CN104795973B

CN104795973B - 半导体驱动装置和使用该半导体驱动装置的电力变换装置

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Publication number: CN104795973B
Application number: CN201410784485.8A
Authority: CN
Inventors: 恩田航平; 坂野顺; 坂野顺一; 河野恭彦; 石川胜美
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2014-01-22
Filing date: 2014-12-16
Publication date: 2017-07-04
Anticipated expiration: 2034-12-16
Also published as: EP2899886B1; JP2015139271A; CN104795973A; EP2899886A1; JP6190280B2

Abstract

本发明提供一种半导体驱动装置以及电力变换装置，具有抑制误探测的高可靠性的短路保护功能。利用如下要素来构成半导体驱动装置：主探测单元，其探测半导体元件的主端子的电流或电压；辅助探测单元，其探测半导体元件的控制端子的电流或电压、或主探测单元不探测的一方的主端子的电流或电压的任一者；积分单元，其接受主探测单元的输出来进行时间常数不同的2个时间积分；和输出控制单元，其根据辅助探测单元的输出来控制来自积分单元的时间常数的短的一方的输出，半导体驱动装置通过来自积分单元的时间常数长的一方的输出或输出控制单元的输出来控制控制端子的电压或电流。

Description

半导体驱动装置和使用该半导体驱动装置的电力变换装置

技术领域

本发明涉及搭载保护功能的半导体驱动装置、以及使用该半导体驱动装置的电力变换装置。

背景技术

以逆变器为首的电力变换装置通过半导体开关元件的开关动作来实现电力变换。作为该半导体开关元件的代表例，广泛应用以MOS-FET、IGBT为首的电压驱动型半导体元件。特别是能进行高速的开关且能控制大电力的IGBT，从家电用的小容量逆变器直到铁道用等的大容量逆变器，在广泛的领域被使用。

为了控制这样的半导体开关元件，需要半导体驱动装置。一般，电压驱动型半导体的驱动装置具有通过对半导体开关元件的栅极施加电压来控制元件的导通状态的功能。

图1是IGBT用驱动装置的代表性的栅极驱动部构成的一例。基于驱动指令输入信号SIN，由输出级电路T1对IGBT Q0的栅极G施加适当的电压，对在IGBT Q0的集电极C-发射极E间导通的集电极电流Ic进行控制。

在此，栅极电阻Rg是通过限制流向栅极G的电流Irg来调整栅极G与发射极E间的电压Vge的变化率的电阻。由此，能合适地规定IGBT Q0的开关速度、即集电极电流Ic的变化率以及集电极C与发射极E间的电压Vce的变化率。另外，在图1示出了以流过回流电流为目的而与IGBT Q0逆并联地具备二极管D0的IGBT模块的构成的示例。

在将半导体开关元件使用在逆变器等中的情况下，为了防止臂短路或负载短路引起的元件损坏，大多具有短路保护功能。所谓臂短路，是指在正与负的电源线间串联连接的多个半导体开关元件同时导通而使电源的正和负短路的现象。另外，所谓负载短路，是指与逆变器连接的负载短路，经由成为导通的半导体开关元件而电源的正和负短路的现象。若引起这些短路，则会在半导体开关元件流过过大的电流，以至于击穿。

这样的短路根据发生短路时的半导体模块的导通状态，一般分类为3种短路模式(非专利文献1)。

以下参考图2所示的IGBT模块的电流以及电压波形来说明这3种短路模式的特征。图2是表示IGBT中的正常时的接通时(a)、TypeI短路时(b)、TypeII短路时(c)以及TypeIII短路时(d)各自的电流以及电压波形的图。

TypeI短路是在自臂元件接通时产生短路回路的情况。若作为一例考虑逆变器的上下臂，则在如下的状况下发生上述短路，即：成对的臂元件在切断中击穿而保持导通状态不变，在该状态下自臂接通。在图2(b)示出此时的自臂元件的电流以及电压波形。

在图2(a)的正常的接通时，若栅极-发射极电压Vge从Vm向Vp增加从而向导通状态移转，则集电极电流Ic增加，另一方面，集电极-发射极电压Vce从电源电压Vdc向导通电压(几V)降低。

