CN1689220A - 电动机驱动控制 - Google Patents

Abstract

一种用于三相无电刷电动机的驱动系统，采用用于位置感测的一种算法，其测量电动机各相的电感并从测到的电感确定位置。为了减小噪声，在测试周期T_sd期间测量电感，这些测试周期T_sd是对每个PWM周期里的PWM模式添加的导通状态。这些测试周期具有为零的净电压从而不影响电动机的输出，但是它们足够长以便测量电感并且能使用单个电流传感器用于电流感测。

Description

电动机驱动控制

技术领域

本发明涉及电动机控制，尤其涉及多相无电刷电动机的脉宽调制(PWM)控制。

背景技术

为了控制电动机，必须确定转子转动时相对定子的位置，从而可以控制通过电动机绕组的电流以产生期望的转矩。这可以利用专用位置传感器实现，或者利用无传感器位置控制方式从其它参数估计位置。

通过用控制器中的位置估计器算法替代测量转子位置的位置传感器，无传感器位置控制方式减少系统成本。该算法利用施加的相或线—线电压、测出的相电压以及电动机驱动系统模型的知识来确定转子的位置。

存在许多已知的实现无传感器控制的技术，但是它们分为二大类。最既定的类型是反电动势检测算法，其适用于从电动机的低速到最大速来检测电动机位置。反电动势检测算法利用电动机的用已知外加电压以及已测到的电压馈电的模型，这使得能用这些电压坚固地确定转子的反电动势并且从而确定转子的位置。但是这样的算法不能检测降到零速度的位置，因为在零速度下不存在供检测的反电动势。

第二类是电压注入(voltage injection)技术，它是近年来出现的能在低速和静止状态下确定转子位置的技术。在电压注入算法中，在常规施加的相电压上叠加已知电压信号。然后测量由该电压信号感应的电流变化率，从而能确定该相绕组的瞬时电感。通过计算所有三相的瞬时电感，能根据电感随位置的改变的简单模型来检测转子的位置。这些电感改变趋予是由转子凸出、转子磁场引起的静子齿尖的局部饱和，或者二者的组合造成的。由于该注入电压信号不产生有用的动力转矩，它减小绕组上的最大“有用”电压。为了避免损害电动机的功率输出，电压注入技术趋予和反电动势检测技术组合使用。电压注入技术提供从零到低速(其中低速典型地为基本速度的10-20％)，而反电动势技术提供低速到高速的位置，如图1中所示。

电压注入技术的原理如下。对电动机的一个相施加正电压并测量造成的电流改变率。接着施加负电压并且再次测量电流改变率。从这些施加的电压以及测到的电流改变率，能消除未知的反电动势并且确定该相的瞬时电感。通过测量所有三相的瞬时电感，可以确定转子的位置。

在图2中示出一个已知波形的例子。该波形用于确定单相的电感。在该测试模式中对相电流三次采样以确定电流改变的上升率和下降率。每次施加该测试模式时测量不同的相电感，从而典型地在几毫秒的周期后知道所有三相的电感，从而可以确定位置。

利用该技术很明显不能同时测量所有三个电感。但是，每次测量一个新电感时，计算一个新位置。该计算基于每相的最新电感值，从而尽管一个相会具有非常新的电感测量，另二个相的值会是有些旧的。

该技术可以相当好地工作并且具有一些优点，例如能在不具有电动机参数的先有知识的情况下确定位置并且计算要求相当低。但是，存在着一些明显的缺点。一个问题是由于不同时采样电感，在位置测量中引入一些误差。如果d轴和q轴电感都相对运行条件迅速改变，该误差会恶化，而某些理置磁铁型电动机会是这种情况。测量之间的延迟还在系统的位置响应中引入进一步的时间延迟。这降低驱动的动态能力，这会是一个问题，尤其在伺服驱动系统中。

该方法的最大问题是产生噪声。每1-2毫秒中断PWM模式产生250-500赫范围的强声调。这种系统的实际演示提醒，按其实际噪声情况而言它不能由大多数汽车应用接受。

EP 0 856 937公开一种电动机位置检测系统，其中在常规PWM周期期间测量有源定子线圈中的电流改变率，并使用其确定转子位置。

发明内容

本发明提供一种用于包括多个相的多相无电刷电动机的驱动系统，该系统包括一个驱动电路，该驱动电路包括开关装置和控制装置，开关装置设置成改变施加在每个相上的相电压，而控制装置设置成控制该开关装置，从而对相电压提供PWM控制以便控制电动机的机械输出，并且控制PWM电压模式从而包含测试周期，在该测试周期期间测量至少一个相中的电流改变率并且由此确定至少一个相的电感，以确定该电动机的转动位置。

该控制装置最好设置成定义至少一对测试周期，从而该对测试周期之一中的相电压和另一测试周期中的相电压相反，并且该控制装置设置成从该对测试周期中测到的电流确定一个相的电感。这意味着测试电压具有为零的净效应，并且不必明显修改用来确定输出产生电压的算法。

通常，在任何一个PWM周期期间，不存在其中电压被反相的阶段，因为它们不增加驱动转矩。从而，通常需要在当其中电压产生所需的输出转矩时的输出产生周期之外于PWM周期内添加测试周期以作为附加的周期。从而这些测试周期通常会出现在输出产生周期之间。

最好在同一个PWM周期中一起提供这对测试周期。

该控制装置可设置成在单个PWM周期中测量所有相的电感。在此情况下该控制装置最好设置成在PWM周期中的若干输出产生周期期间把开关装置切换到若干次导通状态，从而产生所需的电动机输出，以及在所述测试周期期间切换到若干次导通状态，其中测试周期足够长从而这些输出产生周期和这些测试周期占据整个PWM周期。

替代地，可以把该控制装置设置在单个PWM周期中只测量一些相的电感，例如在三相电动机中，可把该控制装置设置成在单个PWM周期中只测量二个相的电感。在此情况下，对于任何电动机位置可以从三相中选择出二对以供测量电感，从而PWM周期包括一个不导通状态，并且最好把该控制装置设置成在一个PWM周期中测量一对电感并且在随后的PWM周期中测量另一对电感。该控制装置最好设置成在相继的PWM周期中交替地测量所述相对的电感。

