CN104221274A - 三相同步电动机驱动装置 - Google Patents

Abstract

三相同步电动机驱动装置具有：三相逆变器(3)，具备三相量的开关元件，驱动作为三相同步电动机的马达(4)；作为控制部的控制器(2)，从表示三相量的开关元件的接通断开状态的多个开关状态，选择4个开关状态，在4个开关状态下，依次控制三相逆变器；以及作为中性点电位检测部的中性点电位放大器(13)，在4个开关状态下，分别检测马达(4)的定子绕组(Lu、Lv、Lw)的中性点电位(Vn0)，根据在4个开关状态下检测到的4个的中性点电位的至少3个，在电角的一个周期的范围内推测三相同步电动机的转子位置。

Description

三相同步电动机驱动装置

技术领域

本发明涉及三相同步电动机驱动装置、以及具备该三相同步电动机驱动装置的一体型三相同步电动机、定位装置以及泵装置等。

背景技术

在工业设备、家电产品、汽车等各种领域中，广泛使用了小型/高效的永磁马达(三相同步电动机)。但是，为了驱动永磁马达，需要马达的转子的位置信息，需要为此的位置传感器。

近年来，排除该位置传感器，而进行永磁马达的转速、转矩控制的无传感器控制得到了广泛普及。通过无传感器控制的实用化，能够实现位置传感器所花费的费用(传感器自身的成本、传感器的布线所花费的成本等)的削减、装置的小型化。另外，由于不需要传感器，具有能够在恶劣的环境下使用等优点。当前，在永磁马达的无传感器控制中，采用了直接检测通过永磁马达的转子旋转而产生的感应电压(速度电动势)作为转子的位置信息进行永磁马达的驱动的方法、根据成为对象的马达的公式模型对转子位置进行推测运算的位置推测技术等。

在这些无传感器控制中也存在大的课题。它就是低速运转时的位置检测方法。当前实用化的过半的无传感器控制基于永磁马达发生的感应电压。因此，在停止时、感应电压小的低速域中，灵敏度降低，而有位置信息被噪声淹没的可能性。针对该问题提出了各种解决对策。

在专利文献1记载的发明中，检测作为三相定子绕组的连接点的电位的“中性点电位”，得到位置信息。通过与从逆变器向马达施加的脉冲电压同步地检测该中性点电位，能够检测电感的失衡所致的电动势，能够得到依赖于转子位置的电位变化。因此，具有作为向马达的施加电压，通过通常的正弦波调制时的PWM(脉冲宽度调制)得到位置信息这样的特征。此处，转子位置意味着嵌入到转子的永磁铁的位置。

现有技术文献

专利文献1：日本特开2010-74898号公报

发明内容

但是，如果想要按照上述专利文献1记载的方式推测马达的转子位置，则针对电角的一个周期，仅能够进行半周期相当量(±90deg)的位置推测，无法判别磁铁磁通的磁极性。因此，当想要在使逆变器的电源刚刚接通之后就起动马达的情况下，在推测了的转子位置有包含180deg的误差的可能性，存在以1/2的概率向逆向旋转的担心。

根据本发明的第1方式，提供一种三相同步电动机驱动装置，其特征在于，具备：三相逆变器，具备三相量的开关元件，驱动三相同步电动机；控制部，从表示三相量的开关元件的接通断开状态的多个开关状态中选择4个开关状态，在4个开关状态下，依次控制三相逆变器；中性点电位检测部，在4个开关状态下，分别检测三相同步电动机的定子绕组的中性点电位；以及第1转子位置推测部，根据在4个开关状态下检测到的4个的中性点电位的至少3个，在电角的一个周期的范围内推测三相同步电动机的转子位置，表示4个开关状态的4个开关矢量由相互反向的第1开关矢量以及第2开关矢量、和相互反向的第3开关矢量以及第4开关矢量构成。

根据本发明的第2方式，在第1方式的三相同步电动机驱动装置中，控制部具有电压指令输出部，该电压指令输出部在三相同步电动机的旋转启动时输出指示4个开关状态的初始位置推测用的第1三相电压指令，第1转子位置推测部根据在从电压指令输出部输出了第1三相电压指令时检测的中性点电位，推测旋转启动时的转子位置。

根据本发明的第3方式，在第2方式的三相同步电动机驱动装置中，电压指令生成部在第1三相电压指令的输出之后，还输出基于由第1转子位置推测部推测到的转子位置的第2三相电压指令，第2三相电压指令是指示4个开关矢量成为夹着转子磁通矢量的正方向的2个矢量、以及夹着转子磁通矢量的负方向的2个矢量那样的4个开关状态的三相电压指令。

根据本发明的第4方式，在第2或者3方式的三相同步电动机驱动装置中，还具备第1电压指令校正部，该第1电压指令校正部校正由控制部生成的旋转转矩用电压指令，以使得根据三相同步电动机的相电流信息生成的第3三相电压指令成为指示4个开关状态的电压指令、并且成为作为4个开关矢量指示相对于转子磁通矢量而言相邻的关系的矢量的电压指令，控制部根据由第1电压指令校正部校正了的旋转转矩用电压指令，控制三相逆变器。

根据本发明的第5方式，在第2至4中的任意一个方式的三相同步电动机驱动装置中，具备第2电压指令校正部，该第2电压指令校正部校正由控制部生成的旋转转矩用电压指令，以使根据三相同步电动机的相电流信息生成的第3三相电压指令成为指示4个开关状态的电压指令、并且成为作为4个开关矢量指示相对于与转子磁通矢量正交的矢量而言相邻的关系的矢量的电压指令，控制部在旋转转矩用电压指令的大小小于规定值的情况下，根据由第2电压指令校正部校正了的旋转转矩用电压指令，控制三相逆变器，控制部在旋转转矩用电压指令的大小是规定值以上的情况下，根据由第1电压指令校正部校正了的旋转转矩用电压指令，控制三相逆变器。

根据本发明的第6方式，在第4或者5的方式的三相同步电动机驱动装置中，具备第3电压指令校正部，该第3电压指令校正部进行校正，以使第3三相电压指令中的各相的电压指令之间的差分大于规定差分值。

根据本发明的第7方式，在第4至6中的任意一个的方式的三相同步电动机驱动装置中，具备：第2转子位置推测部，根据4个的中性点电位内的2个中性点电位、或者在定子绕组中感应的感应电压，推测三相同步电动机的转子位置；以及旋转速度判定部，根据由第1转子位置推测部或者第2转子位置推测部推测了的转子位置，判定三相同步电动机的旋转速度是否大于规定旋转速度，如果判定为旋转速度大于规定旋转速度，则控制部通过4个开关状态，控制三相逆变器，如果旋转速度判定部判定为规定旋转速度以下，则控制部通过4个开关状态内的2个，控制三相逆变器。

根据本发明的第8方式，在第4至6中的任意一个的方式的三相同步电动机驱动装置中，控制部在三相逆变器输出的电压是规定值以下时，通过4个开关状态，控制三相逆变器，在三相逆变器输出的电压大于规定值时，通过4个开关状态内的2个，控制三相逆变器。

根据本发明的第9方式，在第2至8中的任意一个的方式的三相同步电动机驱动装置中，第1转子位置推测部计算在第1开关矢量以及第2开关矢量中被检测的中性点电位的和、及在第3开关矢量以及第4开关矢量中被检测的中性点电位的和，根据计算出的两个和，推测三相同步电动机的转子位置。

根据本发明的第10方式，在第2至8中的任意一个的方式的三相同步电动机驱动装置中，第1转子位置推测部具备：第1位置信息取得部，求出在4个开关矢量中的、朝向相同方向的2个开关矢量中的中性点电位之间的差分，根据该差分取得第1转子位置信息；第2位置信息取得部，计算在第1开关矢量以及第2开关矢量中被检测的中性点电位的和、及在第3开关矢量以及第4开关矢量中被检测的中性点电位的和，根据计算出的两个和，取得第2转子位置信息；以及极性判别部，根据第1转子位置信息以及第2转子位置信息，判别三相同步电动机的转子位置的磁通极性，根据极性判别部的判别结果和第1转子位置信息，推测三相同步电动机的转子位置。

根据本发明的第11方式，在第2至8中的任意一个的方式的三相同步电动机驱动装置中，第1转子位置推测部具备：第1位置信息取得部，求出在4个开关矢量中的、朝向相同方向的2个开关矢量中的中性点电位之间的差分，根据该差分取得第1转子位置信息；以及极性判别部，分别取得2个开关矢量的一个、以及与该一个开关矢量相反的朝向的开关矢量中的中性点电位，根据该2个中性点电位的和及第1转子位置信息，判别三相同步电动机的转子位置的磁通极性，根据极性判别部的判别结果和第1转子位置信息，推测三相同步电动机的转子位置。

根据本发明的第12方式，在第2至8中的任意一个的方式的三相同步电动机驱动装置中，第1转子位置推测部具备：第2位置信息取得部，计算在第1开关矢量以及第2开关矢量中被检测的中性点电位的和、及在第3开关矢量以及第4开关矢量中被检测的中性点电位的和，根据计算出的两个和，取得第2转子位置信息；第3位置信息取得部，计算在第1开关矢量以及第2开关矢量中被检测的中性点电位的差分、和在第3开关矢量以及第4开关矢量中被检测的中性点电位的差分，根据这两个差分，取得第3转子位置信息；以及极性判别部，根据第2转子位置信息以及第3转子位置信息，判别三相同步电动机的转子位置的磁通极性，根据极性判别部的判别结果和第3转子位置信息，在电角的一个周期的范围内，推测三相同步电动机的转子位置。

根据本发明的第13方式，提供一种一体型三相同步电动机，其特征在于，将第2至12中的任意一项的三相同步电动机驱动装置、和通过三相同步电动机驱动装置被驱动控制的三相同步电动机的转子以及定子容纳于共用的框体内。

根据本发明的第14方式，提供一种定位装置，其特征在于，具备：第2至12中的任意一项的三相同步电动机驱动装置；三相同步电动机，通过三相同步电动机驱动装置而被驱动控制；以及定位台，通过三相同步电动机进行正旋转以及逆旋转，而被滑动驱动或者旋转驱动。

根据本发明的第15方式，提供一种泵装置，其特征在于，具备：第2至12中的任意一项的三相同步电动机驱动装置；三相同步电动机，通过三相同步电动机驱动装置而被驱动控制；以及液体用泵，通过三相同步电动机而被驱动。

根据本发明，能够在电角的一个周期的范围内推测停止状态的三相同步电动机的转子位置，能够从停止状态，立即实现利用正弦波状的电流的无传感器驱动。

附图说明

图1是说明本发明的三相同步电动机驱动装置的第1实施方式的图。

图2是说明电压矢量(开关矢量)的图。

图3是说明中性点电位的图。

图4是示出电压矢量和中性点电位的关系的图。

图5是示出相对转子位置(相位)θd的中性点电位VnA、VnB、VnC、VnD、VnE、VnF的变化的图。

图6是示出中性点电位VnA、-VnB、VnC、-VnD、VnE、-VnF的变化的图。

图7是示出使用关于2个电压矢量检测到的中性点电位进行了转子位置推测的情况的、θdc的图。

图8是示出第1实施方式中的三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*、PWM脉冲、电压矢量、中性点电位Vn0的图。