与此相对，在TypeI短路时，因短路而集电极电流Ic增加到IGBT的饱和电流，另一方面，集电极-发射极电压Vce不会降低到导通电压(几V)。此时，经由反馈电容Cgc从集电极向栅极流过(式1)的位移电流Is。

Is＝Cgc×dVce/dt…(式1)

由此，栅极电压Vge上升到电源电压程度。其结果，在正常的接通时能看到的Vge的镜像(mirror)期间(图2(a))消失。

接下来，参考图2(c)来说明TypeII短路。

TypeII短路是自臂IGBT处于栅极导通状态、在流过集电极电流Ic时发生短路的情况。作为一例，有在自臂的IGBT导通的期间、断路中的成对的臂元件突然击穿而短路的情况。

在该TypeII短路中，由于在栅极导通状态下短路，因此其电流变化率dIc/dt大于受到元件特性限制的TypeI短路，通过主电路的寄生电感Le在(式2)中给出。

…(式2)

其结果，集电极电流Ic急剧增大，成为比TypeI短路更激烈的短路。进而，根据(式1)，栅极流入电流从而栅极电压上升，饱和电流进一步增加。为此，为了减少栅极的过电压击穿以及饱和电流，一般设置图1所示的栅极-发射极间的电压钳位元件(Dz1和Dz2的串联电路)。由此，如图2(c)所示那样，栅极-发射极电压Vge被钳位在某规定值Vc1。

最后，参考图2(d)来说明TypeIII短路。

TypeIII短路与TypeII短路相同，都是自臂的IGBT在栅极导通状态下短路的模式，但是，在不是IGBT而是逆并联连接的二极管导通状态下短路这一点上，与TypeII短路不同。

作为一例，有如下情况：在自臂的二极管流过回流电流、且自臂的IGBT的栅极为导通的状态下，断路中的成对的臂元件突然击穿而短路。因此，若将自臂的二极管的阳极电流设为Ia时，则在IGBT模块的端子电流Ic-Ia为负的状态下发生短路。这种情况下，由于也是在栅极导通状态下短路，因此其电流变化率dIc/dt与TypeII短路同样地变大，因此成为激烈的短路。另外，由于存在因二极管电压急剧上升而引起硬复原、发生浪涌电压(图中的复原浪涌)的情况，因此需要更高速的保护。

在因成对的臂元件的击穿或误点弧而发生短路的情况下，为了从二次损坏保护自臂元件，期望在半导体驱动装置设置短路保护电路。一般，短路保护电路观测半导体开关元件的电流或电压，在它们超出预先决定的值的情况下，通过采取限制或阻断半导体开关元件的电流的措施来保护元件。

例如，在IGBT的情况下，作为探测该短路状态的手段，考虑监视集电极的电压的方法、使用电流互感器或检测电阻或检测用IGBT来监视集电极电流值或发射极电流值的方法、监视在IGBT模块的寄生电感产生的感应电压或根据其算出的集电极电流值或发射极电流值的方法、监视栅极电压或栅极电流的方法等。

以IGBT为例，参考<表1>，来说明针对所述的3种短路模式的代表性的探测方式的适应可能性。

[表1]

	与类型I短路对应	与类型II、III短路对应
			集电极/发射极电流探测	○	○
集电极电压探测	○	△
			栅极电压探测(镜像判定型)	○	×
栅极电压探测(过电压判定型)	△	○
			栅极电流探测(负电流判定)	△	○

集电极电流或发射极电流探测方式由于能直接且高速探测短路时发生的过电流状态，因此能应对3种模式。

与此相对，集电极电压探测方式不管是否是导通状态都判定处于集电极-发射极电压高的状态，以探测短路。一般，该探测方法与集电极电流或发射极电流探测方式相比，有检测延迟变较大的特征。

例如，若比较图2(b)以及(c)的集电极电流Ic和集电极-发射极电压Vce，则短路时的Vce的上升比Ic上升的定时慢。这是因为，短路时的集电极-发射极电压的上升ΔVce根据(式3)在dIc/dt＜0的期间急剧上升。

ΔVce＝-Le·dIc/dt…(式3)

