JP5162796B2 - デジタルマイクロホン - Google Patents

Description

本発明は、従来のデジタルマイクロホンとは全く異なった方式によって、デジタル信号出力を直接的に得ることができるデジタルマイクロホンに関するもので、プロフェッショナル用途のマイクロホンとして好適なものである。

プロフェッショナル用途のオーディオマイクロホンは、１００ＫＨｚ以上の広い周波数帯域と、１４０ｄＢという極めて大きなダイナミックレンジが必要とされている。かかる要求仕様は現在のデジタル技術で実現することは困難である。本発明は、ユニークな発想のもとに上記の要求仕様を実現することができるデジタルマイクロホンに関する。本発明を説明する前に、従来の関連技術について説明しておく。

従来のデジタル出力マイクロホンは、マイクロホンユニットと、プリアンプと、アナログ・デジタル変換器（以下「ＡＤ変換器」という）を主たる構成要素としている。マイクロホンユニットは音波を受けて電気音響変換し、アナログ信号で音声信号を出力する。この音声信号をプリアンプで増幅したあとＡＤ変換器でデジタル信号に変換してマイクロホン出力とする。

図４は、従来のデジタル出力マイクロホンの例を示す。図４において、マイクロホン８０は例えばコンデンサーマイクロホンで、音波によってコンデンサーマイクロホンの振動板（以下「メンブレン」という）が振動すると、このメンブレンと対向する固定電極との間の静電容量が変化する。静電容量の変化が電圧の変化となり、これをプリアンプ８２によって増幅し、インピーダンス変換してＡＤ変換器に入力しデジタル信号に変換するようになっている。この従来例におけるＡＤ変換器は、高周波クロックに同期して動作しアナログ入力信号を１ビット密度変調デジタル信号に変換するデルタ−シグマ（以下「ΔΣ」という）変調器８４と、低周波クロックに同期して動作するデジタルフィルタ８６で構成されている。

上記ΔΣ変調器８４はＡＤ変換器の中心部分をなしていて、図５に示すように、積分器８４２、コンパレータなどからなる１ビット量子化器８４３、デジタル・アナログ変換器（以下「ＤＡ変換器」という）８４５を有してなる。ＤＡ変換器８４５は、１ビット量子化器８４３の出力をネガティブフィードバックする部分として機能する。かかる構成からなるΔΣ変調器８４は、入力アナログ信号を、オーディオ信号の帯域より非常に高い周波数でサンプリング（すなわちオーバーサンプリング）し、１ビットのパルス密度変調デジタル信号に変換する。その結果、量子化ノイズは高周波側に押し出されるノイズシェーピング効果を得ることができる。

ΔΣ変調器を用いたデジタルマイクロホンはすでに知られている。特許文献１に記載されているデジタルマイクロホンはその例である。特許文献１には、音波に対応したアナログ信号からなる音声信号を生成する変換器と、オーバーサンプリングレートでΔΣ変調されたビットストリームの形式で上記アナログ信号からデジタル出力信号を生成するための、シングルビットΔΣ変調ＡＤ変換器を備えていることを特徴とするデジタルマイクロホンが記載されている。特許文献１に記載されているデジタルマイクロホンも、基本的には図４、図５に示す従来のデジタルマイクロホンの例と変わりがない。

特表２００５−５１９５４７号公報

図５に示すようなΔΣ変調器を用いたＡＤ変換器はＩＣ化されていて、特許文献１に記載されているような従来のデジタルマイクロホンにおいては、このＩＣ化されたＡＤ変換器を使用し、マイクロホン本体内に内蔵している。したがって、電気音響変換器としてのマイクロホンユニットからはアナログ信号が出力され、このアナログ信号が、増幅回路、バッファ回路、差動回路などを経てΔΣ変調器を用いたＡＤ変換器に入力される。ここまでがアナログ領域で、ＡＤ変換器で変換された後がデジタル領域となる。そのため、上記増幅回路、バッファ回路、差動回路などで生成されるノイズがそのままアナログ信号に加算され、十分に満足できるほどの低ノイズ、かつ、高ダイナミックレンジのデジタルマイクロホンを得ることは困難であった。

本発明は、マイクロホンユニットから直接的にデジタル信号による音声信号を出力することを可能にし、もって、増幅回路、バッファ回路、差動回路などを不要にし、プロフェッショナル用途としても十分に満足することができる低ノイズ、かつ、高ダイナミックレンジのデジタルマイクロホンを得ることを目的とする。