图9是初始位置推测器19的框图。

图10是示出VnA、VnB、VnD、VnE、VnU、VnW的波形以及推测相位角θds的图。

图11是第2实施方式中的初始位置推测器19B的框图。

图12是示出初始位置推测器19B中的、VnA、VnB、Xα、Xβ的波形、以及推测相位角θds0的图。

图13是第3实施方式中的初始位置推测器19C的框图。

图14是第4实施方式中的初始位置推测器19D的框图。

图15是示出第4实施方式中的Xα、Xβ、θds0的图。

图16是第5实施方式的控制器2E的框图。

图17是示出初始位置推测用电压指令发生器17E的结构的图。

图18是示出4个的电压矢量和转子位置的关系的矢量图。

图19是第6实施方式的控制器2F的框图。

图20是示出Vq校正器21的结构的图。

图21是示出信号dVq的波形的图。

图22是示出在使用了Vq**的情况下的施加电压矢量的图。

图23是示出用三相校正器22校正之前的PWM脉冲波形的图。

图24是示出用三相校正器22校正之后的PWM脉冲波形的图。

图25是第7实施方式的Vq校正器21G的框图。

图26是说明在电压指令Vq*是“正”的情况下的电压矢量的选择的图。

图27是说明在电压指令Vq*是“负”的情况上的电压矢量的选择的图。

图28是示出第8实施方式中的控制器2H的结构的图。

图29是示出第9实施方式中的一体型三相同步电动机的图。

图30是示出第10实施方式中的泵装置300的图。

图31是示出从图30所示的泵装置300去掉了泄压阀的结构的图。

图32是示出第11实施方式中的压缩器驱动系统的图。

图33是示出第12实施方式中的定位装置的整体块结构的图。

图34是示出以往的PWM控制中的、PWM波形、中性点电位波形等的图。

图35是第8实施方式的Vq校正器21H的框图。

具体实施方式

以下，参照附图，说明具体实施方式。另外，本发明的三相同步电动机驱动装置能够用于风扇、泵(液压泵、水泵)、压缩机、洗衣机、主轴马达、盘驱动器等的旋转速度控制、如运输机、工作机械中的定位装置、以及电动助力等那样控制转矩的用途。

-第1实施方式-

图1是说明本发明的三相同步电动机驱动装置的第1实施方式的图。驱动控制装置100是驱动作为三相同步电动机的永磁马达(以下，称为马达)4的装置，具备Iq*发生器1、控制器2、以及包括逆变器主电路32、单分路电流检测器35的逆变器3。逆变器3与直流电源31连接。

Iq*发生器1是产生马达4的转矩相当的电流指令Iq*的电路。该Iq*发生器1是位于控制器2的上一级的控制器。此处，Iq*发生器1也采用包含于驱动控制装置100的结构，但也可以是不包括的结构。通常，采用以使马达4的转速为规定速度的方式，在观测实际速度ω1的同时产生必要的电流指令Iq*的构造。作为Iq*发生器1的输出的电流指令Iq*被输出到在控制器2中设置了的减法器6b。

控制器2以使马达4产生与电流指令Iq*相当的转矩的方式进行动作。该控制器2具备Id*发生器(d轴电流指令发生器)5、减法器6a、减法器6b、d轴电流控制器(IdACR)7、q轴电流控制器(IqACR)8、dq逆变换器9、PWM发生器10、电流再现器11、dq变换器12、中性点电位放大器13、采样/保持电路14a、14b、位置推测器15、速度运算器16、初始位置推测用电压指令发生器17、初始位置推测切换开关18a、18b、初始位置推测器19。

逆变器3除了上述逆变器主电路32、单分路电流检测器35以外，还具备输出预驱动器33、假想中性点电路34。直流电源31是向逆变器3供给功率的直流电源。逆变器主电路32是由6个开关元件Sup～Swn构成的逆变器电路。在开关元件Sup～Swn中使用MOSFET、IGBT等。输出预驱动器33是对逆变器主电路32进行直接驱动的驱动器。假想中性点电路34是针对逆变器主电路32的输出电压产生假想中性点电位的电路。单分路电流检测器35是检测向逆变器主电路32的供给电流I0的电流检测器。

控制器2的Id*发生器5产生与马达4的励磁电流相当的d轴电流的电流指令Id*。减法器6a从作为Id*发生器5的输出的电流指令Id*减去dq变换器12的输出Id，求出相对电流指令Id*的输出Id的偏差。减法器6b从作为Iq*发生器1的输出的电流指令Iq*减去dq变换器12的输出Iq，求出相对电流指令Iq*的输出Iq的偏差。另外，dq变换器12的输出Id、Iq是根据逆变器主电路32的输出而被导出再现的。

d轴电流控制器(IdACR)7以使减法器6a的电流偏差成为零的方式，运算dq坐标轴上的电压指令Vd*。另一方面，q轴电流控制器(IqACR)8以使减法器6b的电流偏差成为零的方式，运算dq坐标轴上的电压指令Vq*。由d轴电流控制器7运算了的电压指令Vd*、以及由q轴电流控制器8运算了的电压指令Vq*被输入到dq逆变换器9。

dq逆变换器9是将dq坐标(磁通轴-磁通轴正交轴)系的电压指令Vd*、Vq*变换到三相交流坐标上的电路。dq逆变换器9根据位置推测器15的输出θdc，将被输入了的电压指令Vd*、Vq*变换为作为三相交流坐标系的控制信号的三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*。将变换后的三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*经由初始位置推测切换开关18a输入到PWM发生器10。

PWM发生器10输出作为逆变器主电路32的开关动作的源的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号。在PWM发生器10中，根据三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*，产生作为PWM波形的PVu、PVv、PVw。另外，该输出PVu、PVv、PVw被输入到输出预驱动器33、采样/保持电路14a以及采样/保持电路14b。

中性点电位放大器13是检测马达4的三相绕组连接点电位Vn与作为假想中性点电路34的输出的假想中性点电位Vnc之差(以下，称为中性点电位Vn0)并放大的电路。该中性点电位放大器13的放大结果被输入到采样/保持电路14b。

采样/保持电路14a是用于对来自单分路电流检测器35的检测信号进行标本化量化(采样)的A-D变换器。采样/保持电路14a与作为PWM发生器10的输出的PWM脉冲同步地，对该检测信号(此处称为I0信号)进行采样。

电流再现器11是接受经由采样/保持电路14a输入了的I0信号而再现U相、V相、W相的各电流的电路。再现了的各相的电流(Iuc、Ivc、Iwc)被输出到dq变换器12。

dq变换器12将作为马达的相电流的再现值的Iuc、Ivc、Iwc变换为作为旋转坐标轴的dq坐标上的Id、Iq。将该变换了的Id以及Iq在上述减法器6a、6b中用于与电流指令Id*以及电流指令Iq*的偏差计算。

另一方面，采样/保持电路14b是用于对中性点电位放大器13的模拟信号输出(中性点电位Vn0)进行标本化量化(采样)的A-D变换器。采样/保持电路14b与作为PWM发生器10的输出的PWM脉冲同步地，对中性点电位Vn0进行采样。采样/保持电路14b将该被采样了的结果(Vnh)作为数字信号，输出到位置推测器15以及初始位置推测切换开关18a。

位置推测器15根据采样/保持电路14b的输出Vnh，运算马达4的转子位置(相位角)θd的推测值θdc。如上所述，转子位置是指嵌入到转子的永磁铁的位置。该推测结果被输出到速度运算器16、dq变换器12以及dq逆变换器9。

速度运算器16根据转子位置的推测值θdc，计算马达4的旋转速度。该推测了的旋转速度ω1被输出到Iq*发生器1，对与磁通轴(d轴)正交的轴(q轴)的电流控制有用。

接下来，说明马达驱动控制。关于本实施方式的驱动控制装置100中的马达驱动控制，以作为对作为交流马达的同步电动机的转矩进行线性化的方法一般已知的矢量控制技术为基础。矢量控制技术的原理是指：在以马达的转子位置为基准的旋转坐标轴(dq坐标轴)上，独立地控制对转矩有贡献的电流Iq、和对磁通有贡献的电流Id的方法。图1中的d轴电流控制器7、q轴电流控制器8、dq逆变换器9、dq变换器12等是用于实现该矢量控制技术的主要部分。

在图1的驱动控制装置100中，通过Iq*发生器1，运算与转矩电流相当的电流指令Iq*，以使电流指令Iq*和马达4的实际的转矩电流Iq一致的方式，进行电流控制。关于电流指令Id*，如果是非凸极型的永磁马达，则通常提供“零”。另一方面，在凸极构造的永磁马达、弱励磁控制中，还有时作为电流指令Id*提供负的指令。

另外，在马达4的电流检测中，期望直接检测从逆变器3供给到马达4的相电流，但在小型永磁马达的电流检测中，采用检测直流电流而在控制器2内部再现运算相电流的方法的情况多。关于此时的根据直流电流I0再现运算相电流的方法，是公知的技术，并且并非本发明的主要的部分，所以省略。

(关于电压矢量)

逆变器3的各相的输出电压通过逆变器主电路32的上侧的开关元件(Sup、Svp、Swp)或者下侧的开关元件(Sun、Svn、Swn)的接通/断开状态来决定。关于这些开关元件，针对各相的每一个，一定成为上侧或者下侧中的某一个接通而另一个断开的状态。因此，逆变器3的输出电压全部成为8个的开关模式(pattern)。

图2是在定子坐标轴上对开关状态进行了矢量表现的矢量图，图2(a)示出逆变器输出电压的开关状态，图2(b)示出转子位置(相位)θd和电压矢量(还称为开关矢量)的关系。各电压矢量通过V(1，0，0)那样的表示来表示。在该矢量表示中，括弧内的数字的排列按照“U相、V相、W相”的次序表示开关状态，将上侧开关是接通的状态表现为“1”，将下侧开关是接通的状态表现为“0”。

逆变器输出电压能够表现为包括2个零矢量的8个矢量(电压矢量)。能够通过对三相的开关状态进行α-β坐标变换，在图2那样的2轴上表示这些电压矢量。另外，向马达的施加电压也能够同样地在2轴上矢量表现(图2(a)所示的矢量V*是电压指令的矢量表现)。

电压指令V*能够取任意的值，但能够通过逆变器3输出的电压仅为图2所示的8个(在其内2个是零矢量)。因此，通过这些8个电压矢量的组合，将电压指令相当的PWM电压供给到马达4。

具体而言，在图2(a)所示的(A1)～(A6)的区域(将这些称为模式1～6)中，使用位于各个三角形区域的顶点的矢量(零矢量V(0，0，0)、V(1，1，1)、和夹着该区域的2个矢量)，输出与电压指令V*相当的电压。在图2(a)的情况下，在模式2的区域(2A)中存在电压指令V*，所以使用零矢量V(0，0，0)、V(1，1，1)、和夹着区域(2A)的2个电压矢量V(1，0，0)、V(1，1，0)。