在进一步的替代中，可把该控制装置设置成在任何一个PWM周期中只测一个相的电感。

该控制装置最好设置成改变要对其测量电感的相，从而在若干PWM周期上测量所有相的电感。

该控制装置最好设置成在第一PWM周期中提供第一PWM模式以能测量至少一个相的电感，和在第二PWM周期中提供不同的第二PWM模式以能测量至少一个的未在第一PWM周期中测量的相的电感，并且在第一和第二周期之间的一个PWM周期中产生至少一个中间PWM模式，该中间模式形状上处于第一和第二模式的中间。这可以帮助减少噪声。该控制装置可以不必设置为要在中间PWM周期中测量各相的电感。

最好把该控制装置设置成在每个PWM周期中确定电动机的位置。可常规地把该控制装置设置成根据各相的最新电感测量值确定电动机的位置。

在一些情况下，最好把该控制装置设置成确定当其在电动机的转动期间振荡的一个相的电感的均值和峰值、测量该相的瞬时电感，并且从电感的均值、峰值和瞬时值确定电动机的位置。在此情况下，最好对所有能从相同的主电压对产生的要求电压测量相同二相的电感，并且当要求电压改变而需要不同的主电压对并测量不同的电感对时，利用所有相的最新电感测量值确定电感的均值和峰值。

该系统最好还包括单个电流传感器，其设置成在测试周期期间测量各相中的电流。在此情况下，最好把该控制装置设置成在每个PWM周期期间利用该电流传感器测量二个相中的电流幅值，从而确定所有相中的电流。此外，测试周期最好足够长以便能由该电流传感器测量一个相中的电流幅值。

替代地，该系统可包括多个电流传感器，每个测量一个相的电流。

对于其中每个PWM周期中只测量一个相的电感的系统，最好把该控制装置设置成定义一组可以通过在二个导通状态间切换该开关装置来产生的要求电压，并且至少一个导通状态下所需的时间不足以测量电流幅值，并且对这些要求电压添加净电压为零和时间长到足以测量一个相中的电流幅值的附加测试周期。最好只对一些PWM周期添加这些附加的测试周期。更好地，只在电感测量测试周期以及输出产生周期一起在一个PWM周期内的二个导通状态的每一个不提供足以测量一个相中的电流幅值的时间的情况下添加额外的测试周期。

该系统最好包括一个电流传感器和一个设置成微分该电流传感器的输出的微分器，从而测量相电感。

附图说明

现参照附图仅以例子的方式说明本发明的优选实施例，附图中：

图1示出其上使用二种已知位置感测方法的电动机速度；

图2示出已知的用来测量电动机的一个相的电感的电压波形；

图3是依据本发明的一种电动机的图；

图4是依据本发明的电动机的驱动电路；

图5示出图1的电动机中相电感随转子角的变化；

图6示出图1电动机的一相的简化电路模型；

图7示出依据本发明的另一实施例的外磁铁转子；

图8示出图4系统的控制电路的八种状态；

图9是示出图4系统中使用的测试电压模式的空间向量图；

图10示出从图9的测试电压模式得到的相电压和传感器输出；

图11是示出图4系统中使用的测试电压的另一种模式的空间向量图；

图12示出从图11的测试电压模式得到的相电压和传感器输出；

图13a是空间向量图，示出图4系统中用于三相电感测量的另一种测试电压模式；

图13b示出从图13a的模式得到的相电压；

图13c的表概括从图13a的模式得到的状态。

图14a是示出图4系统中用于二相电感测量的另一种测试电压模式的空间向量图，而图14b概括结果状态；

图15a是示出图4系统中用于二相电感测量的另一种测试电压模式的空间向量图，而图15b概括结果状态；

图16a是示出图4系统中用于二相电感测量的另一种测试电压模式的空间向量图，而图16b概括结果状态；

图17a是示出图4系统中用于单相电感测量的另一种测试电压模式的空间向量图，而图17b概括结果状态；

图18a是示出图4系统中用于单相电感测量的另一种测试电压模式的空间向量图，而图18b概括结果状态；

图19a是示出图4系统中用于单相电感测量的另一种测试电压模式的空间向量图，而图19b概括结果状态；

图20示出二相电感测量方案中要对电感和电流感测添加进一步的电压向量的空间向量图的区域；

图21示出一种在图4的系统中测量转子位置的方法；

图22示出另一种在图4的系统中测量转子位置的方法；

图23示出图21方法的位置测量中的测到的相电感和估计的误差；

图24a至24d示出在切换图14a和15a的模式的二相电感测量方法中如何控制PWM模式中的改变；

图25示出依据本发明的另一实施例的用于电流和电感测量的替代电路。

具体实施方式

系统综述

参照图3，作为例子提供一个三相无电刷电动机1，其包括一个转子2，该转子例如具有六个位于其内的埋置磁铁4，在本例中这些磁铁排列成沿着该转子提供六个南北交替的极。从而该转子定义三个绕该转子均匀间隔的顺轴或d轴以及三个设置在d轴之间的交轴或q轴。d轴和磁铁4的磁极对齐，其中来自转子的磁通线位于径向，而q轴设置在d轴之间，其中来自转子的磁通线位于切向。

定子6包括具有三组三齿8A、8B、8C的九个槽铜绕件，带有一个共用绕组的每一个齿组形成一个相。从而在转子的每次完整转动中存在三个电周期，并且任何相中的三个齿8A、8B、8C总是彼此在相同的电位置上。

参照图4，按星形网络连接三个通常用相A、B和C标志的电动机绕组12、14、16。这些相绕组分别绕在定子齿8A、8B、8C上。每个线圈的一端12a、14a、16a和各自的端子12c、14c、16c连接。这些线圈的另一端12b、14b、16b连接在一起以形成星形中心17。一个驱动电路包括一个三相桥18。该桥的每个臂20、22、24包括一对以串联连接在电源轨30和地线32之间的顶晶体管26和底晶体管28为形式的开关。电动机绕组12、14、16各从各自的互补晶体管对26、28中间抽出。通过控制器33以受控方式接通和断开晶体管26、28以提供施加到每个端子12c、14c、16c上的脉宽调制电势，从而控制施加到每个绕组12、14、16二端上的电势差，并且由此还控制流过绕组的电流。这转而控制绕组产生的磁场的强度和方向。