本発明は、ΔΣ変調器を備えることによりデジタル信号出力するデジタルマイクロホンであって、上記ΔΣ変調器は、音波によって振動するメンブレンとこのメンブレンに対向させて配置された配線パターンを含む共振器と、上記メンブレンとの対向位置によって遅延時間を異ならせる遅延回路と、上記共振器を備えることにより上記メンブレンの振動に応じたＦＭ信号を出力するとともに上記遅延回路を介することにより複数のＦＭ信号を出力する発振器と、上記各ＦＭ信号のエッジを検出する複数のエッジ検出器と、を備え、複数の並列ΔΣ変調信号を出力することを特徴とする。

音波に応じてメンブレンが振動すると、メンブレンと共振器との間の電気的な条件、例えば静電容量、インダクタンスなどが変化し、この電気的な条件の変化に応じて上記共振器の共振周波数が変化し、上記発振器の発信周波数が変化する。すなわち、発振器はメンブレンの振動に応じたＦＭ信号を出力する。このＦＭ信号は１ビット量子化器により量子化されデジタル信号として出力される。

このように、マイクロホン内の電気音響変換部で直接的にＦＭ信号を得ることができ、このＦＭ信号をマイクロホン内の１ビット量子化器によりデジタル信号に変換して出力することができるため、従来のように、マイクロホンから出力されるアナログ信号を、増幅回路、バッファ回路、差動回路などを用いてデジタル信号に変換する必要はない。そのため、上記増幅回路、バッファ回路、差動回路などを用いることによって必然的に生じるノイズがなくなり、プロフェッショナル用途として十分に満足できる低ノイズ、かつ、高ダイナミックレンジのデジタルマイクロホンを得ることができる。

ΔΣ変調器を、音波によって振動するメンブレンおよびこのメンブレンに対向させて配置された対向電極によって形成されたコンデンサーと、このコンデンサーおよびこのコンデンサーに接続されたインダクターによって構成された共振器と、この共振器を備えることにより上記メンブレンの振動に応じたＦＭ信号を出力する発振器と、上記ＦＭ信号を高周波クロックでサンプリングして１ビット量子化信号を出力する１ビット量子化器と、を備えることによって構成するものにおいては、コンデンサーマイクロホンユニットの構成を利用して直接的にデジタル信号を出力することが可能なマイクロホンを得ることができる。

以下、本発明にかかるデジタルマイクロホンの実施例について図面を参照しながら説明する。

図１において、符号１０は音波によって振動するメンブレンを示す。このメンブレン１０に対向させて、基板１４に共振器１２が配置されている。基板１４はバックプレート１６の一面側に固定されている。基板１４のメンブレン１０との対向面には配線パターンが形成されていて、共振器１２は上記配線パターンを含んでいる。メンブレン１０が音波を受けて振動すると、メンブレン１０と共振器１２との間の電磁界が変化することによって共振器１２の共振周波数が変化する。共振器は発振器の一部を構成していて、この発振器は、メンブレン１０の振動に応じた、そして上記共振周波数の変化に応じたＦＭ信号を出力するように構成されている。メンブレン１０、共振器１２を含む発振器、基板１４、バックプレート１６は、図示されないユニットケースに組み込まれてマイクロホンユニットを構成している。共振器１２を含む発振器は基板１４上に集積化して組み込むことができる。

メンブレン１０の振動によって生じるメンブレン１０と共振器１２との間の電磁界の変化は、例えば、コンデンサーの静電容量の変化であってもよいし、インダクターのインダクタンスの変化であってもよい。コンデンサーの静電容量の変化である場合、メンブレン１０と上記配線パターンはそれぞれコンデンサーの電極を構成し、メンブレン１０の振動により上記コンデンサーの静電容量が変化し共振器の共振周波数が変化するようになっている。インダクタンスの変化である場合、例えば、上記配線パターンがインダクターを構成するようなパターンとなっていて、メンブレン１０の振動によって上記インダクターのインダクタンスが変化し共振器の共振周波数が変化するように構成する。

以上、要するに、メンブレン１０と配線パターンとの間で、ある種の電磁界分布を形成して共振条件を成立させて共振器を構成することができればよい。配線パターンを工夫することによって、静電容量ＣとインダクタンスＬの両者の機能を持たせ、ＬＣ共振器を構成することも可能である。また、共振条件が保たれるものであれば、上記のような静電容量Ｃによる共振器、またはインダクタンスＬによる共振器に限定されるものではない。