另外，如果表示与马达4的转子位置的关系，则如图2(b)所示。将马达4的转子位置的基准作为U相轴，如图2(b)那样定义转子位置(相位)θd。关于作为旋转坐标的dq坐标轴，d轴方向与永磁铁的磁通Φm的方向一致，逆时针旋转。在θd＝0(deg)附近，感应电压Em为图2(b)所示的q轴方向。在该条件下，主要使用电压矢量V(1，1，0)以及V(0，1，0)来驱动马达4。

图2(a)所示的条件下的PWM波形成为图34(a)所示那样的PWM波形。图34是示出以往的PWM控制中的、PWM波形以及中性点电位波形的图。在三相逆变器的PWM方式中，使用了一般的三角波比较方式。如图34所示，比较三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*和三角波载波，产生图34(b)所示的PWM脉冲波形PVu、PVv、PVw。另外，三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*成为正弦波状的波形，但在低速驱动时能够视为比三角波载波充分低的频率，所以只要捕捉某个瞬间，就能够实质上如图34所示的Vu*、Vv*、Vw*那样视为直流。

作为PWM脉冲波的PVu、PVv、PVw在分别不同的定时重复接通/断开。图34(c)的电压矢量如上所述表示U、V、W相的开关状态。例如，V(1，0，0)意味着：U相是PVu＝1、V相是PVv＝0、W相是PVw＝0。V(0，0，0)、V(1，1，1)是向马达4的施加电压为零的零矢量。

如图34(c)所示，关于通常的PWM脉冲波，在第1零矢量V(0，0，0)与第2零矢量V(1，1，1)之间，产生2种电压矢量V(1，0，0)和V(1，1，0)。即，将矢量发生模式(pattern)“V(0，0，0)→V(1，0，0)→V(1，1，0)→V(1，1，1)→V(1，1，0)→V(1，0，0)→V(0，0，0)”作为一个周期而重复。关于在该零矢量之间使用的电压矢量，在三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系不变化的期间，使用相同的电压矢量。这样，如果导入在逆变器的PWM中使用的通常的三角波比较方式，则自然如图34(c)那样分配电压矢量，生成与电压指令相当的PWM信号。

接下来，说明作为本实施方式的特征部分的中性点电位放大器13、采样/保持电路14b、位置推测器15、初始位置推测用电压指令发生器17、初始位置推测切换开关18a、18b、初始位置推测器19的动作原理。首先，在说明本实施方式的动作原理之前，说明以下的(a)～(c)。

(a)关于中性点电位的变化的说明

(b)转子位置θd和中性点电位Vn0的关系

(c)利用了中性点电位的变化的转子位置θd的推测

(a)关于中性点电位的变化的说明

关于马达4的中性点电位Vn0，由于马达4的转子位置(即磁铁磁通)的影响而其电位变化。在本实施方式中，应用其原理，根据中性点电位的变化，相反地推测转子位置。此处，说明中性点电位变化的原理。

图3是概念地示出施加了电压矢量的状态的马达4和假想中性点电路34的关系的概念图。图3(a)示出施加了电压矢量V(1，0，0)的情况，图3(b)示出施加了电压矢量V(1，1，0)的情况。中性点电位Vn0如上所述，为马达4的三相绕组连接点电位Vn与作为假想中性点电路34的输出的假想中性点电位Vnc之差(＝Vn-Vnc)，所以在施加了图3(a)所示的电压矢量V(1，0，0)时，通过下式(1)运算中性点电位Vn0。另一方面，在施加了图3(b)所示的电压矢量V(1，1，0)时，通过下式(2)运算。此处，关于Lv//Lw等的表示，表示电感Lv和Lw的并联电路的综合电感值，具体而言，是(Lv·Lw)/(Lv+Lw)。

Vn0＝{(Lv//Lw)/(Lv//Lw+Lu)-(1/3)}×VDC…(1)

Vn0＝{Lw/(Lu//Lv+Lw)-(1/3)}×VDC…(2)

如果在式(1)、(2)中，三相的各自的绕组电感Lu、Lv、Lw全部相等，则中性点电位Vn0只能成为“零”。但是，实际的永磁马达受到转子的永磁铁磁通的影响，在电感中产生不少的差。由于该电感之差，中性点电位Vn0变动。

图4是示出逆变器3的开关状态(即电压矢量)、和此时得到的中性点电位的关系的图。在图4中，将各电压矢量(开关状态)V(1，0，0)～V(1，0，1)中的中性点电位Vn0的名称依次设为VnA、VnB、VnC、VnD、VnE、VnF。

(b)转子位置θd和中性点电位Vn0的关系

接下来，说明转子位置θd和中性点电位Vn0(VnA～VnF)的关系。通过如式(1)、(2)所示地各相的电感Lu、Lv、Lw的值由于磁铁磁通的影响而变化，从而产生中性点电位Vn0。此处，假设为电感如下述那样变化。

Lu＝L0-Kf·|Φu|

Lv＝L0-Kf·|Φv|

Lw＝L0-Kf·|Φw|…(3)

在上式中，L0是非饱和时的电感，Φu、Φv、Φw是各相的磁通量，Kf是系数。通过如式(3)那样表现电感，能够表现与磁通量对应的电感变化。另外，各相的磁通量能够如下述那样表示。

Φu＝Φm·cos(θd)

Φv＝Φm·cos(θd-2π/3)

Φw＝Φm·cos(θd+2π/3)…(4)

在上式中，Φm是永磁铁磁通，θd是d轴相位。如果将式(4)代入到式(3)，如式(1)、(2)那样计算各电压矢量中的中性点电位的变化，则成为图5那样。

(c)使用了中性点电位的变化的转子位置θd的推测

接下来，说明使用了中性点电位的变化的转子位置θd的推测方法。如图5所示，判定为各电压矢量中的中性点电位VnA～VnF分别依赖于转子位置(相位)θd而变化。但是，仅通过使用与一个电压矢量对应的中性点电位，不能确定相位(转子位置)θd。因此，以往，通过最低使用2个来确定相位。但是，在转子相位的一个周期的期间，中性点电位变化2个周期，所以如后所述，仅能够在±90deg的范围内求出转子位置。

各中性点电位VnA～VnF如图5所示分别呈现复杂的变化。但是，如果在图5所示的6种中性点电位中，使VnB、VnD、VnF的符号反转，则得到图6那样的波形。如观察这些波形而明确的那样，判定为成为有对称性的三相交流波形。因此，利用作为该三相对称的特征来进行转子位置的位置推测。

此处，考虑对三相交流量Xu、Xv、Xw进行三相二相变换(α-β变换)的情况。三相二相变换式能够如下式(5)那样表示。

Xa＝(2/3)·{Xu-(1/2)·Xv-(1/2)·Xw}

Xb＝(2/3)·{(√(3)/2)·Xv-(√(3)/2)·Xw}…(5)

例如，在得到3个中性点电位VnA、VnB、VnC的情况下，如下式(6)那样设定Xu、Xv、Xw。其对应于图6(a)。另外，根据三相交流的特征，如果如图34(d)那样有2个中性点电位VnB、VnA，则能够通过运算求出剩余的一相量的中性点电位(根据Xu+Xv+Xw＝0的关系导出0)。然后，将式(6)代入到式(5)，导出Xa、Xb。使用其结果，通过下式(7)求出转子位置θd的运算值θdc即可。另外，式(7)中的“arctan”是反正切的意思。

Xu＝VnA、Xv＝-VnB、Xw＝VnC…(6)

θdc＝(1/2)arctan(Xb/Xa)…(7)

图7是通过与转子位置(相位角)θd的比较示出式(7)的运算结果θdc的图。判定能够大致准确地运算转子位置θd。但是，θdc在转子相位的一个周期的期间变化2个周期，所以可知仅在±90deg的范围内得到相位信息。

这样，在图34所示的以往的PWM控制中，能够仅针对电角的一个周期，进行半周期相当量(±90deg)的位置推测。因此，当想要在使逆变器3的电源刚刚接通之后要起动马达4的情况下，有在推测了的转子位置处包含180deg的误差的可能性，以1/2的概率向逆向旋转。

(本实施方式中的转子位置θd的推测)

如上所述，在以往的马达驱动控制中，仅能够进行电角半周期相当量(±90deg)的位置推测，但如以下所述，在本实施方式的驱动控制装置100中，解决该问题而在±180deg(电角的一个周期相当量)的转子相位角范围内得到位置信息。其特征部分是图1所示的位置推测器15、初始位置推测用电压指令发生器17、初始位置推测切换开关18a、18b、初始位置推测器19。

位置推测器15是在马达4的通常驱动时(在马达驱动中)，依照上述式(5)～(7)进行位置推测运算的部分。相对于此，初始位置推测用电压指令发生器17以及初始位置推测器19是用于推测马达4的转子初始位置的控制块。初始位置推测切换开关18a、18b在通常驱动时(旋转启动后)被切换到[0]侧，在初始位置推测时(旋转启动时)被切换到[1]侧。通过将初始位置推测切换开关18a、18b切换到[1]侧，用于推测转子初始位置的控制块发挥功能。

初始位置推测用电压指令发生器17输出用于推测转子的初始位置的三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*。图8是示出三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*等的图。图8是示出针对三角波载波产生了本实施方式中的三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*时的、PWM脉冲(图8(a))、电压矢量(图8(b))、中性点电位Vn0(图8(c))的图。

在初始位置推测时，如果不施加平均零的电压，则在马达4中产生转矩。因此，如图8所示，以恒定周期切换三相电压指令的极性。即，在三角波载波的上升范围内按从上到下的顺序依次为Vu0*、Vv0*、Vw0*，间隔全部成为Ea。另一方面，在三角波载波的下降范围内，按从上到下的顺序依次为Vw0*、Vv0*、Vu0*，间隔是Ea。该切换周期只要是相对马达4的电气时间常数充分短的周期就没有问题，但在设为必要最小时影响更少。例如，如后所述，即使是旋转启动时(初始位置推测时)，转子也不会完全停止，在这样的情况下优选尽可能在短时间内在大致同一条件下推测初始位置。在图8中，为了设为必要最小，针对在PWM中使用的三角波周期的每半周期而进行切换，但也可以是比其稍微更长的周期。

如果从初始位置推测用电压指令发生器17输出了图8所示的电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*，则对马达4施加4种电压矢量。在图8所示的电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*的情况下，除了零矢量V(0，0，0)、V(1，1，1)以外，还施加4种电压矢量V(1，1，0)、V(1，0，0)、V(0，0，1)、V(0，1，1)。然后，与各电压矢量对应地，依次检测4种中性点电位VnB、VnA、VnE、VnD。在初始位置推测器19中，根据这些中性点电位的检测值，进行初始位置的推测。

图9示出初始位置推测器19的框图。图1所示的初始位置推测切换开关18b在初始位置推测时被切换到[1]侧，所以中性点电位Vn0的采样/保持值Vn0h从采样/保持电路14b被输入到初始位置推测器19。采样/保持值Vn0h通过中性点电位切换开关191被分配给中性点电位存储器192。在图8、9所示的例子中，在存储器M1中存储中性点电位VnB，在存储器M2中存储中性点电位VnA，在存储器M3中存储中性点电位VnE，在存储器M4中存储中性点电位VnD。

