D/n而生成输出被测定信号Fx1～Fxn，将基准信号Fc作为输出基准信号Fc1～Fcn输出，但即使使基准信号Fc依次延迟D/n而生成输出基准信号Fc1～Fcn，将被测定信号Fx作为输出被测定信号Fx1～Fxn输出，也是相同的。即，相位调整部10向n个FDSM(1)～FDSM(n)提供被测定信号Fx和基准信号Fc中的一方的信号，使用多个延迟电路来延迟被测定信号Fx和基准信号Fc中另一方的信号，并将它们提供给n个FDSM(1)～FDSM(n)。
此外，也可以对被测定信号Fx以及基准信号Fc施加延迟，生成输出被测定信号Fx1～Fxn和输出基准信号Fc1～Fcn。即，在设输出被测定信号Fxi与输出基准信号Fci的相位差为Pi时，相位调整部10只要以使得D/n＝Pi+1-Pi的方式，相对地调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，生成输出被测定信号Fx1～Fxn和输出基准信号Fc1～Fcn即可。
在无论将被测定信号Fx以及基准信号Fc中的哪个的1个周期代入T而mD/nT都是整数的情况下，期望的是，以mD/nT和m互质的方式选择D和n，而在上述第1实施方式以及第2实施方式中，通过构成为以被测定信号Fx以及基准信号Fc中的频率较高的信号的1个周期变得相等的方式选择D、并以对其进行n分割的方式施加延迟，使得自动满足上述选择方式。
＜3-3：关于被测定信号与基准信号的频率的比较＞
在上述第1实施方式以及第2实施方式中，在设被测定信号Fx的1个周期(在第2实施方式实施中，为半周期)和基准信号Fc的1个周期中较短的一方以Tx、向第i个FDSM(i)提供的输出被测定信号Fxi与输出基准信号Fci的相位差为Pi时，相位调整部10以使得Tx/n＝Pi+1-Pi的方式，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号(Fx1、Fc1)、(Fx2、Fc2)、…(Fxn、Fcn)。在被测定信号Fx的大体的频率和基准信号Fc的频率预先已知的情况下，能够预先决定构成相位调整部10的延迟电路的延迟时间。但是，在被测定信号Fx以及基准信号Fc的频率未知的情况下，不能决定。
因此，在图27中示出上述第1实施方式(第2实施方式)的杂散音分散装置1A(1B)。如该图所示，杂散音分散装置1A(1B)具有比较部50。比较部50对被测定信号Fx的频率fx和基准信号Fc的频率fc进行比较，生成表示比较结果的控制信号CTL。相位调整部10基于控制信号CTL，相对地调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号(Fx1、Fc1)、(Fx2、Fc2)、…(Fxn、Fcn)。
更具体而言，在FDSM(1)～FDSM(n)如第1实施方式那样生成数据流形式的输出数据OUT1～OUTn的情况下，比较部50生成表示频率fx和频率fc中的哪一方较高(或较低)的控制信号CTL。另一方面，在FDSM(1)～FDSM(n)如第2实施方式那样生成比特流形式的输出数据OUT1～OUTn的情况下，比较部50生成表示频率2fx和频率fc中的哪一方较高(或较低)的控制信号CTL。
相位调整部10基于控制信号CTL，控制延迟电路的延迟时间。例如，设想如下的石英振荡器的输出信号：基准信号Fc的频率fc为5MHz(1个周期为200nS)，作为被测定信号Fx，频率fx为100kHz(1个周期为50nS)和20MHz(1个周期为50nS)。在输出数据OUT1～OUTn为数据流形式的情况下，如果fx＝100kHz，则相位调整部10控制延迟电路的延迟时间，使得延迟电路的延迟时间成为200nS/n，如果fx＝20MHz，则相位调整部10控制延迟电路的延迟时间，使得延迟电路的延迟时间成为50nS/n。另一方面，在输出数据OUT1～OUTn为比特流形式的情况下，如果fx＝100kHz，则相位调整部10控制延迟电路的延迟时间使得延迟电路的延迟时间成为200nS/n，如果为fx＝20MHz，则相位调整部10控制延迟电路的延迟时间，使得延迟电路的延迟时间成为25nS/n。
这样，通过使用比较部50来控制相位调整部10，能够扩大向杂散音分散装置1A(1B)提供的被测定信号Fx的频率范围。
＜4.实施例＞
在并联数为“100”、“1000”等的情况下，上述第2实施方式的杂散音分散装置1B的效果明显地表现出来。在实施例中，使用图15所示的杂散音分散装置1B，设n＝100，对频率Δ-Σ调制信号Y进行FFT分析。
接下来，在比较例1中，对1个FDSM的输出数据进行FFT分析。此外，在非专利文献2中，公开有如下结构：以对被测定信号Fx的半周期进行n等分的方式对被测定信号Fx施加延迟，使n个FDSM并联。将其作为比较例2，对频率Δ-Σ调制信号Y进行FFT分析。