其结果，由于饱和电流较大，因此有不能保护需要高速的保护的TypeII短路以及TypeIII短路的可能性。

另一方面，栅极电压探测方式能分类为应对TypeI短路的保护的镜像判定型、和应对TypeII短路以及TypeIII短路的过电压判定型。

镜像判定型的栅极电压探测方式在正常的接通时，在镜像期间栅极电压成为恒定(图2(a))，与此相对，在TypeI短路时，探测到镜像期间的栅极电压上升。因此，由于是假定TypeI短路的保护，因此不能保护TypeII短路以及TypeIII短路。

与此相对，过电压判定型的栅极电压探测方式探测栅极-发射极电压Vge比正侧电源电压Vp更加上升的情况。由于该栅极电压的上升按照(式1)，位移电流Is从集电极流入栅极而与短路同时发生，因此能高速探测。因此，能应对TypeII短路的保护以及TypeIII短路的保护。但是，在TypeI短路中，由于栅极电压的上升期间较短(图2(b))，因此有不能探测的可能性。

另一方面，栅极电流探测方式中，伴随所述的栅极电压的上升，而探测按照(式1)从元件流入到驱动电路侧的电流，来进行负电流判定。因此，虽然与栅极电压探测方式的过电压判定型相同，都能应对TypeII短路的保护以及TypeIII短路的保护，但在TypeI短路中，由于栅极电流的发生期间较短，因此有不能探测的可能性。

一般，在将短路检测单元用于在铁道等中使用的高电压的逆变器的情况下，担心发生噪声引起的误探测、即尽管未短路但却误探测成短路的情况，从而使逆变器停止。与此相对，在专利文献1公开了监视集电极电压和栅极电压，防止逆变器的异常的误探测的技术。

该方法用“与”电路对基于集电极电压的短路探测信号和基于栅极电压的短路探测信号进行“与”运算，基于其输出结果来判定短路状态。

一般，基于这样的2个探测信号的“与”运算的输出结果来判定短路的方法仅在双方的探测电路探测到短路的情况下才反映到输出结果中，因此能抑制误探测。即，在将一方的误探测发生概率设为α、将另一方的误探测发生概率设为β，若假设它们都是独立，则“与”运算方式的误探测发生概率γ成为γ＝αβ(γ＜α且γ＜β)，能减少误探测概率。另外，通过这2个探测信号使用不同的探测用布线，即使在一方混入大的噪声，混入到另一方的噪声也较小，认为作为整体提高了探测的稳健性。

专利文献

专利文献1：JP特开2007-259533号公报

非专利文献

非专利文献1：Jorg Schumann，et al.，“Influence ofthe Gate Drive on theShort-Circuit TypeII and TypeIII Behavior of HV-IGBT”，PCIM2010，pp.709-714

但是，所述的“与”运算方式尽管存在能减少误探测概率的优点，但是有以下的课题。首先，有在该方式中所用的2个探测单元中的任一方在探测中失败的情况下不能进行保护的课题。

例如，在<表1>中，在对发射极电流探测方式和栅极电压探测(过电压判定型)方式的检测结果进行“与”运算的情况下，有不能对TypeI短路进行探测的可能性。

另一个课题在于，即使一方的探测方式为高速，但若另一方的探测方式的探测延迟较大，则“与”运算方式的探测延迟会变大。

例如，在<表1>中，在并用发射极电流探测方式和集电极电压探测方式的情况下，集电极电压探测与发射极电流探测相比探测延迟更大，在“与”运算方式中，不能有效利用发射极电流探测的高速性。其结果，有不能保护要求高速性的TypeII短路以及TypeIII短路的可能性。

发明内容

本发明鉴于所述的课题而提出，提供能应对全部所述3种短路模式且能抑制误探测的发生的具有短路保护功能的半导体驱动装置、以及使用该半导体驱动装置的电力变换装置。

为了解决所述的课题，本发明所涉及的半导体驱动装置具备：主探测单元，其探测半导体的主端子或控制端子的电流或电压；辅助探测单元，其探测控制端子的电流或电压、或主探测单元不探测的一方的主端子的电流或电压的任一者；积分单元，其接受主探测单元的输出来进行时间常数不同的2个时间积分；和输出控制单元，其根据辅助探测单元的输出来控制来自积分单元的时间常数短的一方的输出，通过来自积分单元的时间常数长的一方的输出或输出控制单元的输出来控制控制端子的电压或电流。