然后，在加法器20a、20b中进行中性点电位检测值的加法运算。在加法器20a中，对来自存储器M1的中性点电位VnB和来自存储器M3的中性点电位VnE进行加法。另外，在加法器20b中，对来自存储器M2的中性点电位VnA和来自存储器M4的中性点电位VnD进行加法。将针对通过加法器20a、20b得到的加法结果在三相交流中判断而得到的信号设为VnU、VnW，在α-β变换器193中变换为α-β变换值Xα0、Xβ0。根据该α-β变换值Xα0、Xβ0，在反正切运算器194中进行相位角运算，在±180deg范围内求出初始相位θds。然后，在位置推测器15中，将该θds作为初始值，进行通常运转时(旋转启动后)的相位推测。

接下来，使用图10，说明初始位置推测器19的动作原理。图10是示出在将图8所示的电压施加到马达4的情况下得到的4个中性点电位波形的图。图10(a)是示出中性点电位VnA、VnD的图，图10(b)是示出中性点电位VnB、VnE的图。

中性点电位VnA和中性点电位VnD呈现出对称的变化，但这起因于得到中性点电位VnA的电压矢量V(1，0，0)、和得到中性点电位VnD的电压矢量V(0，1，1)是反向的矢量(参照图2)。同样地，施加电压矢量V(1，1，0)而得到的中性点电位VnB、和施加反向的电压矢量V(0，0，1)而得到的中性点电位VnE呈现对称的变化。

另外，可知针对转子相位角的一个周期的变化，中性点电位VnA、VnD、VnB、VnE并非一定以一半的周期变化，明确地包含以一个周期变化的分量。其原因为：包含在上述假设(公式(3))中未考虑的分量。具体而言，起因于根据作为电压矢量被施加了的分量针对马达4的磁铁磁通在增磁方向上有贡献、或者在减磁方向上有贡献，而电感不同。即，如果是增磁方向的电压施加，则磁饱和被促进，所以电感的减少变大，如果相反地是减磁方向的电压施加，则成为电感的减少被缓和的方向。

例如，在图10(a)中的中性点电位VnA下，相比于转子相位角θd是0deg以及360deg附近的值，180deg附近的值更低。其原因为，0deg在增磁方向上发挥作用，180deg在减磁方向上发挥作用。相对于此，在施加了反向的电压矢量时的中性点电位VnD下，为与中性点电位VnA的情况相反的关系，相比于180deg附近的值(绝对值)，0deg以及360deg附近的值(绝对值)更低。

这样，可知在中性点电位中，包含转子磁极的极性信息。如上所述，在加法器20a中，进行施加了相互反向的电压矢量时的中性点电位即VnB和VnE的加法，将其作为VnW输出。另一方面，在加法器220b中，进行施加了相互反向的电压矢量时的中性点电位即VnA和VnD的加法，将其作为VnU输出。图10(c)是示出作为加法结果的VnW以及VnU的变化的图，可知VnW以及VnU的波形的周期性为电角的一个周期。

如果根据该合成了的值VnW、VnU，在α-β变换器193中进行α-β变换，在反正切运算器194中求出相位角，则得到图10(d)那样的推测相位角θds。在推测相位角θds中包含误差，但在电角中是60deg左右的误差，即使使用该推测相位角θds来进行马达起动(旋转启动)，也不会错误地逆转。

即，根据本实施方式，通过从初始位置推测用电压指令发生器17输出图8所示那样的电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*，得到相互反向的开关矢量V(1，1，0)、V(0，0，1)以及相互反向的开关矢量V(1，0，0)、V(0，1，1)这4个开关矢量。然后，通过根据在各个开关矢量中检测到的4个中性点电位VnA、VnD、VnB、VnE，在初始位置推测器19中对推测相位角θds进行推测，能够瞬时地在±180deg(电角的一个周期)的范围内求出转子位置。因此，能够缩短马达起动时间，并且能够可靠地防止在旋转启动时逆旋转。

-第2实施方式-

接下来，说明本发明的第2实施方式。在上述第1实施方式中，将零矢量以外的4个的电压矢量施加到马达4，检测各个矢量施加时的中性点电位，进行了电角的一个周期中的转子位置检测(推测相位角θds的推测)。由此，能够实施电角的一个周期间的位置推测，但如图10(d)所示，位置推测的精度自身不那么高。这起因于提取在检测到的中性点电位中少量地包含的电角的一个周期的分量，并根据该值进行位置推测。因此，在推测相位误差大的情况下，有转矩不足的担心，有高响应的起动变得困难的可能性。

因此，在第2实施方式中，使初始位置推测的精度提高，而解决了这样的问题。图11是作为第2实施方式的特征部分的初始位置推测器19B的框图。第2实施方式中的驱动控制装置100是将图1的初始位置推测器19用图11所示的初始位置推测器19B置换了的结构，以下，关于初始位置推测器19B以外的结构的说明省略。

在图11中，对与图9所示的构成要素相同的构成要素附加了同一符号。即，关于加法器20a、20b、中性点电位切换开关191、中性点电位存储器192、α-β变换器193、反正切运算器194，与图9所示的相同。另外，加法器20c、α-β变换器193b、反正切运算器194b也是进行与图9所示的加法器20a、20b、α-β变换器193、反正切运算器194同样的动作的块。在图11中，作为新追加了的动作不同的部件，是符号反转增益195、二分之一增益196、极性判别器197、零发生器198、π发生器199以及极性切换开关200。

接下来，说明第2实施方式中的动作。如果从初始位置推测用电压指令发生器17输出了与图8所示的例子同样的三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*，则在中性点电位存储器192的各存储器M1～M4中，与第1实施方式的情况同样地，存储中性点电位VnA、VnB、VnE、VnD。当然，根据三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*的输出方法(大小关系)，图4所示的VnA～VnF中的哪4个存储到存储器M1～M4是有所不同的。因此，将在存储器M1～M4中存储了的中性点电位依次记载为Vn1、Vn2、Vn3、Vn4。以下，设为Vn1＝VnA、Vn2＝VnB、Vn3＝VnE、Vn4＝VnD而进行说明。

中性点电位VnA、VnB的波形相对转子相位呈现图12(a)那样的变化。该波形与图10(a)、(b)所示的VnA、VnB的波形相同。这些波形的变化呈现非常接近根据式(3)、(4)导出了的理论波形(图5)的变化。

对α-β变换器193b，作为VnU输入中性点电位Vn2(VnA)，并且通过符号反转增益195对中性点电位Vn1(VnB)实施符号反转而得到的电信被作为VnV输入。通过如图5所示，使Vn1(VnB)的符号反转，将Vn2(VnA)、Vn1(VnB)作为三相交流的信号，在α-β变换器193b中进行坐标变换。如果在α-β变换器193b中进行了坐标变换，则得到图12(b)所示那样的波形。

根据从α-β变换器193b输出了的α-β变换值Xα、Xβ，进行反正切运算器194b的运算，对其运算结果进行二分之一增益196的处理，从而得到通过上述式(7)表示的相位角，作为运算结果。图12(c)示出其运算结果。针对实际的转子相位角θd，在90deg至270deg的范围内具有180deg的误差，但相比于第1实施方式中的推测相位角θds(图10(d))的波形，位置推测精度被大幅改善。此处，将±90deg的范围的相位运算结果设为θds0。

加法器20a、20b、α-β变换器193以及反正切运算器194的块是进行与第1实施方式的图9的对应的块相同的动作的部分，从反正切运算器194，输出图10(d)所示那样的波形的相位角，作为运算结果。

极性判别器197比较从二分之一增益196输出的θds0和反正切运算器194的运算结果。然后，在两者的偏离超过了规定值的情况下(例如，在差分的绝对值是90deg以上的等情况下)，极性判别器197判别为θds0的极性反转，将极性切换开关200切换为π发生器199。其结果，在加法器20c中对θds0加上180deg相当量(即，π)，将该进行加法了的值作为推测相位角θds从初始位置推测器19B输出。相反地，在极性判别器197中判别为偏离少的情况下，极性切换开关200被切换到零发生器198，在加法器20c中对θds0加上零。即，将运算值θds0原样地作为推测相位角θds从初始位置推测器19B输出。

在本实施方式中，为了提高位置推测精度，使用相比于如上所述根据2个中性点电位VnA、VnB的差分来进行计算而精度更高的θds0。但是，关于θds0，仅能够在±90deg的范围内使用，所以通过将该运算结果θds0与使用4个矢量计算的推测相位角θds进行比较，判定计算出的θds0是±90deg的范围的值还是其范围外的值。然后，在θds0是±90deg的范围的值的情况下，将运算值θds0原样地用作推测相位角θds，在判别为是范围外的值的情况下，加上180deg相当量，从而得到正确的推测相位角θds。通过进行这样的处理，能够在电角的一个周期的范围内推测转子位置。进而，相比于第1实施方式的情况，相位推测精度被大幅改善，所以不易产生起动时的转矩不足等问题。

另外，在上述例子中，在从初始位置推测用电压指令发生器17输出了图8所示那样的大小关系的三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*的情况下，使用2个中性点电位VnA、VnB来计算了θds0，但这是一个例子，也可以作为2个中性点电位使用VnD、VnE。

另外，在如图2那样在定子坐标轴上对开关状态进行了矢量表现时，4个电压矢量(开关矢量)达到由相互反向的电压矢量构成的矢量的对(例如由电压矢量V(1，0，0)和V(0，1，1)这2个构成的矢量的对)形成2组的关系。因此，此处，根据与朝向相同的方向的电压矢量对应的中性点电位的差分，计算θds0。在上述例子中，2组的矢量对是由相互反向的电压矢量V(1，0，0)、V(0，1，1)构成的矢量对、和由相互反向的电压矢量V(1，1，0)、V(0，0，1)构成的矢量对，使用与朝向相同的方向的电压矢量V(1，0，0)、V(1，1，0)对应的中性点电位VnA、VnB来计算θds0。另外，也可以使用朝向相同的方向的电压矢量V(0，1，1)、V(1，1，0)中的中性点电位VnD、VnE来计算θds0。

-第3实施方式-

接下来，说明本发明的第3实施方式。在上述第1、2的实施方式中，将并非零矢量的4个的电压矢量施加到马达4，检测各个矢量施加时的中性点电位，进行电角的一个周期中的转子位置检测。在任意一个的情况下，都需要施加4个的电压矢量，但为了尽可能简便地进行位置推测算法处理，期望使用必要最小限的中性点电位信息。因此，在以下说明的第3实施方式中，使用并非零矢量的3种电压矢量，在电角的一个周期的范围内进行位置推测。

图13是作为第3实施方式的特征部分的初始位置推测器19C的框图。通过代替图1中的控制器2的初始位置推测器19而使用初始位置推测器19C，成为第3实施方式。在图13中，加法器20c、中性点电位切换开关191、中性点电位存储器192、α-β变换器193b、反正切运算器194b、符号反转增益195、二分之一增益196、零发生器198、π发生器199以及极性切换开关200进行与图11所示的同一符号的部分相同的动作。进而，初始位置推测器19C代替图11所示的极性判别器197而具备极性判别器197C。另外，加法器20d进行与加法器20c同样的动作。