作为被测定信号Fx，利用频率合成器，生成以载波中心频率为80kHz、调制频率为30kHz、调制宽度为±5kHz的方式进行调制后的信号，并准备频率2MHz的基准信号Fc。
在实施例中，基准信号Fc的频率(2MHz)比被测定信号Fx的中心频率的2倍(160kHz)高，因此，以将作为基准信号Fc的1个周期的1/2e+6S进行100等分的方式对被测定信号Fx施加延迟。另一方面，在比较例2中，以将作为被测定信号Fx的中心频率的半周期的1/160e+3S进行100等分的方式，对被测定信号Fx施加延迟。
图28示出实施例的FFT分析结果，图29示出比较例1的FFT分析结果，图30示出比较例2的FFT分析结果。相对于与图30所示的非专利文献2的结构对应的比较例2，在实施例中，杂散音(量化误差)引起的峰值成分被抑制，SNR改善了20～40dB左右。
记述了：设被测定信号Fx的2倍的频率2fx和基准信号Fc中的频率较高的一方(周期较短的一方)的信号的1个周期为τ，设作为基准的量为D，在以对D进行n分割的方式施加延迟而考虑应对比特流的n个并联的FDSM(1)～FDSM(n)时，即使在D/T为整数的情况下，期望的是，在设计上，以使得D/T和n互质的方式，通常，以使得mD/nT和m(m为n以下的任意自然数)互质的方式来选择D和n。
此处，关于基于本申请结构的100个并联的FDSM以及基于非专利文献2的结构的100个并联FDSM，针对D/T和n的关系进行研究。n为n＝100。T为与基准信号Fc的1个周期或被测定信号Fx的半周期相等的值。被测定信号Fx为调制信号，因此在频率上具有幅度(T＝1/2e+6、1/170e+3～1/150e+3)。
本申请结构的100个并联的FDSM的D设定为D＝1/2e+6，因此，D/T变为整数的情况不限于T＝1/2e+6时，在T＝1/2e+6时，D/T为1，D/T和n不具有2以上的公约数，因此，有效地使杂散音的相对相位关系变得分散。
另一方面，在基于非专利文献2的结构的100个并联的FDSM的D中，D＝1/160e+3。在T＝1/2e+6时，D/T＝2e+6/160e+3＝12.5，不是整数，在m＝96时，mD/nT＝12，12和96具有公约数2、3、4、6、12。最大公约数为12，因此，在杂散音的相对相位关系的分散中，产生每并联96/12＝8个则循环一次的周期性，100个并联的FDSM的输出之间的杂散音的相对相位关系不能说得到了有效分散。在图31中，以时序图示出了在该情况下的被测定信号Fx和基准信号Fc的相位关系。根据由粗体字以及粗线所示的输出基准信号Fx1、Fx9、Fx97的关系，可知关于产生每8个并联则循环一次的周期的情况。此外，关于m＝96的96，由于96÷8＝12，因此每8个并联则循环一次的周期的第12个周期的最后对应于输出被测定信号Fx96。根据以上说明，使本申请结构以及非专利文献2的结构中的杂散音的相对相位关系分散的方式的差异成为SNR改善的程度的差异。
＜5.应用例＞
接下来，对应用了在上述第1至第3实施方式以及实施例中说明的杂散音分散装置的频率计测装置进行说明。
图32示出频率计测装置100的框图。如该图所示，频率计测装置100具有杂散音分散装置1A(1B)和频率数据生成部40。频率数据生成部40基于频率Δ-Σ调制信号Y，生成表示被测定信号Fx的频率的频率数据Df。
在频率Δ-Σ调制信号Y是来自与在第1实施方式中说明的数据流对应的杂散音分散装置1A的输出的情况下，以如下方式输出频率Δ-Σ调制信号Y：随时间经过，以包含量化误差的形式，将被测定信号Fx的频率fx与基准信号Fc的频率fc之比(fx/fc)作为数字信号串输出。另一方面，在频率Δ-Σ调制信号Y是来自与在第2实施方式中说明的比特流对应的杂散音分散装置1B的输出的情况下，以如下方式输出频率Δ-Σ调制信号Y：随时间经过，以包含量化误差的形式，将被测定信号Fx的2倍的频率2fx与基准信号Fc的频率fc之比(2fx/fc)作为数字信号串输出。
因此，频率数据生成部40具有低通滤波器41和对其输出进行缩放而生成频率数据Df的缩放部42。频率计测中的时间分辨率以及频率分辨率取决于低通滤波器41的特性。低通滤波器41例如可以使用3级移动平均滤波器，该3级移动平均滤波器配置有3个对最近10个采样进行简单平均的移动平均滤波器。缩放部42将低通滤波器41的输出数据41a乘以校正系数，生成频率数据Df。例如，在频率数据生成部40的前级设置有与比特流对应的杂散音分散装置1B，在被测定信号Fx的频率fx为1MHz、基准信号Fc的频率fc为2MHz时，2fx/fc＝1。此外，频率Δ-Σ调制信号Y与被测定信号Fx的频率fx成比例，因此，校正系数设为1M即可。