另外，本发明所涉及的电力变换装置是具备多个将2个半导体开关元件串联连接而构成的上下臂的装置构成，由上述的本发明所涉及的半导体驱动装置来控制构成这些多个上下臂的半导体开关元件的每个半导体开关元件的导通/截止。

发明的效果

根据本发明，能实现应对所述TypeI短路、TypeII短路以及TypeIII短路的全部短路模式的、具有误探测概率小的短路保护功能的半导体驱动装置以及电力变换装置。

附图说明

图1是表示一般的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图2是表示在发生短路的状況下所分类的3种短路模式的示意波形图。

图3是表示本发明的实施例1所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图4是表示本发明的实施例1所涉及的半导体驱动电路的第1具体例的框图。

图5是表示本发明的实施例1所涉及的半导体驱动电路的第2具体例的框图。

图6是表示本发明的实施例2所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图7是表示本发明的实施例3所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图8是表示本发明的实施例4所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图9是表示本发明的实施例5所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图10是表示本发明的实施例6所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图11是表示本发明的实施例7所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图12是表示本发明的实施例8所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图13是表示本发明的实施例8所涉及的半导体驱动电路的具体例的框图。

图14是表示本发明的实施例9所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图15是表示本发明的实施例9所涉及的半导体驱动电路的具体例的框图。

图16是表示本发明的实施例10所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图17是表示本发明的实施例11所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图18是表示本发明的实施例12所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图19是表示本发明的实施例13所涉及的半导体驱动电路的基本构成的框图。

图20是表示本发明的实施例14所涉及的电力变换装置的基本构成的框图。

标号的说明

T1 栅极输出级电路

Rg 栅极电阻

Irg 栅极电阻导通电流

Dz1、Dz2 电压钳位元件

Vge 栅极-发射极电压

Ic 集电极电流

Ia 阳极电流(二极管D0)

Vce 集电极-发射极电压

SIN 驱动指令输入信号

SOUT 反馈信号

Vdc 主电路电源电压

Vp 半导体驱动电路正电源电压

Vm 半导体驱动电路负电源电压

Le 模块寄生电感

Vref1、Vref2 参考电压

SCL 低速短路探测输出信号

SCS 高速短路探测输出信号

SCO 短路探测输出信号

1 指令部

2 栅极驱动部

3 栅极电压探测部

5、5a、5b 集电极电流探测部

5’ 探测级别调整型集电极电流探测部

6 集电极电压探测部

7 栅极电流探测部

100、110 积分电路

120 时间常数切换电路

130 探测级别切换电路

100’ 时间常数调整型积分电路

300 输出控制电路

500 感测部

600 电力变换装置

Q0～Q2、Q11～Q16 半导体开关元件

Q’1 双栅极型半导体开关元件

D0～D2、D11～D16 整流元件

GD1、GD11～GD16 半导体驱动装置

M1 电动机

L0、L1 上级逻辑部

具体实施方式

以下，作为实施本发明的形态，参考附图来依次说明实施例1到14。

[实施例1]

[半导体驱动装置的构成]

图3是表示本发明的实施例1所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。另外，在实施例1中，作为半导体举出IGBT为例进行说明，但并不限定于此，还能运用在其它一般的半导体的驱动装置中。

如图3所示，实施例1所涉及的半导体驱动装置由指令部1、栅极驱动部2、栅极电压探测部3、集电极电流探测部5、第1积分电路100、第2积分电路110以及输出控制电路300构成。

作为集电极电流探测部5的构成例，一般相当于检测用的电阻、检测用的元件、或其它电流检测器。

积分电路100以及积分电路110是对集电极电流探测部5的输出进行积分的电路，作为构成例，能举出使用电容器C和电阻R等的无源元件的滤波器电路或使用运算放大器的滤波器电路等。在此，积分电路100的时间常数短于积分电路110的时间常数。

另外，本发明所涉及的半导体驱动装置当然还能运用在作为基本构成要素的半导体为多个的情况中。

[半导体驱动装置的动作]

在从上级的逻辑部对指令部1输入驱动指令输入信号SIN时，指令部1按照该信号，对用于合适地驱动将IGBT Q1和二极管D1逆并联连接而构成的半导体模块的信号进行处理。基于其结果，栅极驱动部2对IGBT Q1的栅极施加电压，控制半导体模块的动作。