接下来，说明本实施方式的动作。在存储器M1～M3中存储了的中性点电位Vn1～Vn3是图4所示的中性点电位VnA～VnF中的某3个。但是，由于如图8那样将检测的中性点电位依次储存到存储器M1～M3，所以中性点电位Vn1和中性点电位Vn3是施加了相互反向的电压矢量时的中性点电位。在从初始位置推测用电压指令发生器17输出了与图8的情况同样的三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*的情况下，有Vn1＝VnB、Vn2＝VnA、Vn3＝VnE。

与图11所示的情况同样地，作为VnV，对α-β变换器193b输入在符号反转增益195中使中性点电位Vn1的符号反转了的结果，并且存储器M2的Vn2被作为VnU输入。然后，通过α-β变换器193b进行α-β变换，通过反正切运算器194b进行运算，并且通过二分之一增益196进行处理，从而求出转子的相位θds0。该部分的处理与上述第2实施方式的情况相同，得到图12(c)所示那样的相位θds0。

与转子相位θds0的计算独立地，进行以下那样的极性判别。首先，在加法器20d中对中性点电位Vn1和中性点电位Vn3进行加法。接下来，根据从加法器20d输出的加法结果Vns和计算出的θds0，判别转子磁极的极性。如上所述，检测中性点电位Vn3的电压矢量相对检测中性点电位Vn1的电压矢量成为逆矢量。此处，设为Vn1＝VnB，所以有Vn3＝VnE、且Vns＝VnB+VnE。另外，在设为Vn1＝VnA的情况下，有Vn3＝VnD、且Vns＝VnA+VnD。

例如，在Vns＝VnA+VnD的情况下，如图10(c)所示，可知在相位角0deg和180deg附近具有峰值、并且、这些极性反转。另一方面，在Vns＝VnB+VnE的情况下，在相位角60deg以及240deg附近出现同样的现象。

例如，参照图10(c)以及图12(c)，说明使用了Vns＝VnB+VnE的情况的、极性判别器197C中的判别。预先在极性判别器197C中存储了图10(c)所示那样的转子相位角θd和Vns的相关关系。极性判别器197C根据计算出的Vns以及θds0和相关关系，进行极性判定。

在作为相位θds0得到了例如60deg的情况下，相位θds0是图12(d)所示那样的波形，所以作为转子相位角θd考虑60deg的情况和240deg的情况。因此，如果在图10(c)中调查θd＝60deg的情况和θd＝240deg的情况的Vns的正负，则可知在θd＝60deg的情况下是负，在θd＝240deg的情况下是正。

极性判别器197C在输入了的Vns是负的情况下，将极性切换开关200切换到零发生器198。其结果，将θds0原样地作为推测相位角θds从初始位置推测器19C输出。相反地，在输入了的Vns是正的情况下，将极性切换开关200切换到π发生器199。其结果，在加法器20c中对θds0加上180deg相当量(即，π)，将该加法了的值作为推测相位角θds，从初始位置推测器19C输出。

这样，在第3实施方式中，在4个开关矢量中，求出朝向相同的方向的2个开关矢量V(1，1，0)、V(1，0，0)中的中性点电位Vn1(VnB)、Vn2(VnA)的差分，根据该差分，求出作为第1转子位置信息的θds0，进而，求出它们其中一个的开关矢量V(1，1，0)、和与其反向的开关矢量V(0，0，1)中的中性点电位Vn1(VnB)、Vn3(VnE)之和。然后，根据θds0及和的值，判别转子位置的磁通极性。这样，通过使用电角半周期且高精度的推测相位角θds0、和极性判别结果，能够在电角的一个周期的范围内更高精度地推测转子位置。另外，通过利用使用了2个中性点电位的极性判别，能够实现更简便的控制算法。

-第4实施方式-

接下来，说明本发明的第4实施方式。在第4实施方式中，与第1、2的实施方式同样地，将零矢量以外的4个的电压矢量施加到马达4，检测各个矢量施加时的中性点电位来进行电角的一个周期中的转子位置检测，进而，如图15(b)所示大幅改善了位置推测精度。

如第2实施方式所述，通过使用2个中性点电位，能够如图12(c)所示进行±90deg的范围的位置推测。虽然位置推测结果的精度非常高，但如图12(c)所示，例如θd＝180deg附近、或者、θd＝360deg附近的推测误差稍微较大。这起因于2个中性点电位VnA、VnB如图12(a)所示地成为相对相位角θd伴随着大的失真的波形。

在第4实施方式中，抑制该失真，实现高精度的初始位置推测。图14是作为第4实施方式的特征部分的初始位置推测器19D的框图。通过代替图1记载的初始位置推测器19而使用初始位置推测器19D，成为第4实施方式中的驱动控制装置100。

图14所示的初始位置推测器19D的结构除了新追加了减法器6c、6d以外，与图11所示的初始位置推测器19B相同。此处，说明：在中性点电位存储器192的存储器M1～M4中，作为中性点电位Vn1～Vn4存储了VnB、VnA、VnE、VnD。

减法器6c从存储器M2的VnA减去存储器M4的VnD。然后，将其差分值作为VnU(＝VnA-VnD)输入到α-β变换器193b。减法器6d从存储器M1的VnB减去存储器M3的VnE。然后，使该差分值的符号通过符号反转增益195反转，将由此得到的结果作为VnV(＝VnE-VnB)输入到α-β变换器193b。即，在上述图11的初始位置推测器19B中，有VnU＝VnA、VnV＝-VnB，而在初始位置推测器19D中，有VnU＝VnA-VnD、VnV＝VnE-VnB，这一点与初始位置推测器19B不同。

中性点电位VnB、VnE是施加相互反向的电压矢量而得到的中性点电位，两者的变化基本上为反相位。关于中性点电位VnA、VnD也是同样的。中性点电位VnB、VnE、VnA、VnD的变化的情形如图10(a)以及图10(b)所示。

如果将上述差分VnU、VnV在α-β变换器193b中α-β变换成Xα、Xβ，则Xα、Xβ成为图15(a)所示那样的波形。如比较图15(a)和图12(b)可知，波形中包含的失真分量大幅减少，针对电角的一个周期，显著出现2倍周期的分量。于是，通过进行使用了Xα、Xβ的反正切运算器194b所进行的运算、以及二分之一增益196的处理而得到的相位θds0为图15(b)所示那样的波形。如比较图15(b)和图12(c)可知，特别地，在用虚线包围的180deg附近以及360deg附近，位置推测误差被大幅改善。

以上，根据本发明的第4实施方式，计算在相互反向的开关矢量V(1，1，0)、V(0，0，1)中检测的中性点电位VnB、VnE的差分、和在相互反向的开关矢量V(1，0，0)、V(0，1，1)中检测的中性点电位VnA、VnD的差分，根据这些2个差分，在电角半周期的范围内，计算推测相位角θds0，从而能够如图15所示大幅改善推测精度。另外，通过在该推测相位角θds0中并用极性判别结果，能够在电角的一个周期的范围内高精度地推测转子位置。

-第5实施方式-

接下来，说明本发明的第5实施方式。第5实施方式涉及驱动控制装置100，该驱动控制装置100在通过负载等而使马达4的转子旋转，在马达起动时(旋转启动时)转子旋转那样的状况下，能够实施初始位置推测。例如，设想了对马达连接负载泵等，马达相反地从泵侧旋转那样的状态。根据第5实施方式，即使在这样的情况下，也能够实现高精度的位置推测。

图16是作为第5实施方式的特征部分的控制器2E的框图。通过代替图1记载的控制器2而使用该控制器2E，成为第5实施方式的驱动控制装置100。在图16中，初始位置推测用电压指令发生器17E是特征部分，其以外的结构与图1所示的控制器2的情况相同。

图17是示出初始位置推测用电压指令发生器17E的结构的图。如图17所示，初始位置推测用电压指令发生器17E具备微小电压发生器171、符号反转器172、载波同步切换开关174a、174b、零发生器173、指令电压切换器175a～175c。

接下来，说明初始位置推测用电压指令发生器17E的动作。初始位置推测用电压指令发生器17E与初始位置推测用电压指令发生器17的情况同样地，发生用于进行马达起动时的转子的位置推测的电压指令，在初始位置推测时，初始位置推测切换开关18a、18b被切换到[1]侧。初始位置推测用电压指令发生器17E与图1所示的初始位置推测用电压指令发生器17不同的点在于：根据位置的推测结果变更电压指令自身。

在图17中，输出三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*的指令电压切换器175a～175c通过来自模式判定器176的指令而切换开关。模式判定器176根据从初始位置推测器19输入的位置推测结果θds，判别θds存在于图2所示的多个电压矢量区域(A1)～(A6)(即，模式1～6)中的哪一个。微小电压发生器171输出在初始位置推测时对马达4施加的微小电压Ea。

微小电压Ea被输入到载波同步切换开关174a的[0]侧以及载波同步切换开关174b的[1]侧。另外，从微小电压发生器171输出了的微小电压Ea还被输入到符号反转器172，在符号反转器172中使符号反转而得到了的电压-Ea被输入到载波同步切换开关174a的[1]侧以及载波同步切换开关174b的[0]侧。

载波同步切换开关174a、174b是与图8所示的三角波载波的上升、下降同步地切换的开关，在三角波载波的上升中切换到[0]侧，在三角波载波的下降中切换到[1]侧。即，在三角波载波的上升中，从载波同步切换开关174a输出微少电压Ea，从载波同步切换开关174b输出微少电压-Ea。相反地，在三角波载波的下降中，从载波同步切换开关174a输出微少电压-Ea，从载波同步切换开关174b输出微少电压Ea。

指令电压切换器175a～175C的各个具备5个输入部和1个输出部。载波同步切换开关174a的输出侧分别与指令电压切换器175a的第1输入部以及第2输入部、指令电压切换器175b的第3输入部以及第4输入部、指令电压切换器175C的第5输入部以及第6输入部连接。另一方面，载波同步切换开关174b的输出侧与指令电压切换器175a的第4输入部以及第5输入部、指令电压切换器175b的第1输入部以及第6输入部、指令电压切换器175C的第2输入部以及第3输入部分别连接。另外，对指令电压切换器175a的第3输入部以及第6输入部、指令电压切换器175b的第2输入部以及第5输入部、指令电压切换器175c的第1输入部以及第4输入部，分别连接了零发生器173。

在本实施方式的驱动控制装置100中，通过马达起动开始，从初始位置推测用电压指令发生器17E开始输出初始位置推测用的三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*，但在其最初的转子位置推测中，与实际的转子位置无关地，输出三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*。在该情况下，从模式判定器76输出模式1～6中的某一个信号。然后，选择基于该三相电压指令的4个电压矢量，进行推测相位角θds的运算。但是，如果一旦求出θds，则该求出了的θds被输入到模式判定器176，根据该θds，决定从初始位置推测用电压指令发生器17E输出的三相电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*、即施加的电压矢量。使用图18，说明其动作的一个例子。