在电动机1和地之间的地线32中设置一个以电阻器34为形式的电流测量部件，从而控制器33可以测量流过所有绕组12、14、16的总电流。为了测量每个绕组上的电流，必须在其中已知对绕组的每个端子施加的电压(并且从而知道具体相的导通状态)的PWM周期内以准确的时刻对总电流采样。在地线32中和电流传感器34相串联地设置另一个为di/dt传感器的传感器36，用来测量电流的改变率。di/dt传感器36用来测量各相的电感，并且由此测量转子的位置，如后面说明那样。

从图3中会理解转子2的电感随电气位置改变，因为定子铁和转子背铁之间的气隙随位置改变，这造成定子磁通磁阻随转子位置改变。在图5中示出三相A、B、C中的每个相的电感的改变。

参照图7，在表面磁铁转子60中各磁铁62安装在转子芯64的表面，从而造成电感随转子位置改变的转子凸起很小或没有凸起。但是，当某个磁铁62经过定子齿66时，磁铁的角落70附近在该定子齿中出现局部磁饱和，其改变定子绕组的电感。从而在电感上造成随位置的规律改变，这可以用于在与上面说明的内磁铁转子相同的方式确定转子的位置。

由于存在相电感随转子位置的可预测的和稳定的改变，可以从对相电感的知识准确地确定转子位置，在永久磁铁(PM)电动机中，某一特定相的电感通常在q轴和该相对齐时为最高，而当d轴和该相对齐时为最低。于是，电感按电频率的二倍变化，从而相电感方程会产生二个可能的彼此电相隔180度的转子位置。系统需要判定这二个位置中哪个位置是正确的。一种适用的方法是在启动时施加大的正负测试电流并在得到的电感测量上比较局部磁饱和效应，从而确定磁极性。一旦进行一次这样的过程，会知道磁极性并且可以总是唯一地确定转子位置。

图5示出的电动机模型假设相电感随位置正弦地从最大值L_q改变到最小值L_d。L_d和L_q代表顺轴和交轴分别和该被测量的相的定子轴对齐时的相电感。

可以在复坐标下用二个长度为L₀和ΔL的反转向量的和表示图5中示出的电感改变，其中L₀是平均电感而ΔL是一次循环中电感的峰峰偏差的一半，即电感的偏差的振幅。对于L₀＞ΔL，它们定义成：

$\begin{array}{c}{L}_0=\frac{L_q+L_d}{2}\\ \mathrm{\ΔL}=\frac{L_q-L_d}{2}\end{array}---(1a,1b)$

给定转子角下的电感L(θ)是这二个复反转向量之和的实部，即

$L\left(\mathrm{\θ}\right)=\mathrm{Re}\{L_0{e}^{\mathrm{j\θ}}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{Le}}^{-\mathrm{j\θ}}\}---\left(2\right)$

其可重新整理成

$L\left(\mathrm{\θ}\right)=\mathrm{Re}\{L_0-\mathrm{\Δ}{\mathrm{Le}}^{-2\mathrm{j\θ}}\}---\left(3\right)$

从而三个相A、B和C上测到的相电感为

$\begin{array}{c}{L}_A\left(\mathrm{\θ}\right)=\mathrm{Re}\{L_0-{\mathrm{\ΔLe}}^{-2/\mathrm{\θ}}\}\\ L_B\left(\mathrm{\θ}\right)=\mathrm{Re}\{L_0-{\mathrm{\ΔLe}}^{-2/[\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3]}\}\\ L_C\left(\mathrm{\θ}\right)=\mathrm{Re}\{L_0-{\mathrm{\ΔLe}}^{-2/[\mathrm{\θ}-4\mathrm{\π}/3]}\}\end{array}---\left(4\right)$

它们可重写成

$\begin{array}{c}{L}_A\left(\mathrm{\θ}\right)=L_0-\mathrm{\Δ}L\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ L_B\left(\mathrm{\θ}\right)=L_0-\mathrm{\Δ}L\cos \left(2\right[\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3\left]\right)\\ L_B\left(\mathrm{\θ}\right)=L_0-\mathrm{\Δ}L\cos \left(2\right[\mathrm{\θ}-4\mathrm{\π}/3\left]\right)\end{array}---\left(5a\right)-\left(5c\right)$

在图5中示出该关系。如果已知这三个相电感，可以确定这三个未知变量转子角θ、平均电感和峰电感ΔL。

可从下式得到L₀：

$L_0=\frac{L_A\left(\mathrm{\θ}\right)+L_B\left(\mathrm{\θ}\right)+L_C\left(\mathrm{\θ}\right)}{3}---\left(6\right)$

通过首先进行帕克斯(Parkes)变换以计算α和β帧电感(frameinductance)来得ΔL和θ：

$\left[\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{\α}}\left(\mathrm{\θ}\right)\\ L_{\mathrm{\β}}\left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& \cos (2\mathrm{\π}/3)& \cos (4\mathrm{\π}/3)\\ 0& \sin (2\mathrm{\π}/3)& \sin (4\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{L}_A\left(\mathrm{\θ}\right)\\ L_B\left(\mathrm{\θ}\right)\\ L_C\left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]---\left(7\right)$

则ΔL为：

$\mathrm{\ΔL}=\sqrt{L_{\mathrm{\α}}^2\left(\mathrm{\θ}\right)+L_{\mathrm{\β}}^2\left(\mathrm{\θ}\right)}---\left(8\right)$

而θ为：

$\mathrm{\θ}=-\frac{1}{2}[{\tan }^{-1}\left(\frac{L_{\mathrm{\β}}}{L_{\mathrm{\α}}}\right)-\mathrm{\π}]+\mathrm{n\π}---\left(9\right)$

其中n是任意整数，该整数是由于不能唯一确定该角度而出现的，其可以利用上面说明的启动例程确定n。

在线确定相电感

通过测量响应于正负测试电压的相中的电流改变率来确定相电感。由于它从系统方程中消除反电动势项，这是一种坚固的技术，如果不消除该项将难以准确地确定并会引入测量误差。

为了确定某个相的电感，进行下述步骤：

1.对该相施加正电压+V足够时间以确定电流上升改变率di₁/dt。

2.对该相施加负电压-V足够时间以确定电流下降改变率di₂/dt。

图6示出对某个相这种驱动的简化电路模型，其中包括外加电压V(t)、相电感L_ph和电动机反电动势e。

当施加正测试电压时：

$+V-e=L_{\mathrm{ph}}{\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}+\mathrm{Ri}}_1---\left(10\right)$