図１において、発振器から出力されるＦＭ信号は、１ビット量子化器１８に入力される。１ビット量子化器１８は、上記ＦＭ信号を高周波クロックでサンプリングして１ビット量子化信号を出力する。この１ビット量子化信号はエクスクルーシブオア回路２２の一方の入力端子に入力されるとともに、レジスタ２０を介してエクスクルーシブオア回路２２の他方の入力端子に入力される。レジスタ２０は上記サンプリング周波数と同じ周波数の高周波クロックに同期して動作し、上記１ビット量子化信号を、時間をずらしてエクスクルーシブオア回路２２に入力する。レジスタ２０とエクスクルーシブオア回路２２は、１ビット量子化器１８から出力される１ビット量子化信号のエッジを検出するエッジ検出器を構成していて、エクスクルーシブオア回路２２の出力がΔΣ変調信号となる。このΔΣ変調信号をデジタルフィルタに通せば、複数ビットのデジタル信号を得ることができる。

以上説明した実施例１によれば、メンブレンの変位が直接発振器の発信周波数の変化に変換される。すなわち、音響信号を直接ＦＭ信号に変換することができる。このＦＭ信号を高周波クロックでサンプリングして１ビット量子化し、これをレジスタ２０とエクスクルーシブオア回路２２からなるエッジ検出器に通すことによりΔΣ変調信号を得ることができる。上記発振器の周波数を例えば２０ＧＨｚというように十分高くし、また、サンプリング周波数もこれと同程度に十分高くすることによって、高いＳ／Ｎ比と、広いダイナミックレンジのデジタルマイクロホンを得ることができる。

実施例１に用いられているΔΣ変調方式は、「ＦＭ中間信号を用いるΔΣ変調方式（ＦＭＤＳＭ）」と呼ばれるものである。この方式の注目すべき利点は、フィードバック回路を必要としないため原理的にフィードバックエラーを生じることがなく、サンプリングレートを高くするだけで高分解能が得られる点である。しかし、入力信号をＦＭ信号に変換する際に高精度の線形性と広い変調幅が要求され、従来の技術ではその利点を活かすことができなかった。

上記本発明の実施例によれば、メンブレンの変位を直接周波数変調信号に変換することができるため、極めて高精度に、音響信号をΔΣ変調信号に変換することができる。このΔΣ変調信号は、１ビットではあるが既にデジタル信号であるため、以後、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）などにより、ナイキストレートの多ビットのデジタル信号に変換することができる。

次に、図２に示す第２の実施例について説明する。この実施例は、発振器から複数のＦＭ信号を出力させることを可能にし、各ＦＭ信号をそれぞれに対応したエッジ検出器に入力することにより、多数の並列ΔΣ変調信号を出力することができるようにしたものである。メンブレン１０、共振器１２を含む発振器、基板１４、バックプレート１６は実施例１と同様に構成され、基板１４上の配線パターンは共振器１２を構成している。共振器１２は、実施例１と同様に、静電容量Ｃの変化により共振周波数が変化するものであってもよいし、インダクタンスの変化によって共振周波数が変化するものであってもよい。その他、ある種の電磁界分布を形成して共振条件を成立させて共振器を構成することができるものであればよい。

基板１４には、メンブレン１０との対向位置によって遅延時間を異ならせる複数の可変遅延回路１３が設けられている。上記発振器は、共振器１２による共振周波数信号を出力するとともに、各遅延回路１３を介することによって複数のＦＭ信号を出力する。これらのＦＭ信号は個別に１ビット量子化器、エッジ検出器３１，３２，３３，・・・３ｎに通すことにより、上記ＦＭ信号数及びエッジ検出器の数ｎの並列ΔΣ変調信号を出力するように構成されている。なお、図２では１ビット量子化器はエッジ検出器内に含まれているものとして描かれている。

各エッジ検出器３１，３２，３３，・・・３ｎは、実施例１におけるレジスタ２０とエクスクルーシブオア回路２２と同様の回路で構成することができ、それぞれ高周波クロックによって動作するようになっている。

上記第２の実施例は、ＦＭ信号を複数の可変遅延回路１３により遅延させて位相の異なる複数のＦＭ信号を作り、各ＦＭ信号のエッジを検出して並列に出力させるものである。
仮に、遅延時間を固定し、複数のＦＭ信号を出力したとすると、単に、独立した複数のΔΣ変調器を設けたことと等価である。この場合、各ΔΣ変調器の量子化ノイズが互いに無相関であるため、並列化の数を２倍にするごとにＳ／Ｎ比は３ｄＢ改善される。
これに対して上記実施例２のデジタルマイクロホンのように、発振周波数と同様に遅延時間もメンブレンの位置によって変化させるようにすると、並列化したそれぞれのΔΣ変調器の量子化ノイズが打ち消され、並列化数を倍にするごとにＳ／Ｎ比が６ｄＢ改善される利点がある。