在运算了的推测相位角θds如图18(a)所示处于0deg～60deg的范围(即模式2)的情况下，如果该θds输入到模式判定器176，则模式判定器176判定为模式2，将其判定结果输入到各指令电压切换器175a～175c。如果输入了模式2的判定结果，则各指令电压切换器175a～175c输出被输入到与模式2对应的第2输入部的微小电压。另外，第1输入部、第3输入部、第4输入部、第5输入部以及第6输入部分别对应于模式1、模式3、模式4、模式5以及模式6。

在该情况下，在三角波载波的上升定时，载波同步切换开关174a、174b切换到[0]侧，指令电压切换器175a输出电压Ea而作为电压指令Vu0*，指令电压切换器175b输出零电压0而作为电压指令Vv0*，指令电压切换器175c输出电压-Ea而作为电压指令Vw0*。其结果，选择夹着模式2的电压矢量V(1，1，0)、V(1，0，0)，检测中性点电位VnB、VnA。

另一方面，在三角波载波的下降定时，载波同步切换开关174a、174b切换到[1]侧，指令电压切换器175a输出电压-Ea而作为电压指令Vu0*，指令电压切换器175b输出零电压0而作为电压指令Vv0*，指令电压切换器175c输出电压Ea而作为电压指令Vw0*。其结果，选择夹着模式5的电压矢量V(0，0，1)、V(0，1，1)，检测中性点电位VnE、VnD。

另外，在推测相位角θds如图18(b)所示处于模式3的情况下，在三角波载波的上升定时，指令电压切换器175a输出零电压0而作为电压指令Vu0*，指令电压切换器175b输出电压Ea而作为电压指令Vv0*，电压切换器175c输出电压-Ea而作为电压指令Vw0*。其结果，选择夹着模式3的电压矢量V(1，1，0)、V(0，1，0)，检测中性点电位VnB、VnC。

另一方面，在三角波载波的下降定时，指令电压切换器175a输出零电压0而作为电压指令Vu0*，指令电压切换器175b输出电压-Ea而作为电压指令Vv0*，指令电压切换器175c输出电压Ea而作为电压指令Vw0*。其结果，选择夹着模式6的电压矢量V(0，0，1)、V(1，0，1)，检测中性点电位VnE、VnF。

另外，在推测相位角θds如图18(c)所示处于模式4的情况下，在三角波载波的上升定时，指令电压切换器175a输出电压-Ea而作为电压指令Vu0*，指令电压切换器175b输出电压Ea而作为电压指令Vv0*，电压切换器175c输出零电压0而作为电压指令Vw0*。其结果，选择夹着模式4的电压矢量V(0，1，1)、V(0，1，0)，检测中性点电位VnD、VnC。

另一方面，在三角波载波的下降定时，指令电压切换器175a输出电压Ea而作为电压指令Vu0*，指令电压切换器175b输出电压-Ea而作为电压指令Vv0*，电压切换器175c输出零电压0而作为电压指令Vw0*。其结果，选择夹着模式1的电压矢量V(1，0，0)、V(1，0，1)，检测中性点电位VnA、VnF。

即，即使在使马达4实际上运转之前的状态(即，马达起动前)下，由于某种负载变动使转子旋转而转子位置变化了，如图18所示，始终进行包围转子位置那样的电压矢量的选择。关于这样的电压矢量的选择，为了进行位置推测运算，能够实施最高灵敏度并且可靠的推测。

例如，在转子处于模式2的状态的情况下，如上所述选择的电压矢量是V(1，0，0)、V(1，1，0)、V(0，1，1)、V(0，0，1)这4种，分别检测中性点电位VnA、VnB、VnD、VnE。可知按照最高灵敏度检测这些4个中性点电位的相位条件如图10(a)～图10(c)所示，是θd＝0～60deg、180deg～240deg的附近。灵敏度高意味着：位置检测精度是高精度，并且，极性判别时的误差主要原因也变少。

如上所述，在第5实施方式中，在起动三相同步电动机(旋转启动)之前，即使转子由于负载变动等而运动，根据由初始位置推测器19推测了的θds，生成形成夹着转子磁通矢量Φ的正方向以及负方向的4个电压矢量那样的电压指令Vu0*、Vv0*、Vw0*，所以能够始终持续高精度的位置推测。

-第6实施方式-

接下来，说明本发明的第6实施方式。第6实施方式涉及在马达的实际运转开始之后，不产生来自上一级(例如车辆侧的控制装置)的指令而待机状态持续的情况下的转子位置推测。

例如，在汽车中的电动助力转向等中，即使实际运转开始，只要未产生转向所需的转矩，则不会产生来自上一级的转矩指令(在图1中，Iq*发生器输出的指令)。但是，即使在这样的情况下，也必须继续转子位置的推测。特别，在提供了转矩指令的情况下，为了能够立即对应，始终需要推测转子位置。

图19是作为第6实施方式的特征部分的控制器2F的框图。通过代替图1中的控制器2而使用该控制器2F，成为第6实施方式中的驱动控制装置100的结构。在图19中，Vq校正器21、三相校正器22是本实施方式的特征部分，其以外的结构与图17所示的第5实施方式中的控制器2E的情况相同。

图20是示出Vq校正器21的结构的图。Vq校正器21具备微小电压发生器171、符号反转器172、零发生器173、载波同步切换开关174c、绝对值运算器211、VL1发生器212、比较器213、微小变化加法切换开关214以及加法器20c。

微小电压发生器171、符号反转器172、零发生器173与在图17所示的初始位置推测用电压指令发生器17E中设置了的结构相同。另外，载波同步切换开关174c也是进行与在初始位置推测用电压指令发生器17E中示出的载波同步切换开关174a、174b相同动作的开关。绝对值运算器211运算电压指令Vq*的绝对值。VL1发生器212产生针对电压指令Vq*的大小的比较电平。比较器213比较从绝对值运算器211以及VL1发生器212输入了的信号的大小，根据比较结果切换微小变化加法切换开关214。

接下来，说明Vq校正器21的动作。本实施方式的Vq校正器21在实际运转中的指令值的绝对值低于规定电平(VL1)的情况下，对q轴电压指令，加上用于强制地进行位置推测的微小信号。首先，在绝对值运算器211中运算电压指令Vq*的绝对值，在比较器213中比较其运算结果和从VL1发生器212输出了的作为比较电平的规定值VL1。

比较器213在电压指令Vq*的大小(绝对值)小于规定值VL1的情况下，将微小变化加法切换开关214切换到“1”侧。对微小变化加法切换开关214的“0”侧输入来自零发生器173的信号，对“1”侧输入来自载波同步切换开关174c的信号。即，对“1”侧，在三角波载波的上升定时输入由微小电压发生器171产生了的微少电压Ea，在三角波载波的下降定时输入由符号反转器172实施了符号反转的微少电压-Ea。

在微小变化加法切换开关214是“0”侧的情况下，将来自零发生器173的信号(零电压)作为信号dVq输入到加法器20c。另一方面，在微小变化加法切换开关214是“1”侧的情况下，在三角波载波的上升定时，输入微少电压Ea而作为信号dVq，在三角波载波的下降定时，输入微少电压-Ea而作为信号dVq。图21是示出在微小变化加法切换开关214是“1”侧的情况下的信号dVq的波形的图。在三角波载波的上升中，有dVq＝Ea，在三角波载波的上升中，有dVq＝-Ea。

加法器20c对从微小变化加法切换开关214输出的信号dVq和电压指令Vq*进行加法，将其加法结果作为信号Vq**输出。其结果，在电压指令Vq*的大小(绝对值)是规定值VL1以上的情况下，将输入到Vq校正器21的电压指令Vq*原样地作为信号Vq**输出。另一方面，在电压指令Vq*的大小(绝对值)小于规定值VL1的情况下，将对电压指令Vq*加上信号dVq而得到的结果作为信号Vq**(＝Vq*+dVq)输出。

如果对这样产生了的Vq**进行坐标变换来实施PWM，则向马达4施加的电压矢量成为图22所示那样的例子。在图22中，(a)示出模式2的情况，(b)示出模式3的情况，(c)示出模式4的情况。与转子的相位(d轴)正交的轴为q轴，所以选择的电压矢量为包围q轴的形状的矢量。其结果与图18所示的第5实施方式的情况相差90deg。但是，在实际运转时需要重视对转矩指令的适应性，优选始终在能够发生转矩的位置、即按照包围q轴的形式持续施加电压矢量。

例如，在模式2下请求了转矩的情况下，通过根据转矩请求，停止电压矢量V(0，1，0)以及V(1，1，0)、或者、电压矢量V(0，0，1)以及V(1，0，1)中的某一方，从而能够适应于转矩请求。

另外，在根据4个电压矢量推测转子位置的情况下，在位置推测器15的内部，包括图9、11、13以及14所示的初始位置推测器19、19B、19C、19D的结构，与使用2个电压矢量来实施推测的块切换地使用即可。或者，在使用4个电压矢量的情况下，也可以将切换器18b切换到[1]侧。

通过图20所示的Vq校正器21，图22的动作原理上能够实现，但作为实用上的课题，发生最小脉冲宽度的问题。在对Vq*进行dq逆变换到三相指令时，根据相位条件，Vu*、Vv*、Vw*的差变少，有时产生得不到用于检测中性点电位的充分的期间的状况。图23是示出这样的情况的图，电压矢量V(1，1，0)以及与其反向的电压矢量V(0，0，1)的宽度(期间)分别变窄。

在本实施方式中，为了解决这样的问题，在三相校正器22中对三相电压指令施加校正。具体而言，以使三相间的各个的差分不成为预先设定的规定值以下的方式，设置下限限幅器即可。图24是校正了图23的Vw*的结果，通过校正，Vv*和Vw*之差扩大，能够确保电压矢量V(1，1，0)、V(0，0，1)的宽度(期间)。

如以上那样，在第6实施方式中，在不产生来自上一级的指令而持续着待机状态那样的情况下，即在旋转转矩用电压指令Vq*的大小小于规定值VL1的情况下，以生成作为4个开关矢量指示相对于与转子磁通矢量正交的矢量相邻的关系的矢量的三相电压指令的方式，校正旋转转矩用电压指令Vq*，所以能够提供即使在运转中指令急剧变化了的情况下也能够立即对应的高响应的三相同步电动机。

-第7实施方式-

接下来，说明本发明的第7实施方式。第7实施方式涉及马达的实际运转中的位置推测精度的提高。通常，关于实际运转中的电压矢量，除了零矢量以外，还使用2种电压矢量(参照图34)。在可靠地进行了初始位置推测的情况下，基本上，只要分别得到2种电压矢量施加时的中性点电位，就能够实施转子的位置推测。但是，如在第4实施方式中已经叙述，关于位置推测精度，优选使用4种电压矢量。因此，在本实施方式中，即使在实际运转中施加4种电压矢量，仍使位置检测精度提高。

图25是作为第7实施方式的特征部分的Vq校正器21G的框图。通过代替图19中的Vq校正器21而使用该校正器21G，成为第7实施方式中的驱动控制装置100的结构。

Vq校正器21G具备微小电压发生器171、符号反转器172、零发生器173以及219、载波同步切换开关174c～174e、绝对值运算器211以及211b、VL1发生器212、比较器213、216、220、微小变化加法切换开关214、VL2发生器215、Vq指令切换开关217、2倍增益218、零发生器219、切换器221、加法器20e。