在此假定成对的臂元件击穿、发生了短路状态。

此时，如图2所示那样，IGBT Q1的栅极电压Vge上升，集电极电流Ic成为过电流状态。作为主探测单元的集电极电流探测部5探测该集电极电流Ic的过电流。另一方面，作为辅助探测单元的栅极电压探测部3探测栅极电压Vge的上升。

在集电极电流探测部5探测到过电流时，将该探测信号输入到积分电路100以及积分电路110。在此，积分电路100以及积分电路110对各自的时间常数设定长短，将积分电路100的时间常数设定得短于积分电路110的时间常数。积分电路100以及积分电路110分别对探测信号进行积分，分别对小于或短于预先确定的规定值的探测信号予以掩蔽(mask)。

在此，在栅极电压探测部3未探测到栅极电压Vge的上升的情况下，由于输出控制电路300不发挥功能，因此输入到栅极驱动部2的探测信号仅是积分电路110的输出SCL。因此，将时间常数长的探测信号SCL输入到栅极驱动部2。

反之，在栅极电压探测部3探测到栅极电压Vge的上升的情况下，由于输出控制电路300使积分电路100的输出有效，因此对栅极驱动部2输入积分电路110的输出SCL和积分电路100的输出SCS两者。

因此，根据时间常数长的探测信号SCL以及时间常数短的探测信号SCS，栅极驱动部2按照控制半导体模块的短路状态的方式来对栅极进行控制。

即，因该半导体模块的短路而大电流流过半导体模块，从而基于Le·dIc/dt的浪涌电压大幅上升，因此，需要设置保护电路来对其进行抑制。为此，例如考虑通过使Rg_(off)较大来使IGBT Q1的栅极慢慢断路的控制、或使栅极电压降低(抑制)控制(由于集电极电流Ic和栅极-发射极电压Vge处于正比关系，因此能通过降低Vge来减少短路电流)。

另外，还能以探测信号SCL以及SCS这2个信息为基础，根据探测信号来改变控制方式，例如进行如下的控制，即：在未输入探测信号SCS的情况下，使IGBT Q1的栅极电压降低(抑制)，另一方面，在输入了探测信号SCS的情况下，使IGBT Q1的栅极慢慢地断路。

[实施例1的效果]

在本发明的实施例1中，由于并用使用了栅极电压探测部3和集电极电流探测部5的2个探测方式，因此时间常数短的探测信号SCS输入到栅极驱动部2的情况限定在双方的探测部都发挥功能的情况。

因此，利用与探测信号SCS相同的时间常数，与仅用集电极电流探测部5进行探测的情况相比，能抑制误探测率。这和现有的“与”运算方式是相同的效果。

另一方面，在栅极电压探测部3不进行探测的情况下，由于成为仅集电极电流探测部5进行的单独的探测，因此不能期待所述的2方式并用带来的误探测率抑制的效果，但由于通过使积分电路110的时间常数变长能去除短时间的噪声，因此能抑制误探测率。

另外，由于将栅极电压探测部3用作控制积分电路的输出的辅助探测单元，因此，只要作为主探测单元的集电极电流探测部5未探测到过电流，即使栅极电压探测部3进行了误探测，栅极驱动部2也能正常动作。

接下来，参考<表1>，来说明通过本发明能实现对所述3种短路模式的适合的保护。作为示例，栅极电压探测部3进行过电压判定型的栅极电压探测，集电极电流探测部5进行集电极电流探测。

首先，在发生TypeI短路的情况下，由于栅极电压的上升不充分或短时间，因此有栅极电压探测部3不能探测异常的可能性。因此，虽然在现有的“与”运算方式中在探测中存在失败的可能性，但在本发明中，即便在栅极电压探测部3未探测到异常的情况下，也通过集电极电流探测部5探测过电流，从而时间常数长的探测信号SCL被输入到栅极驱动部2。

这意味着，能够通过使时间常数较长来抑制误探测率，同时慢慢地且可靠地保护元件。如所述那样，对于TypeI短路，元件是利用了能期待10μs程度的短路耐量的元件。

另一方面，在TypeII短路以及TypeIII短路的情况下，由于能期待栅极电压探测部3和集电极电流探测部5的双方高速进行探测，因此将时间常数短的探测信号SCS输入到栅极驱动部2。