当施加负测试电压时：

$-V-e=L_{\mathrm{ph}}\frac{{\mathrm{di}}_2}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_2---\left(11\right)$

由于实际中采样周期内的电流i₁和i₂的平均值是相同的，并且由于差(i₁-i₂)是小的，所以可以忽略掉电阻部分。从而通过从(10)减掉(11)并加以整理，相电感变成

$L_{\mathrm{ph}}=\frac{\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}-\frac{{\mathrm{di}}_2}{\mathrm{dt}}}{2V}---\left(12\right)$

这样，完全从外加电压和测到的电流改变率来确定瞬时相电感。

如现在要讨论那样，把控制器33设置成利用脉宽调整(PWM)控制对各相A、B、C施加的电压，以便控制电动机的输出转矩。

参照图8，三相系统中的各个绕组2、4、6只能和电源轨或和地线22连接，从而存在八种可能的控制电路状态。利用1表示一个处于正电压的相并用0表示和地连接的相。状态1可用[100]表示以指示相A为1、相B为0和相C为0，状态2用[110]表示，状态3用[010]，状态4用[011]，状态5用[001]，状态6用[101]，状态0为[000]以及状态7用[111]。状态1到6的每个状态是导通状态，其中电流流过所有的绕组2、4、6并且按一个方向流过一个绕组和以另一个方向流过其它二个绕组。状态0是其中所有绕组和地连接的零电压状态，而状态7是其中所有绕组和电源轨连接的零电压状态。

状态1、2、3、4、5和6还分别称为+A、-C、+B、-A、+C和-B状态，因为它们各代表对于一个相应的相在绕组上按正或负方向施加电压。例如在+A状态下，A相和电源轨连接而另二个相和地线连接，在-A状态下连接是相反的。

当控制该电路以产生脉宽调制时，通常每个相在每个PWM周期接通和断开一次。每个状态占据的时间的相对长度将决定每个绕组中产生的磁场的大小和方向，并且进而决定施加到转子上的总转矩的大小和方向。可以用各种调制算法计算这些时间长度，但在本实施例中采用空间向量调制技术。

施加电压测试模式

通过在施加的PWM电压模式中插入附加的非零状态来在三相PWM波形引入在每个相的二端上包含正负电感测量电压的电压测试模式。按惯例本文所说明的技术采用空间向量调制(SVM)，尽管可以采纳任何PWM调制方式实现该技术。

参照图9，在状态向量调制系统中，每个PWM周期在各个状态下渡过的时间用状态向量调制(SVM)图中的状态向量表示。在这种类型的图中，各个状态向量是处于向量S1到S6的方向上的向量，并且这些方向的每个上的向量长度代表每个PWM周期在对应状态下渡过的时间量。这意味着绕组上的任何期望电压可以在该图上用一个点表示，该点对应一个表示该电压的幅值和方向的电压向量，其可通过组合状态向量s1、s2等产生，并且它的长度表示每个PWM周期在该状态下渡过的时间。

典型测试模式

在图9中示出一个表示施加到各绕组上的测试电压的测试向量例子。图中施加二对测试向量，它们使得能同时(即在同一个PWM周期中)测量二个相(本情况为A和C)的电感。可以看出，该模式包括正负相A向量以及正负C向量。可以理解，只要这些向量长度相同，即，在状态1和4的各个中以及在状态2和5的各个中渡过的时间相同，来自这些测试向量的净电压将为零。

为了测量电流的改变率，设定传感器和相关电路并且进行读数需要有限的时间。本文中把测量相电流改变率所需的最小时间定义为T_sd。从而如图9中所示，每个向量必须为最小长度T_sd。

为了使T_sd保持尽可能小，如上面说明那样使用一个独立电流改变率(di/dt)传感器36。这能以单次读数确定电流的改变率，而为了获得该信息电流传感器必须采样二次。

可以看出，图9中示出的测试向量还允许利用位于DC(直流)链接的地回路中的单个电流传感器34测量相电流。本文把单传感器系统中测量电流所需的最小状态时间定义为T_si，并且为了确定所有三个相中的电流，必须测量至少二个彼此不相反的导通状态下的电流。从而，只要存在二个来自二个相最小长度为T_si的非零向量，就可以在单个PWM周期内确定各个相电流。

图10示出用来实现图9的状态向量的典型PWM模式。还知道对链接回路(link-return)电流传感器34以及链接回路di/dt传感器36所期望的典型输出。所有相电压走势为高一低一高。存在三个不导通状态周期，二个在状态0下，一个在状态7下，并且存在四个导通状态1、2、4和5。在导通状态期间，电流的改变率di/dt大致是固定的，因为电流按固定速率上升。电流幅值传感器和di/dt传感器的采样点朝向相应的导通状态阶段的结束处，其中，在状态转换后电流已稳定。

组合测试模式和施加的电压向量。

图9和10示出对零调制指数施加的测试电压向量，对于大于零的调制指数，测试向量必须叠加在相电流产生电压要求向量上，这些电压要求向量是按从电动机产生期望的输出转矩计算的。在图11的空间向量图中对此示出一个典型的例子。请求状态向量v由二个主状态向量+A和-C构成，四个测试周期向量的长度各为T_sd。此情况的典型PWM模式和传感器输出在图12中示出。

从图11可以看出，把测试向量叠加在要求向量上使PWM周期中可用来产生“有用”电压的时间减少4T_sd。

不同测试向量模式类型的分析

图11和12的例子示出如何修改额定PWM波形，以便同时(即，在同一个PWM周期中)测量二个相的电感。但是，可以把PWM波形修改成同时测量一个、二个或三个电感，每个的结果不同。

同时测量三个电感的测试向量模式

图13a示出同时测量全部三个电感所需的测试向量。要求电压仍由二个向量+A和-C构成，但存在六个长度各为T_sd的测试电压向量，这六个测试向量包括六个主向量+A、-A、+B、-B、+C、-C中的一个并且产生为零的净电压。很清楚，由于需要全部六个非零的向量，可用来产生有用电压的时间减少6T_sd。