另外，微小电压发生器171、符号反转器172、零发生器173、载波同步切换开关174c、绝对值运算器211、VL1发生器212、比较器213、微小变化加法切换开关214以及加法器20e与图20所示的相同。另外，绝对值运算器211b、载波同步切换开关174d、174e分别进行与绝对值运算器211、载波同步切换开关174c相同的动作。

接下来，说明本实施方式的动作。另外，关于生成信号dVq的动作，与第6实施方式相同，所以省略。在Vq指令切换开关217成为“H”侧时，从加法器20e输出与第6实施方式同样的信号Vq**。在Vq校正器21G中，除了这些动作以外，还执行以下那样的动作。

首先，通过绝对值运算器211b求出被输入了的电压指令Vq*的大小(绝对值)。比较器216进行电压指令Vq*的大小与作为预先设定了的电平的规定值VL2的大小比较。规定值VL2从VL2发生器215输出。另外，与上述规定值VL1的大小关系被设定为VL2<VL1。作为比较的结果，在电压指令Vq*的大小是规定值VL2以上的情况下，即在向马达4的施加电压的大小充分大的情况(转速高达某种程度的状态)下，Vq指令切换开关217被切换到“H”侧。另一方面，在|Vq*|<VL2的情况下，即在向马达4施加的电压的大小较小的情况下(在转速低且由于负载变动等而逆转的可能性高的情况下)，Vq指令切换开关217被切换到“L”侧。对Vq指令切换开关217的“L”侧，输入了校正后的电压指令Vq2*。Vq指令切换开关217在“H”侧的情况下将电压指令Vq*原样地输出到加法器20e，在“L”侧的情况下输出校正后的电压指令Vq2*。

如以下那样设定校正后的电压指令Vq2*。比较器220比较电压指令Vq*的极性是否为负。关于对加法器20e的“L”侧输入Vq2*的切换器211，如果电压指令Vq*的极性是“正”则切换到“p”侧，相反地如果是“负”则切换到“n”侧。

载波同步切换开关174d、174e在三角波载波的上升中被切换到[0]侧，在三角波载波的下降中被切换到[1]侧。因此，在三角波载波的上升中，对切换器211的“p”侧，输入通过2倍增益218使Vq*变为2倍而得到的2Vq*，对切换器211的“n”侧，输入从零发生器219输出了的零信号。相反地，在三角波载波的下降中，对切换器211的“p”侧输入零发生器219的零信号，对切换器211的“n”侧输入2Vq*。

图26示出了在电压指令Vq*是“正”的情况下的波形。在图26(a)所示的Vq*>0的情况下，在三角波载波的“上升”期间中Vq*成为2倍，在“下降”的期间成为零。因此，关于电压指令自身，如果使一个周期平均，则与原来的Vq*一致，如果平均地考虑，则成为请求与原来的电压指令实质上相同的转矩的电压指令。如果将原来的电压指令Vq*如图26(a)所示校正为在上升区间中为2Vq*、在下降区间为0的电压指令Vq2*，则下降区间的电压矢量相对上升区间的电压矢量成为反向。在该情况下，如图26(d)所示，三角波载波的上升期间的电压矢量的输出期间变长，相反地，三角波载波的下降期间成为将反向的电压矢量一瞬间输出的形状。即，如用虚线包围的范围所示，确保反向的电压矢量。这样，关于电压指令自身，如果使一个周期平均，则与原来的Vq*一致，并且，能够在载波的一个周期的期间输出4个电压矢量。其结果，能够提高相位检测的精度。

另外，在根据4个电压矢量推测转子位置的情况下，在位置推测器15的内部，包括图9、11、13以及14所示的初始位置推测器19、19B、19C、19D的结构，与使用2个电压矢量来推测的块切换地使用即可。或者，在使用4个电压矢量的情况下，也可以将切换器18b切换到[1]侧。

图27示出在电压指令Vq*是“负”的情况下的波形。即使在该情况下，也与图26的情况同样地，关于电压指令自身，如果使一个周期平均，则与原来的Vq*一致，并且，能够在载波的一个周期的期间中输出4个电压矢量。即，如用虚线包围的范围所示，确保反向的电压矢量。另外，在Vq*<0的情况下，在三角波载波的下降期间中成为2Vq*，所以在反向的电压矢量时，输出期间变长。

如上所述，在本实施方式中，在Vq*的大小小于规定值VL2的情况下，即在向马达的施加电压低(转速低)、易于受到旋转变动的影响的情况下，Vq指令切换开关217被切换到“L”侧而施加4个电压矢量，使用4个中性点电位来进行转子位置(相位)的推测。因此，即使在三相同步电动机的运转中，也能够施加4种电压矢量，能够大幅提高位置检测精度。

-第8实施方式-

接下来，说明本发明的第8实施方式。第8实施方式涉及马达的实际运转中的位置推测方式的切换。关于使用中性点电位来推测转子位置的方式，能够不依赖于旋转速度地应用，但需要确保为了可靠地检测中性点电位而所需的PWM脉冲宽度。另外，如上所述，相比于施加2种电压矢量的情况，在施加了4种电压矢量的情况下，虽然推测精度提高，但如果想要使马达的施加电压最大化，则能够施加的电压降低，所以无法继续施加4种矢量(通过与反向的电压矢量的组合来生成对马达的施加电压，所以整体的施加电压一定变小)。即，在实施高速驱动的情况下，有马达4产生的逆电动势的影响，所以不得不施加高的电压。其结果，不能施加4种电压矢量。

因此，在本实施方式中，在转速高的区域中，切换到以往使用的“感应电压利用型”。图28示出本实施方式中的控制器2H的结构。通过代替图1中的控制器2而使用控制器2H，成为第8实施方式的驱动控制装置100的结构。

图28所示的控制器2H的结构成为在图16所示的控制器2E中追加了Vq校正器21H、中高速位置推测器23以及推测值切换器24的结构。如后所述，在第8实施方式中，根据马达4的旋转速度ω1，切换施加4个电压矢量的情况、和如以往那样施加2个电压矢量的情况。中高速位置推测器23根据电压指令Vd*、Vq*以及检测电流Id、Iq，推测运算马达4的逆电动势，根据该逆电动势的相位，计算转子相位θdch。即，通过使用中高速位置推测器23，完全无需使用中性点电位而能够推测转子相位。另外，使用了逆电动势的转子相位的计算方法是公知的技术(例如，参照日本特开2001-251889)，所以此处省略说明。

通过推测值切换器24，决定是否使用中高速位置推测器23。在马达4起动时，推测值切换器24被设定为[L]侧。因此，如果马达4开始旋转，则速度运算器16使用基于从位置推测器15输出的中性点电位的相位θdc，运算推测速度ω1。之后，如果马达4的转速变成高速，从速度运算器16输入的推测速度ω1成为预先设定了的速度ωth以上，则推测值切换器24将开关切换到[H]侧。其结果，对速度运算器16输入作为中高速位置推测器23的运算结果的θdcH。

另外，速度运算器16的推测速度ω1还被输入到Vq校正器21H，在ω1≧ωth时，从施加4个电压矢量的状态，切换到如以往那样施加2个电压矢量的状态。图35是第8实施方式中的Vq校正器21H的框图。Vq校正器21H是将图25所示的Vq校正器21中的绝对值运算器211b、VL2发生器215以及比较器216删除了的结构。另外，对Vq指令切换开关217输入来自速度运算器16的推测速度ω1。Vq指令切换开关217在输入了的推测速度ω1是速度ωth以上的情况下，被切换到“H”侧，Vq*被输入到加法器20e。即，如以往那样施加2个电压矢量。另一方面，在推测速度ω1小于速度ωth的情况下，被切换到“L”侧，如图26所示施加4个电压矢量。

如以上那样，根据本发明的第8实施方式，从包括零的低速度域到高速区域，能够在宽的范围内实现理想的三相同步电动机。

另外，在上述例子中，根据推测速度ω1是否为速度ωth以上而进行切换，但也可以根据三相逆变器3输出的电压是否为规定值(相当于上述ωth的电压)以上而进行切换。另外，能够根据从dq逆变换器9输出的三相电压指令，推测三相逆变器3输出的电压。

-第9实施方式-

接下来，说明本发明的第9实施方式。图29是示出上述第1～第8实施方式的驱动控制装置100和马达4被一体地设置了的一体型三相同步电动机200的图。图29(a)是一体型三相同步电动机200的外观立体图，图29(b)是示出一体型三相同步电动机200的结构的图。一体型三相同步电动机200是将上述马达4和驱动控制部100设置于框体201内并一体化了的结构。框体201也可以兼用作马达4的马达壳体，也可以独立地设置马达壳体和框体201。

如图29(b)所示，通过一个集成电路203实现图1所示的Iq*发生器1和控制器2，通过从此输出的PWM脉冲波形驱动逆变器3。逆变器3以及集成电路203安装在基板202上，在基板202与马达4之间，设置了供给U、V、W相电流的布线、和用于检测中性点电位Vn的布线。通过这样一体化，这些布线被容纳于框体25。因此，从框体25向外部引出的布线仅为向逆变器3的电源线205、和用于返回转速指令、动作状态等的通信线204。

另外，在上述第1～第8实施的情况下，需要引出马达4的中性点电位Vn，但通过这样使马达和驱动电路部分一体化，中性点电位的布线变得容易。进而，为了能够实现无位置传感器，一体化了的系统能够变得极其紧凑地集中，能够实现小型化。

-第10实施方式-

接下来，说明本发明的第10实施方式。在第10实施方式中，关于泵装置300，通过被第1～8实施方式记载的驱动控制装置100实施驱动控制的永磁马达(三相同步电动机)4，驱动液压泵26。另外，在图30中，采用了使用在第9实施方式中示出了的一体型三相同步电动机200的结构，但也可以是独立地设置驱动控制装置100和马达4的结构。

图30所示的泵装置300是具备油泵26的液压驱动系统，用于汽车内部的变速器液压、刹车液压等，通过油泵26控制液压回路50的液压。液压回路50由储藏油的罐51、将液压保持为设定值以下的泄压阀52、切换液压回路的电磁阀53、作为液压致动器动作的气缸54构成。

如果通过马达4对油泵26进行旋转驱动，则通过油泵26生成液压，通过该液压驱动作为液压致动器的气缸54。在液压回路50中，每当通过电磁阀53切换回路时，油泵26的负载变化，在马达4中发生负载干扰。在液压回路中，还有时针对稳定状态的压力施加几倍以上的负载，马达有时停止。

但是，在本实施方式的泵装置中，即使是马达停止状态，也能够推测转子位置，所以不会产生任何问题。另外，在此前的无传感器马达中，仅在中高速度域以上难以应用，所以必须通过泄压阀52释放成为马达的巨大的负载的液压。但是，根据本实施方式，还能够如图31那样，排除泄压阀52。即，能够在没有作为用于避免对马达的过大负载的机械的保护装置的泄压阀的情况下控制液压。