这意味着，通过并用2方式从而可谋求误探测率的减少，同时可高速地保护元件。即，如所述那样，这是鉴于TypeII短路以及TypeIII短路寻求高速的保护这一情况。

如以上那样，本发明的实施例1提供加入所述3种短路模式的特征、能实现误探测率的抑制的适合的过电流保护。

<实施例1的具体例1>

图4是表示图3所示的实施例1的具体例1的装置构成的图。

栅极电压探测部3用比较器等来探测高于电源电压的栅极电压，探测到异常时产生恒定期间脉冲。

另一方面，集电极电流探测部5通过对在模块的寄生电感Le产生的感应电压Le·dIc/dt进行积分来取得集电极电流，用比较器电路判定高于预先确定的规定值的过电流状态。

积分电路100以及积分电路110由CR滤波器电路构成。输出控制电路300由“与”电路构成，在栅极电压探测部3探测到异常时，使积分电路100的输出即时间常数短的探测信号SCS为有效。

栅极驱动部2输入探测信号SCL和探测信号SCS的“或”运算结果SCO、和经由指令部1的驱动指令输入信号SIN。在仅发生探测信号SCL的情况下，“或”运算结果SCO成为探测信号SCL。另一方面，在先发生探测信号SCS的情况下，“或”运算结果SCO与探测信号SCS等价。

<实施例1的具体例2>

图5是表示图3所示的实施例1的具体例2的装置构成的图。

与图4所示的具体例1的不同点在于，作为积分电路100以及积分电路110使用运算放大器，来取得短路时流向元件的电荷量∫dt·Ic这一点。

由此，与具体例1那样的CR滤波器电路所进行的时间积分方式相比，由于能取得流过多少的电荷量从而设定与所累积的应力相应的判定级别，因此能实现基于施加在元件的负载的可靠的设计。

[实施例2]

图6是表示本发明的实施例2所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图3所示的实施例1的不同点在于，作为辅助探测单元使用栅极电流探测部7来判定短路时流入栅极的电流。其它构成与实施例1相同。

由于通过实施例2能探测元件击穿时的栅极电流，栅极电流探测部7实际检测栅极电阻Rg的两端电压，因此在耐噪声这一点上是其特征。

[实施例3]

图7是表示本发明的实施例3所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图3所示的实施例1的不同点在于，作为主探测单元，利用集电极电压探测部6判定短路时的集电极电压高的状态。其它构成与实施例1相同。

在实施例3的集电极电压探测型中，虽然实际的电路构成变得简单，但有响应性变慢的问题。

[实施例4]

图8是表示本发明的实施例4所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图7所示的实施例3的不同点在于，作为辅助探测单元，利用栅极电流探测部7判定短路时流入栅极的电流。其它构成与实施例3相同。

在实施例4中，与实施例3相比存在实施例2中所示的特征。

[实施例5]

图9是表示本发明的实施例5所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图7所示的实施例3的不同点在于，作为辅助探测单元，利用集电极电流探测部5判定短路时的集电极电流的过电流。其它构成与实施例3相同。

在实施例5中，由于直接检测元件的主电压(集电极-发射极电压：Vce)以及主电流(集电极电流：Ic)，因此在通常时，该Vce和Ic的大小关系相反(Vce大→Ic小、或Vce小→Ic大)，在短路时，呈现出Vce和Ic都变大的异常，以此直接探测短路。

[实施例6]

图10是表示本发明的实施例6所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图9所示的实施例5的不同点在于，将辅助探测单元和主探测单元交换这一点。其它构成与实施例3相同。

在实施例6中，与实施例5相比响应性变快。

[实施例7]

图11是表示本发明的实施例7所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图3所示的实施例1的不同点在于，设置2个主探测单元(5a以及5b)，分别以不同的感测级别进行探测。例如，假定作为实施例1的具体例1(图4)中示出的集电极电流探测部5中的运算放大器的Vref而设定2种级别的情况、或作为使用的运算放大器设有面向高频和面向低频的情况等。然后，输出控制电路300通过直接控制所述2个主探测单元中探测级别低的一方(5a)的输出，能快速响应栅极电压的上升。其它构成与实施例1相同。

[实施例8]