图13b示出用来实现这些向量的一个PWM周期上的典型PWM模式，而图13c示出对应的状态总计。可以看出，该PWM模式具有二个独特的特征。第一，它不能施加零电压状态向量，从而必须通过增加每个测试向量的大小、每对相反的测试向量保持长度相等以保持它们的净值为零来替代零电压状态。第二，某个相的操作必须和另二个相相反。换言之，用于这二个相的高侧晶体管的状态在一个PWM周期中处于低-高-低，但对第三相会是高-低-高。尽管这二个特征都是独特的，它们在物理上是可能的并且能在实际系统中实现它们。

假定停滞时间为零的理想情况，可以示出按峰相电压基波对DC链接电压(在测量三相中的瞬时相电感的同时可施加该DC链接电压)的一半的比值定义的最大调制指数m_max为：

$m_{\max }=\frac{2}{\sqrt{3}}[1-\frac{{6T}_{\mathrm{sd}}}{T_p}]---\left(15\right)$

其中T_p是PWM周期

对于T_sd和T_si为PWM周期T_p的10％的典型系统，这给出最大理论调制指数为0.46。很明显实际情况要计及互锁延迟(停滞时间)的影响，这会略减小该数。

该三相电感测量方法的主要优点是能在每个PWM周期准确地确定转子位置。主要缺点是它严格限制最大调制指数，并且它产生非常独特的PWM模式。

同时测量二个电感的测试向量模式

二相测量模式(例如上面参照图11说明的模式)把为产生该测量模式而浪费的时间量减少到4T_sd。由于在单个PWM周期中只测量二相，存在三种不同的可测量向量对的组合。每种组合会造成三种不同类型的模式，这取决于所要求的电压位于SVM向量空间的哪个段上。一些模式比其它模式更容易实现。

图14a示出用于状态向量图的段1的模式I，图14b是对应的状态总计。它包括四个非零状态向量并且是用于一特定段的自然模式，因为它只包括该段的二个主状态向量以及这些向量的逆。

图14b示出模式II。它包括五个非零状态向量并且包含来自相邻段的状态。和模式I不同，零状态向量7不能使用，但是由于可以实现零状态向量0，这不会存在任何实际实现问题。

图14c示出模式III。它也包括五个非零状态向量，但是这一次唯一能使用的零状态向量是向量7。该模式的主要问题在于，当利用该模式测量三相电感时，所得到的PWM波形的一个相必须处于高-低-高，而不是低-高-低。

实际的办法是只使用模式I和II。通过这二个模式的快速交替，可以确定全部三个相的电感。表1示出对于状态向量图的每个段里的相测量应选择哪个模式，这些段如图9中所示。

表1

段	1     2     3     4     5     6
		模式I	AC    BC    AB    AC    BC    AB
模式II	BC    AC    AC    AB    AB    BC

假定零互锁延迟，对于利用任何模式的二相电感测量的最大调制指数为：

$m_{\max }=\frac{2}{\sqrt{3}}[1-\frac{{4T}_{\mathrm{sd}}}{T_p}]---\left(16\right)$

对于上面所说明的其中T_sd和T_si为PWM周期T_p的10％的典型系统，该式给出0.69的最大调制指数。

双电感测量技术明显提高可使用的最大调制指数。所产生的PWM模式非常类似标准单电流传感器模式，并且相对容易产生。通过模式I和II之间的快速切换，可以确定全部三个相电感。此外，有可能利用一个相被测量二次这一事实造成的冗余来改进位置估计的精度。

测量一个电感的向量模式

图17a和17b是用来只测量向量空间的1中的一个相A的电感的状态向量图和状态总计。图18a和18b是用于相B的对应图，而图19a和19b用于状态C。对于相A和C，可以在不对PWM模式做任何限制的情况下测量电感。但是对于相B，模式不能含有零状态空间向量7，但这仍不会出现任何大的实现问题。通常，对一给定段，测量其正负向量不和该段相邻的相的电感所需的模式不会包含状态向量7。

由于测试模式只含有用于一个相的测试向量，这不再保证PWM波形中存在足以测量二个相电流的时间。例如，如果在图17a的例子中-C向量短于T_si，则在任何其中测量相A的电感的PWM周期中只能测量相A中的电流。参照图18a和19a，虽然测量相B和C的电感，但只要向量+A比T_si长则可以测量二个相电流。这样，为了成功地实现单电流传感器电流测量，必须在段的某些区中添加长度为T_si的附加测试向量以便含有足够的时间来测量要求单电流感测的二个相电流中的一个。在图20中示出这些可应用的区。可以看出，对于+A或-A主向量的T_si之内的区，当测量相A的电感时需要附加测试向量，对于+B或-B主向量的T_si之内的区，当测量相B的电感时需要附加测试向量，并且对于+C或-C主向量的T_si之内的区。当测量相C的电感时需要附加测试向量。对于靠近该相图中心在二个状态向量的T_si之内的区，需要附加的测试向量以测量二个电感，同时保持完整的单个传感器电流测量。

图20还示出能同时测量一个相电感和二个相电流的测试向量模式的操作限制。用于零互锁延迟的最大调制指数为：

$m_{\max }=\min \left\{\frac{2}{\sqrt{3}}\right[1-\frac{{2T}_{\mathrm{sd}}}{T_p}],\frac{4}{3}[1-\frac{T_{\mathrm{sj}}+2T_{\mathrm{sd}}}{T_p}\left]\right\}---\left(16\right)$

其中函数min{x，y}回送x和y中较小的一个。

对于上面说明的T_sd和T_si为PWM周期Tp的10％的典型系统，最大调制指数应为min{0.92，0.93}＝0.93

可以通过不测量第二相电流或者通过不测量其中需要附加的测试向量的区的电感来提高最大调制指数。但是，如上面的结果示出那样，对于实际实现，添加附加的测试向量不明显减小最大调制指数。

单相电感测量方式给出最高的最大调制指数，从而以最高速度运行。它通常比二相方法产生稍差的精度和稍差的位置估计动态响应，但是提供高的采样率，这不是特别容易看到的。

确定位置的方法

一旦知道各相的电感，可以通过求解式(5(a)-5(c))确定转子位置。当同时测量全部三个相电感时，该过程是直接的。但是，当一次只能测量二个或一个电感时，为了确定位置必须组合旧的和新的电感测量。组合这些测量的方式会影响位置信号的精度和动态特性。