本発明に係るデジタルマイクロホンは、コンデンサーマイクロホン特有の構造をそのまま利用して構成することができる。すなわち、コンデンサーマイクロホンが備えているメンブレンとこれに対向する対向電極とで構成されるコンデンサーを共振器の一部として利用する。かかる構成の実施例を図３に示す。図３において、メンブレン４０と対向電極４２はコンデンサーマイクロホンユニットにおけるメンブレンおよびこのメンブレンに間隙をおいて対向する対向電極であり、メンブレン４０はマイクロホンケースに接続されてアースがとられている。対向電極４２はバックプレート４６に絶縁体４４を介して配置されている。対向電極４２にはインダクター５０の一端が接続され、インダクター５０の他端はアースに接続され、メンブレン４０と対向電極４２との間で構成されるコンデンサーとインダクター５０とで共振器を構成している。対向電極４２は負性抵抗回路１８を介して１ビット量子化器１８に接続されている。この１ビット量子化器１８と、レジスタ２０、エクスクルーシブオア回路２２を備えている点、およびこれら相互の接続は、図１に示す実施例と同じである。

メンブレン４０が音波を受けて振動すると、メンブレン４０と対向電極４２との間で構成されるコンデンサーの容量が変化し、このコンデンサーとインダクター５０で構成される共振器の共振周波数が変化する。共振器は発振器の一部を構成していて、この発振器は、メンブレン４０の振動に応じた、そして上記共振周波数の変化に応じたＦＭ信号を、負性抵抗回路１８を介して出力し、このＦＭ信号は１ビット量子化器１８に入力される。以下、１ビット量子化器１８、レジスタ２０、エクスクルーシブオア回路２２は図１に示す実施例と同様に動作し、エクスクルーシブオア回路２２からΔΣ変調信号が出力される。このΔΣ変調信号の後処理回路は、第１、第２の実施例と同様に構成することができる。

以上説明した第３の実施例によれば、コンデンサーマイクロホンユニットの構造そのものを利用して、音響信号を直接的にデジタル信号であるΔΣ変調信号に変換することができる。このΔΣ変調信号をデジタルフィルタなどに通せば、複数ビットのデジタル信号を得ることができる。
増幅回路、バッファ回路、差動回路などのアナログ回路は不要であるから、これらのアナログ回路で生成されるノイズに相当する分のノイズが低減され、低ノイズ、かつ、高ダイナミックレンジのデジタルマイクロホンを得ることができる。

本発明にかかるデジタルマイクロホンの第１の実施例を示す概念図である。 本発明にかかるデジタルマイクロホンの第２の実施例を示す概念図である。 本発明にかかるデジタルマイクロホンの第３の実施例を示す概念図である。 従来のデジタルマイクロホンの例を示すブロック図である。 従来のデジタルマイクロホンに適用可能なΔΣ変調器の例を示すブロック図である。

符号の説明

１０ メンブレン
１２ 共振器
１４ 基板
１８ １ビット量子化器
２０ レジスタ
２２ エクスクルーシブオア回路
３１、３２、３３、３ｎ エッジ検出器
４０ メンブレン
４２ 対向電極
５０ インダクター

Claims (3)

1. ΔΣ変調器を備えることによりデジタル信号出力するデジタルマイクロホンであって、
   上記ΔΣ変調器は、
   音波によって振動するメンブレンとこのメンブレンに対向させて配置された配線パターンを含む共振器と、
   上記メンブレンとの対向位置によって遅延時間を異ならせる遅延回路と、
   上記共振器を備えることにより上記メンブレンの振動に応じたＦＭ信号を出力するとともに上記遅延回路を介することにより複数のＦＭ信号を出力する発振器と、
   上記各ＦＭ信号のエッジを検出する複数のエッジ検出器と、を備え、
   複数の並列ΔΣ変調信号を出力するデジタルマイクロホン。
2. メンブレンと配線パターンはコンデンサーの電極を構成し、メンブレンの振動により上記コンデンサーの静電容量が変化し共振器の共振周波数が変化する請求項１記載のデジタルマイクロホン。
3. 配線パターンはインダクターを構成し、メンブレンの振動により上記インダクターのインダクタンスが変化し共振器の共振周波数が変化する請求項１記載のデジタルマイクロホン。

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