接下来，对频率计测装置100的实施例和比较例进行说明。作为被测定信号Fx，利用频率合成器，生成以载波中心频率为80kHz、调制频率为30kHz、调制宽度为±5kHz而调制后的频率调制波，准备频率fc＝2MHz的基准信号Fc。
首先，实施例的频率计测装置100使用比特流对应的杂散音分散装置1B，将并联数n设为100，生成输出被测定信号Fx1～Fx100，并提供给FDSM(1)～FDSM(100)，其中，所述输出被测定信号Fx1～Fx100是以将作为基准信号Fc的1个周期的1/2e+6S进行100等分的方式使被测定信号Fx依次延迟而得到的。
接下来，在比较例的频率计测装置中，并联有100个非专利文献2所述的FDSM，以对作为被测定信号Fx的中心频率的半周期的1/160e+3S进行100等分的方式，使被测定信号Fx依次延迟，来提供给并联化的100个FDSM。
图33示出实施例的频率计测结果，图34示出比较例的频率计测结果。在实施例中，与比较例相比，改善了SNR，且能够确认实际时间的频率计测结果。

Claims (7)

1.一种杂散音分散装置，其使用基准信号，对被测定信号进行频率Δ-Σ调制，输出使杂散音分散后的频率Δ-Σ调制信号，其特征在于，该杂散音分散装置具有：
n个频率Δ-Σ调制部；
相位调整部，其相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号，将各组的输出被测定信号以及输出基准信号分别提供给所述n个频率Δ-Σ调制部，n为2以上的任意自然数；以及
加法部，其将所述n个频率Δ-Σ调制部的输出信号相加，输出所述频率Δ-Σ调制信号，
所述n个频率Δ-Σ调制部分别使用从所述相位调整部提供的所述输出基准信号，对所述输出被测定信号进行频率Δ-Σ调制，
所述相位调整部针对所述n个频率Δ-Σ调制部的输出信号，以使得杂散音的相位均不同的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号。
2.根据权利要求1所述的杂散音分散装置，其特征在于，
在设规定时间为D、所述被测定信号的1个周期或所述基准信号的1个周期为T、m为n以下的任意自然数、mD/nT为整数、mD/nT和m互质、向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差为Pi时，
所述相位调整部以使得D/n＝Pi+1-Pi的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号，
其中，i为n-1以下的任意自然数。
3.根据权利要求1所述的杂散音分散装置，其特征在于，
所述频率Δ-Σ调制部以数据流形式输出所述输出信号，
在设所述被测定信号的1个周期和所述基准信号的1个周期中的较短的周期为Tx、向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差为Pi时，
所述相位调整部以使得Tx/n＝Pi+1-Pi的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号，
其中，i为n-1以下的任意自然数。
4.根据权利要求1所述的杂散音分散装置，其特征在于，
所述频率Δ-Σ调制部以比特流形式输出所述输出信号，
在设所述被测定信号的半周期和所述基准信号的1个周期中的较短的周期为Tx、向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差为Pi时，
所述相位调整部以使得Tx/n＝Pi+1-Pi的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号，
其中，i为n-1以下的任意自然数。
5.根据权利要求3所述的杂散音分散装置，其特征在于，
所述相位调整部具有多个延迟电路，所述多个延迟电路串联连接且各自的延迟时间为Tx/n，
将所述被测定信号和所述基准信号中的一方的信号提供给所述n个频率Δ-Σ调制部，使用所述多个延迟电路，使所述被测定信号和所述基准信号中的另一方的信号延迟而提供给所述n个频率Δ-Σ调制部。
6.根据权利要求3所述的杂散音分散装置，其特征在于，
所述杂散音分散装置具有比较部，该比较部对所述被测定信号的频率和所述基准信号的频率进行比较，
所述相位调整部基于所述比较部的比较结果，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号。
7.一种频率计测装置，其特征在于，该频率计测装置具有：
权利要求1所述的杂散音分散装置；以及
频率数据生成部，其基于所述频率Δ-Σ调制信号，生成表示所述被测定信号的频率的频率数据。
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