从三个同时的电感测量确定位置

当同时测量全部三个相电感时，可以通过解出联立方程(5(a)-5(c))直接确定转子位置。该方法会赋予位置信号最大带宽和最高精度。

从相邻电感测量确定位置

当在每个PWM周期中只测量一个或二个电感时，可以通过利用在该采样时刻未对其进行测量的相的较旧电感测量估计位置。图21示出其中成对测量电感的情况。在时刻t₂，可以通过利用B相和C相电感的当前值(LB2和LC2)以及时刻t₁的前一个PWM周期中的A相电感的前一个采样值(LA1)来确定位置。由于旧的相A电感时间上向前外推，会在计算出的位置中存在小误差。但是，如果一个采样时刻Δt期间转子行进的角Δθ小，位置误差也会小。

图23示出当成对测量电感时从该方法算出的转子位置的模拟误差。可以看出，位置误差以四倍于电频率的速率正弦变化。试验上已发现，最大误差约等于Δθ的三分之一。还应注意，由于该估计基于目前的和以前的测量，因为时间延迟的增加，位置信号的带宽会略小于同时三个读数下的带宽。

当一次只测量一个电感时，如图22中所示，从三个不同采样时刻测到的电感计算位置。经验上，位置误差略小于Δθ的三分之二，这几乎是当成对测量电感时的误差的二倍。

可以看出，减小同时得到的电感测量的数量会降低信号的精度和带宽，但是只要测量足够频繁，信号品质的下降是小的。

利用上面的技术，能以此用其它已知电压注入技术实现的高得多的速率计算位置信号。因为这一点，能在一些应用和实现中对位置信号施加滤波以改进信号品质。尤其，可以把位置馈送到观察者以给出更准确的表达。

潜在的噪声问题

从上面的讨论会理解，与三相技术相比二相和单相电感测量技术是实用得多的解决办法。但是，为了利用这些方法得到准确的高带宽位置信号，必须在二相技术下快速切换二个测试向量模式(模式I和II)或者在单相技术下快速切换三个测试向量(相A、B和C)。

图24a至24d示出用于在段1中实现二相技术的典型PWM模式。可以看出，要从图24a中所示的与图14a对应的模式I到达图24d中所示的与图15a对应的模式II，用于相A和B的波形必须向右偏移相当小的距离(T_sd)，而用于相C的波形必须向左偏移大距离。在许多情况下，这种不连续跳跃会造成电流不连续，从而导致不可接受的噪声水平。从而在数个PWM循环中实现该跳跃。在本情况中，采用三循环修正，二个图24b和24c的中间模式插在模式I和模式II之间。在其中采用这些中间模式的PWM周期期间，电感测量是不可能的。但是对于大多数应用，电感测量频率通常仍是足够的。

可以理解，所需的中间模式的数量决取于具体应用，并且在一些情况中该数量可能必须远大于二个。还可理解，对于单相电感测量也可以采取对中间模式的使用。

替代技术-确定L₀和ΔL

一种确定转子位置的替代技术是使用对平均和峰电感参数L₀和ΔL的知识。如果知道这些参数，通过从式7(a)-7(c)求解适当方程能从单相电感测量确定位置。这具有不必每次采样都在不同相电感测量间切换而是可以为一个完整段上的电感测量利用同一个相的优点。这可以减小上面参照图24a至24d说明的潜在的声音噪音问题。另外，如果成对地测量电感，有可能利用额外变量的冗余性修正测量中的任何不准确。

此方法下做出的位置估计对L₀和ΔL的值的误差非常灵敏。诸如电动机温度的因素造成这些值在操作期间偏移，从而最好在线估计这些值并且尽可能频繁地更新它们。这可以按上面那样的方式进行，即，从各个相取相继的电感读数，并利用各个相的电感的新、旧测量的组合确定L₀和ΔL。一种尤其方便的用来完成此的方式是成对测量电感，并且在一个整段上测量相同的对，例如利用图14a的模式I对整个段1测量。当从一个转移到下一个段时，在一次采样的最大延迟之内知道所有三个电感，从而可以确定L₀和ΔL。主要的准则是足够频繁地更新L₀和ΔL以观察任何参数漂移。每次要求的电压从状态向量图的一个段移动到下一个段时进行更新通常为实现此提供足够快的更新速率。

在其中q轴电感明显随转矩产生电流变化的拓扑结构中(例如一些埋置磁铁电动机设计中)，该技术不那么成功。在这情况下，可以把L₀和ΔL的快速变化预料成是机器转矩输出上的快速变化。在一些情况下可以利用电动机特性模型以前馈方式对此加以补偿。但是，在此是不可能的情况下，通常上面参照图21和22说明的方法更合适。

测量电流的改变率

可以利用一些方法确定相绕组中电流的改变率(di/dt)以便能确定电感。一种方法是在每个相绕组中放置一个电流传感器，在一个时刻测量电流，短时间后再次测量电流并且计算差。该技术还适用单电流传感器技术。例如在图4的实施例中可以除去di/dt传感器并且利用电流传感器34的多次采样测量电流的改变率。该技术的缺点是取二次电流测量以确定di/dt所需的时间。这可能造成不实用的大T_sd值。此外，模数转换器(ADC)的量化限制可能产生分辨率非常低的di/dt信号。

在图4的系统中通过在DC链接返回路径中使用di/dt传感器36来克服这些问题。该传感器为确定电流的改变率只需要采样一次，这可以明显减小T_d并且改善di/dt信号的分辨率。

参照图25，在一替代方案中，该电流传感器包括一个电阻器100和一个差分放大器102，该差分放大器的输出随电阻器100上的电压变化并且从而随流过它的电流变化。模拟微分器104设置成微分来自该电流传感器的信号。接着把微分后的电流测量信号输入到数字控制器106上的一个分立的A/D端口上，从而能同时确定电流和电流改变率。尽管微分器可能对噪声敏感，但可在PMM边缘之间测量信号，从而对开关噪声相对不敏感。通过在几个PWM周期上采样输入并取平均值可以实现进一步减小噪声。