图12是表示本发明的实施例8所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图3所示的实施例1的不同点在于，取代输出控制电路300控制积分电路的输出，而经由时间常数切换电路120来控制时间常数调整型积分电路100’的时间常数。作为该时间常数切换电路120，例如并联设置实施例1的具体例1(图4)中示出的积分电路(100、101)的电容器，将开关单元与单方的电容器串联连接，由此构成。其它构成与实施例1相同。

<实施例8的具体例>

图13是表示本发明的实施例8所涉及的半导体驱动装置的具体例的图。

在图12所示的实施例8中，时间常数调整型积分电路100’由某确定的CR滤波器和判定级别调整型的比较器电路构成，通过时间常数切换电路120的输出来调整该比较器电路的判定级别。通过在栅极电压上升到给定级别以上时降低其判定级别，由此能快速地进行应对。

[实施例9]

图14是表示本发明的实施例9所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图11所示的实施例7的不同点在于，取代具备2个主探测单元，而通过辅助探测单元(栅极电压探测部3)的输出来切换1个主探测单元(集电极电流探测部5’)的探测级别。其它构成与实施例1相同。

<实施例9的具体例>

图15是表示本发明的实施例9所涉及的半导体驱动装置的具体例的图。

在图14所示的实施例9的集电极电流探测部5’中，通过对在模块寄生电感Le产生的感应电压Le·dIc/dt进行积分来取得集电极电流，在用比较器电路判定过电流状态时，由接受到辅助探测单元(栅极电压探测部3)的输出的探测级别切换电路130来切换该比较器电路的判定级别。在图14的电路构成中，在栅极电压上升到给定级别以上时，通过提高集电极电流探测部5’的比较器的Vref来谋求快速响应性。由此，适于设定刚好够用的探测级别的情况。

[实施例10]

图16是表示本发明的实施例10所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图3所示的实施例1的不同点在于，作为主探测单元，不是利用电流传感器，而是利用在模块寄生电感Le的端子间产生的感应电压Le·dIc/dt(即集电极电流的微分值)这一点。其它构成与实施例1相同。

[实施例11]

图17是表示本发明的实施例11所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

在图12所示的实施例8中，经由绝缘接口电路IF1将时间常数调整型积分电路100’的输出信号SCO传输给上级逻辑部(反馈信号SOUT)。其它构成与实施例8相同。由此，能将短路事件直接传达给上级逻辑部。

[实施例12]

图18是表示本发明的实施例12所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图3所示的实施例1的不同点在于，所驱动的半导体为具有2个控制端子的双栅极型半导体开关元件(例如双栅极型IGBT)。其结果，栅极驱动部2基于检测信号SCL和检测信号SCS这2个信息来独立控制各个控制端子。其它构成都与实施例1相同。由此，可追加能够使一方断路来抑制栅极的功能。

[实施例13]

图19是表示本发明的实施例13所涉及的半导体驱动装置的基本构成的图。

与图3所示的实施例1不同点在于，所驱动的半导体被并联连接多个。其结果，栅极驱动部2基于检测信号SCL和检测信号SCS这2个信息来独立控制各个半导体的控制端子。其它构成与实施例1相同。由此，还能应对面向通电电流的大电流化的构成。

[实施例14]

图20是作为实施例14示出运用本发明的半导体驱动装置的电力变换装置的图。

实施例14所涉及电力变换装置将上述的实施例1至13的实施形态的任一者所涉及的半导体驱动装置作为电力变换装置中的半导体开关元件的驱动装置运用。

如图20所示那样，实施例14所涉及的电力变换装置600具备半导体开关元件Q11～Q16、二极管D11～D16、半导体驱动装置GD11～GD16、以及针对半导体开关元件Q11～Q16产生开关动作的控制信号即驱动指令信号的上级逻辑部L1而构成。另外，实施例14所涉及的电力变换装置600是将电压Vdc的直流电源601的直流电力变换成交流电力的逆变器装置。

另外，在实施例14中，作为半导体开关元件Q11～Q16使用IGBT，但并不限定于此，还能使用MOSFET等其它开关元件来构成。

电力变换装置201在直流电源202的正负的端子间连接3组将2个半导体开关元件(Q11以及Q12、Q13以及Q14、Q15以及Q16)极性一致地串联连接的上下臂。另外，在各半导体开关元件Q11～Q16的发射极-集电极间，分别极性相反且并联地连接用于使负载电流回流的二极管D11～D16。另外，在各半导体开关元件Q11～Q16的栅极端子分别连接输出开关的驱动指令信号的半导体驱动装置GD11～GD16。另外，串联连接的2个半导体开关元件(Q11以及Q12、Q13以及Q14、Q15以及Q16)的连接点分别成为交流的输出端子，与作为负载的三相交流电动机M1连接。