-第11实施方式-

接下来，说明本发明的第11实施方式。第11实施方式涉及通过被第1～8实施方式记载的驱动控制装置100驱动控制的马达4来驱动压缩机的、压缩机驱动系统。

图32是示出具备本实施方式的压缩机驱动系统的空调系统的室外机60的图。在机房空调、封装空调的空调系统中，使用这样的室外机60。在室外机60中设置了的压缩机驱动系统由马达内置型的压缩机61和对其进行驱动控制的控制部62构成。在压缩机61的内部，设置了压缩机本体610和作为压缩机本体600的动力源的马达4。在控制部62中，设置了上述驱动控制装置100以及逆变器3。

在空调系统中，效率逐年提高，在稳定状态下，需要在极低速下驱动来实现节能。但是，在以往的无传感器驱动中，限定于中高速域，所以极低速中的驱动是困难的。在本实施方式中，通过使用上述驱动控制装置100，能够实现从零速度起的正弦波驱动，所以能够实现空调机的高效化(节能化)。

-第12实施方式-

最后，说明本发明的第12实施方式。第12实施方式涉及通过被第1～8实施方式记载的驱动控制装置100驱动控制的马达4来驱动定位台70的定位装置。图33是示出定位装置的整体块结构的图。

在图33中，Iq*发生器1J作为速度控制器发挥功能。另外，作为上一级的控制块、即位置控制器71的输出提供速度指令ωr*。在减法器6g中，与实际的速度ωr进行比较，以使其偏差成为零的方式运算Iq*。定位台70是例如利用了滚珠丝杠等的装置，以将位置控制到规定的位置θ*的方式，通过位置控制器71调整。在定位台70中，未安装位置传感器，而直接使用控制器2中的位置推测值θdc。由此，无需在定位装置中安装位置传感器，而能够进行位置控制。

在这样的定位装置中，与汽车的电动转向的情况同样地，马达4频繁地反复正旋转以及逆旋转。另外，此时，一旦停止，需要使方向反转，要求正逆反转时的适应性、高的位置精度。因此，通过使用上述三相同步电动机的驱动控制装置100，能够充分响应这些要求。在正逆反转这样的意思下，关于在洗衣机中使用的三相同步电动机也是同样的。

如以上说明，三相同步电动机驱动装置具有：三相逆变器3，具备三相量的开关元件，驱动作为三相同步电动机的马达04；作为控制部的控制器2，从表示三相量的开关元件的接通断开状态的多个开关状态选择4个开关状态，在4个开关状态下，依次控制三相逆变器；以及作为中性点电位检测部的中性点电位放大器13，在4个开关状态下，分别检测马达4的定子绕组(Lu、Lv、Lw)的中性点电位Vn0，根据在4个开关状态下检测到的4个的中性点电位的至少3个，在电角的一个周期的范围内推测三相同步电动机的转子位置。

例如，在上述第1实施方式中，从初始位置推测用电压指令发生器17输出产生4个开关状态的电压指令，此时使用检测的4个中性点电位，通过初始位置推测器19推测，从而能够在电角的一个周期的范围内，推测旋转启动时的转子位置。另外，即使在旋转动作中，通过用Vq校正器21G校正作为旋转转矩用电压指令的电压指令Vq*，也能够产生图26所示那样的4个电压矢量(开关矢量)。因此，例如，关于位置推测器15，还包括图9、11、13以及14所示的初始位置推测器19、19B、19C、19D那样的结构，通过以2个或者4切换产生的电压矢量，能够在电角的一个周期的范围内，推测转子位置。

另外，通过与从逆变器向马达施加的脉冲电压同步地检测中性点电位，能够得到依赖于转子位置的电位变化，所以通过通常的正弦波调制时的PWM(脉冲宽度调制)，得到位置信息。因此，能够瞬时地推测停止状态的三相同步电动机的转子位置，从零速度通过正弦波状的电流驱动。

上述各实施方式也可以分别单独或者组合使用。其目的为，单独或者同时起到各个实施方式中的效果。另外，只要不损失本发明的特征，则本发明不限于上述实施方式。

Claims (15)

1.一种三相同步电动机驱动装置，其特征在于，具备：

三相逆变器，具备三相量的开关元件，驱动三相同步电动机；

控制部，从表示所述三相量的开关元件的接通断开状态的多个开关状态中选择4个开关状态，在所述4个开关状态下，依次控制所述三相逆变器；

中性点电位检测部，在所述4个开关状态下，分别检测所述三相同步电动机的定子绕组的中性点电位；以及

第1转子位置推测部，根据在所述4个开关状态下检测到的4个的中性点电位的至少3个，在电角的一个周期的范围内推测所述三相同步电动机的转子位置，

表示所述4个开关状态的4个开关矢量由相互反向的第1开关矢量以及第2开关矢量、和相互反向的第3开关矢量以及第4开关矢量构成。

2.根据权利要求1所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述控制部具有电压指令输出部，该电压指令输出部在所述三相同步电动机的旋转启动时输出指示所述4个开关状态的初始位置推测用的第1三相电压指令，

所述第1转子位置推测部根据在从所述电压指令输出部输出了所述第1三相电压指令时检测的中性点电位，推测旋转启动时的转子位置。

3.根据权利要求2所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述电压指令生成部在所述第1三相电压指令的输出之后，还输出基于由所述第1转子位置推测部推测到的转子位置的第2三相电压指令，

所述第2三相电压指令是指示所述4个开关矢量成为夹着转子磁通矢量的正方向的2个矢量、以及夹着所述转子磁通矢量的负方向的2个矢量那样的4个开关状态的三相电压指令。

4.根据权利要求2或者3所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述三相同步电动机驱动装置还具备第1电压指令校正部，该第1电压指令校正部校正由所述控制部生成的旋转转矩用电压指令，以使得根据所述三相同步电动机的相电流信息生成的第3三相电压指令成为指示所述4个开关状态的电压指令、并且成为作为所述4个开关矢量指示相对于转子磁通矢量而言相邻的关系的矢量的电压指令，

所述控制部根据由所述第1电压指令校正部校正了的旋转转矩用电压指令，控制所述三相逆变器。

5.根据权利要求2至4中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述三相同步电动机驱动装置具备第2电压指令校正部，该第2电压指令校正部校正由所述控制部生成的旋转转矩用电压指令，以使根据所述三相同步电动机的相电流信息生成的第3三相电压指令成为指示所述4个开关状态的电压指令、并且成为作为所述4个开关矢量指示相对于与转子磁通矢量正交的矢量而言相邻的关系的矢量的电压指令，

所述控制部在所述旋转转矩用电压指令的大小小于规定值的情况下，根据由所述第2电压指令校正部校正了的旋转转矩用电压指令，控制所述三相逆变器，

所述控制部在所述旋转转矩用电压指令的大小是规定值以上的情况下，根据由所述第1电压指令校正部校正了的旋转转矩用电压指令，控制所述三相逆变器。

6.根据权利要求4或者5所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述三相同步电动机驱动装置具备第3电压指令校正部，该第3电压指令校正部进行校正，以使所述第3三相电压指令中的各相的电压指令之间的差分大于规定差分值。

7.根据权利要求4至6中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，具备：

第2转子位置推测部，根据所述4个的中性点电位内的2个中性点电位、或者在所述定子绕组中感应的感应电压，推测所述三相同步电动机的转子位置；以及

旋转速度判定部，根据由所述第1转子位置推测部或者第2转子位置推测部推测了的转子位置，判定所述三相同步电动机的旋转速度是否大于规定旋转速度，

如果判定为所述旋转速度大于所述规定旋转速度，则所述控制部通过所述4个开关状态，控制所述三相逆变器，如果所述旋转速度判定部判定为所述规定旋转速度以下，则所述控制部通过所述4个开关状态内的2个，控制所述三相逆变器。

8.根据权利要求4至6中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述控制部在所述三相逆变器输出的电压是规定值以下时，通过所述4个开关状态，控制所述三相逆变器，在所述三相逆变器输出的电压大于所述规定值时，通过所述4个开关状态内的2个，控制所述三相逆变器。

9.根据权利要求2至8中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述第1转子位置推测部计算在所述第1开关矢量以及第2开关矢量中被检测的所述中性点电位的和、及在所述第3开关矢量以及第4开关矢量中被检测的所述中性点电位的和，根据计算出的两个和，推测所述三相同步电动机的转子位置。

10.根据权利要求2至8中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述第1转子位置推测部具备：

第1位置信息取得部，求出在所述4个开关矢量中的、朝向相同方向的2个开关矢量中的所述中性点电位之间的差分，根据该差分取得第1转子位置信息；

第2位置信息取得部，计算在所述第1开关矢量以及第2开关矢量中被检测的所述中性点电位的和、及在所述第3开关矢量以及第4开关矢量中被检测的所述中性点电位的和，根据计算出的两个和，取得第2转子位置信息；以及

极性判别部，根据所述第1转子位置信息以及第2转子位置信息，判别所述三相同步电动机的转子位置的磁通极性，

根据所述极性判别部的判别结果和所述第1转子位置信息，推测所述三相同步电动机的转子位置。

11.根据权利要求2至8中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述第1转子位置推测部具备：

第1位置信息取得部，求出在所述4个开关矢量中的、朝向相同方向的2个开关矢量中的所述中性点电位之间的差分，根据该差分取得第1转子位置信息；以及

极性判别部，分别取得所述2个开关矢量的一个、以及与该一个开关矢量相反的朝向的开关矢量中的所述中性点电位，根据该2个中性点电位的和及所述第1转子位置信息，判别所述三相同步电动机的转子位置的磁通极性，

根据所述极性判别部的判别结果和所述第1转子位置信息，推测所述三相同步电动机的转子位置。

12.根据权利要求2至8中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置，其特征在于，

所述第1转子位置推测部具备：

第2位置信息取得部，计算在所述第1开关矢量以及第2开关矢量中被检测的所述中性点电位的和、及在所述第3开关矢量以及第4开关矢量中被检测的所述中性点电位的和，根据计算出的两个和，取得第2转子位置信息；

第3位置信息取得部，计算在所述第1开关矢量以及第2开关矢量中被检测的所述中性点电位的差分、和在所述第3开关矢量以及第4开关矢量中被检测的所述中性点电位的差分，根据这两个差分，取得第3转子位置信息；以及

极性判别部，根据所述第2转子位置信息以及第3转子位置信息，判别所述三相同步电动机的转子位置的磁通极性，

根据所述极性判别部的判别结果和所述第3转子位置信息，在电角的一个周期的范围内，推测所述三相同步电动机的转子位置。

13.一种一体型三相同步电动机，其特征在于，

将权利要求2至12中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置、和通过所述三相同步电动机驱动装置被驱动控制的三相同步电动机的转子以及定子容纳于共用的框体内。

14.一种定位装置，其特征在于，具备：

权利要求2至12中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置；

三相同步电动机，通过所述三相同步电动机驱动装置而被驱动控制；以及

定位台，通过所述三相同步电动机进行正旋转以及逆旋转，而被滑动驱动或者旋转驱动。

15.一种泵装置，其特征在于，具备：

权利要求2至12中的任意一项所述的三相同步电动机驱动装置；

三相同步电动机，通过所述三相同步电动机驱动装置而被驱动控制；以及

液体用泵，通过所述三相同步电动机而被驱动。