以和图1所示类似的方式，通过组合所述的反电动势观察器技术和电压注入技术，已说明的实施例可以在整个速度范围上提供无传感器控制。所说明的实施例是特定为在单电流传感器系统中使用而设计的，这使它们对于汽车应用是理想的。对已知系统唯一需要添加的硬件是用在DC链接返回线中的单个di/dt传感器以及微控制器上的附加ADC端口。如果利用模拟微分器微分来自电流传感器的信号，可以进一步减少物理传感器的数量。

但是会理解，本发明也可以应用于带有多个电流传感器的系统，其中电动机的每个相具有一个电流传感器。这种系统成本高于单电流传感器系统，但在某些应用中是优选的。

为了克服噪声问题，本发明的系统把适当的测试电压模式加入到PWM模式中，而不是采用中断PWM以注入独立的测试模式的方法。由于不中断PWM，和已知电压注入系统相比可以明显降低测试模式造成的噪声。

另外，由于在大多数情况下可以把测试电压加入到每个PWM循环中，可以比已知技术频繁得多地确定相电感，这改进了位置估计信号的动态特性。这还允许采用新技术从电感计算位置。

应理解，本发明还可以应用于其它类型的无电刷机器，包括其中存在某种程度的转子凸出的同步磁阻电动机和感应电动机。

权利要求书

(按照条约第19条的修改)

1.一种用于包括多个相的多相无电刷电动机的驱动系统，该系统包括一个驱动电路，该驱动电路包括开关装置和控制装置，该开关装置设置成改变施加在每个相上的相电压，该控制装置设置成控制该开关装置从而对相电压提供PWM控制以控制电动机的机械输出，其特征在于，该控制装置还设置成控制PWM电压模式从而包含测试周期、在该测试周期期间测量至少一个相中的电流改变率并且由此确定至少一个相的电感，从而确定该电动机的转动位置，其中，该控制装置设置成定义至少一对测试周期，从而该对测试周期之一中的相电压和该对测试周期的另一测试周期中的相电压相反，并且该控制装置设置成从该对测试周期中测到的电流确定一个相的电感，其中，在同一个PWM周期内提供这对测试周期。

2.依据上述任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置在单个PWM周期内测量所有相的电感。

3.依据权利要求2的系统，其中，该控制装置设置成在一个PWM周期中的若干输出产生周期期间把该开关装置切换到若干次导通状态从而产生所需的电动机输出，以及，在所述测试周期期间切换到若干次导通状态，其中，测试周期足够长，从而这些输出产生周期和这些测试周期占据整个PWM周期。

4.依据权利要求1的系统，其中，该控制装置设置成在单个PWM周期中只测量一些相的电感。

5.依据权利要求4的用于三相电动机的系统，其中，该控制装置设置成在PWM周期中只测量二个相的电感。

6.依据权利要求5的系统，其中，对于电动机的任何位置，可以从三个相选择二对要测量其电感的相，从而PWM周期包括零电压状态，并且该控制装置设置成在一个PWM周期中测量一对相的电感以及在下一个PWM周期中测量另一对相的电感。

7.依据权利要求6的系统，其中，该控制装置设置成在相继的PWM周期中在所述二对相之间交替地进行电感测量。

8.依据权利要求1的系统，其中，该控制装置设置成在任何一个PWM周期中只测量一个相的电感。

9.依据权利要求3至8中任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成改变要对其测量电感的相，从而在若干PWM周期上测量所有相的电感。

10.依据权利要求8至11中任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成在第一PWM周期中提供第一PWM模式以允许测量至少一个相的电感，以及，在第二PWM周期中提供不同的第二PWM模式以允许测量至少一个未在第一PWM周期中测量的相的电感，并且在该第一和第二周期之间的一个PWM周期中产生至少一个中间PWM模式，该中间模式在形状上处于该第一和第二模式的中间。

11.依据权利要求10的系统，其中，该控制装置设置成不在中间PWM周期中测量相的电感。

12.依据上述任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成在每个PWM周期中确定电动机的位置。

13.依据权利要求12的系统，其中，该控制装置设置成根据每个相的最新电感测量值确定电动机的位置。

14.依据权利要求1的系统，其中，该控制装置设置成确定一个相的、在电动机的转动期间振荡的电感的均值和峰值、测量该相的瞬时电感并且从该电感的均值、峰值和瞬时值确定电动机的位置。

15.依据权利要求14的系统，其中，对所有能从相同的主电压对产生的要求电压测量相同二相的电感，以及，当要求电压改变从而需要不同的主电压对以及测量不同的电感对时，利用所有相的最新电感测量值确定电感的均值和峰值。

16.依据上述任一权利要求的系统，还包括设置成在测试周期期间测量各相中的电流的单个电流传感器。

17.依据权利要求16的系统，其中，该控制装置设置成在每个PWM周期期间利用该电流传感器测量二个相中的电流的幅值，从而确定所有相中的电流。

18.依据权利要求17的系统，其中，各个测试周期足够长，以便能由该电流传感器测量一个相中的电流幅值。

19.依据权利要求17的系统，当从属于权利要求10时，其中，把该控制装置设置成定义一组可以通过在二个导通状态间切换该开关装置而产生的要求电压，以及，至少一个导通状态所需的时间不足以测量电流幅值，并且对这些要求电压添加净电压为零以及时间长到足以测量一个相中的电流幅值的附加测试周期。

20.依据权利要求19的系统，其中，只在一些脉宽调制周期中添加这些附加的测试周期。

21.依据权利要求20的系统，其中，只有当电感测量测试周期以及输出产生周期一起不能在一个PWM周期内的二个导通状态的每一个中提供足够的时间以允许测量一个相的电流的幅值时添加额外的测试周期。

22.依据上述任一权利要求的系统，包括一个电流传感器和一个设置成微分该电流传感器的输出的微分器，从而测量相电感。

23.依据权利要求22的系统，当从属于权利要求18时，其中，使用单个电流传感器用于电流幅值的测量和电感量测。

24.依据权利要求1至15中任一权利要求的系统，还包括多个用来测量各相中的电流的电流传感器。

25.依据权利要求24的系统，其中，所述电流传感器包括用于每个所述相的一个电流传感器。

26.一种用于控制包括多个相的多相无电刷电动机的方法，该系统包括一个包含设置成改变施加在每个相上的相电压的开关装置的驱动电路，该方法包括控制该开关装置，从而对相电压提供PWM控制以控制电动机的机械输出，其特征在于，该方法还包括控制PWM电压模式以包含测试周期、在该测试周期期间测量至少一个相中的电流的改变率并且由此确定至少一个相的电感，从而确定该电动机的转动位置。