并且，电力变换装置600通过上级逻辑部L1经由半导体驱动装置GD11～GD16分别控制半导体开关元件Q11～Q16的开关动作，向与交流端子连接的三相交流电动机M1提供交流电力。

在此，电力变换装置600通过上级逻辑部L1产生针对各半导体开关元件Q11～Q16的驱动指令信号，经由该半导体驱动装置GD11～GD16将该驱动指令信号发送给半导体开关元件Q11～Q16的栅极端子(控制端子)，由此来进行电力变换动作。这时，由于电力变换装置201通过绝缘通信从半导体驱动装置GD11～GD16发送驱动指令信号，因此减少了在半导体开关元件Q11～Q16的开关时产生的噪声的影响。由此，电力变换装置201能以高的可靠性进行电力变换。

另外，在实施例14中，作为将本发明的半导体驱动装置运用在电力变换装置中的示例，说明了逆变器装置的情况，但并不限定于此，还能运用在直流-直流转换器或交流-直流转换器等其它电力变换装置中。

Claims

1.一种半导体驱动装置，其特征在于，具备：

半导体元件，其具有一对主端子和控制流向该主端子对的电流的控制端子；

主探测单元，其探测所述主端子的电流或电压；

辅助探测单元，其探测所述控制端子的电流或电压、或者所述主探测单元不探测的一方的所述主端子的电流或电压的任一者；

积分单元，其接受所述主探测单元的输出来进行时间常数不同的2个时间积分；和

输出控制单元，其根据所述辅助探测单元的输出来控制来自所述积分单元的所述时间常数短的一方的输出，

所述半导体驱动装置通过来自所述积分单元的所述时间常数长的一方的输出或所述输出控制单元的输出来控制所述控制端子的电压。

2.一种半导体驱动装置，其特征在于，具备：

主探测单元，其探测所述主端子的电流或电压；

积分单元，其对所述主探测单元的输出进行时间积分；和

切换单元，其根据所述辅助探测单元的输出来切换所述主探测单元的探测级别或所述积分单元的时间常数，

所述半导体驱动装置通过经由所述切换单元的所述积分单元的输出来控制所述控制端子的电压。

3.根据权利要求1或2所述的半导体驱动装置，其特征在于，

所述积分单元由使用无源元件或运算放大器的滤波器电路构成。

4.根据权利要求1或2所述的半导体驱动装置，其特征在于，

在作为所述主探测单元而探测所述主端子的电流的情况下，通过对在所述半导体的寄生电感所产生的感应电压进行积分来得到该电流。

5.根据权利要求1或2所述的半导体驱动装置，其特征在于，

取代所述主探测单元所探测的所述主端子的电流，而采用在所述半导体的寄生电感所产生的感应电压，所述感应电压是该主端子的电流的微分值。

6.根据权利要求1或2所述的半导体驱动装置，其特征在于，

还将来自所述积分单元的时间常数长的一方的输出或所述输出控制单元的输出，传输至向所述控制端子输出驱动指令的逻辑部。

7.根据权利要求1或2所述的半导体驱动装置，其特征在于，

在所述半导体元件的短路状态所涉及的导通状态下，减少所述控制端子的电压。

8.根据权利要求1或2所述的半导体驱动装置，其特征在于，

在所述半导体元件的控制端子由多个构成的情况下，独立控制该多个控制端子各自的电压。

9.根据权利要求1或2所述的半导体驱动装置，其特征在于，

在由相同的驱动指令所控制的所述半导体元件并联连接多个来构成的情况下，独立控制该多个半导体的各控制端子。

10.一种电力变换装置，具备：

将多个半导体开关元件串联连接而构成的多个上下臂；和

控制所述多个半导体开关元件的每一个的导通/截止的多个半导体驱动装置，

所述电力变换装置的特征在于，

所述多个半导体驱动装置由权利要求1～9中任一项所述的半导体驱动装置构成。