27.一种基本上如参照附图中的图3至10、图11和12、图13a至13c、图14a至16b、图17a至19b、图20、图21至23、图24a至24d或图25说明的用于多相无电刷电动机的驱动系统。

Claims (29)

1.一种用于包括多个相的多相无电刷电动机的驱动系统，该系统包括一个驱动电路，该驱动电路包括开关装置和控制装置，该开关装置设置成改变施加在每个相上的相电压，该控制装置设置成控制该开关装置从而对相电压提供PWM控制以控制电动机的机械输出，其特征在于，该控制装置还设置成控制PWM电压模式从而包含测试周期、在该测试周期期间测量至少一个相中的电流改变率并且由此确定至少一个相的电感，从而确定该电动机的转动位置。

2.依据权利要求1的系统，其中，该控制装置设置成定义至少一对测试周期，从而该对测试周期之一中的相电压和该对测试周期中另一测试周期中的相电压相反，并且该控制装置设置成从该测试周期对中测到的电流确定一个相的电感。

3.依据权利要求2的系统，其中，在同一个PWM周期内提供这对测试周期。

4.依据上述任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成在单个PWM周期内测量所有相的电感。

5.依据权利要求4的系统，其中，该控制装置设置成在一个PWM周期中的若干输出产生周期期间把该开关装置切换到若干次导通状态，从而产生所需的电动机输出，以及，在所述测试周期期间切换到若干次导通状态，其中，测试周期足够长从而所述输出产生周期和所述测试周期占据整个PWM周期。

6.依据权利要求1至3中任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成在单个PWM周期中只测量一些相的电感。

7.依据权利要求6的系统，其中，该控制装置设置成在单个PWM周期中只测量二个相的电感。

8.依据权利要求7的系统，其中，对于电动机的任何位置，可以从三个相选择二对要测量其的电感的相，从而PWM周期包括零电压状态，并且该控制装置设置成在一个PWM周期中测量一对相的电感和在下一个PWM周期中测量另一对相的电感。

9.依据权利要求8的系统，其中，该控制装置设置成在相继的PWM周期中在所述二对相之间交替地执行电感测量。

10.依据权利要求1至3中任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成在任何一个PWM周期中只测量一个相的电感。

11.依据权利要求5至10中任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成改变要对其测量电感的相，从而在若干PWM周期上测量所有相的电感。

12.依据权利要求8至10中任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成在第一PWM周期中提供第一PWM模式以能测量至少一个相的电感，以及在第二PWM周期中提供不同的第二PWM模式以能测量至少一个未在第一PWM周期中测量的相的电感，并且在该第一和第二周期之间的一个PWM周期中产生至少一个中间PWM模式，该中间模式在形状上处于该第一和第二模式的中间。

13.依据权利要求12的系统，其中，该控制装置设置成不在中间PWM周期中测量相的电感。

14.依据上述任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成在每个PWM周期中确定电动机的位置。

15.依据权利要求14的系统，其中，该控制装置设置成根据每个相的最新电感测量值确定电动机的位置。

16.依据权利要求1至3中任一权利要求的系统，其中，该控制装置设置成确定一个相的、在电动机转动期间振荡的电感的均值和峰值，测量该相的瞬时电感，并且从该电感的均值、峰值和瞬时值来确定电动机的位置。

17.依据权利要求16的系统，其中，对所有能从相同的主电压对产生的要求电压测量相同二相的电感，并且当要求电压改变以便需要不同的主电压对并测量不同的电感对时，利用所有相的最新电感测量值确定电感的均值和峰值。

18.依据上述任一权利要求的系统，还包括设置成在测试周期期间测量各相中的电流的单个电流传感器。

19.依据权利要求18的系统，其中，该控制装置设置成在每个PWM周期期间利用该电流传感器测量二个相中的电流幅值，从而确定所有相中的电流。

20.依据权利要求19的系统，其中，各个测试周期足够长，以便能由该电流传感器测量一个相中的电流幅值。

21.依据权利要求19的系统，当从属于权利要求10时，其中，把该控制装置设置成定义一组可以通过在二个导通状态间切换该开关装置而产生的要求电压，并且至少一个导通状态所需的时间不足以允许测量电流幅值，以及，对这些要求电压添加净电压为零和时间长到足以测量一个相中的电流幅值的附加测试周期。

22.依据权利要求21的系统，其中，只在一些脉宽调制周期中添加这些附加的测试周期。

23.依据权利要求22的系统，其中，仅当电感测量测试周期以及输出产生周期一起不能在一个PWM周期内的二个导通状态的每一个中提供足够时间以充许测量一个相的电流幅值时，添加额外的测试周期。

24.依据上述任一权利要求的系统，包括一个电流传感器和一个设置成微分该电流传感器的输出的微分器，从而测量相电感。

25.依据权利要求24的系统，当从属于权利要求18时，其中，使用单个电流传感器用于电流幅值的测量和电感量测。

26.依据权利要求1至17中任一权利要求的系统，还包括多个用来测量各相中的电流的电流传感器。

27.依据权利要求26的系统，其中，所述电流传感器包括用于每个所述相的一个电流传感器。

28.一种用于控制包括多个相的多相无电刷电动机的方法，该系统包括一个包含设置成改变施加在每个相上的相电压的开关装置的驱动电路，该方法包括控制该开关装置，从而对相电压提供PWM控制以控制电动机的机械输出，其特征在于，该方法还包括：控制PWM电压模式以包含测试周期、在该测试周期期间测量至少一个相中的电流的改变率、并且由此确定至少一个相的电感，从而确定该电动机的转动位置。

29.一种基本上如参照附图中的图3至10、图11和12、图13a至13c、图14a至16b、图17a至19b、图20、图21至23、图24a至24d或图25说明的用于多相无电刷电动机的驱动系统。

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