CN104995833B - 确定转子的初始位置的方法 - Google Patents
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Abstract
至少一个示例性实施例公开了一种驱动系统(100)，包括：电动机(155)，所述电动机包括转子，所述电动机(155)被配置为接收测得电流；控制器(102)，所述控制器被配置为在静止参考系下生成用于电动机(155)的电压，测得电流基于该电压；滤波器(168)，所述滤波器被配置为基于测得电流获取转子的位置信息；以及非线性观测器(170)，所述非线性观测器被配置为基于该位置信息在静止参考系中估算电动机(155)的转子位置。控制器(102)被配置为至少部分地基于估算的转子位置控制电动机(155)。
Description
优先权
根据35U.S.C.§119，本非临时申请要求2013年2月13日提交的申请号为US 61/764,567的临时申请的优先权；所述临时申请的全部内容被引用合并于本文中。
技术领域
示例性的实施例涉及电力驱动装置系统和/或用于控制诸如内永磁(IPM)电机或机器的电力驱动装置的方法。
背景技术
IPM同步电动机(IPMSMs)用在混合和电动车辆系统中。IPMSM的转子定位被用于IPMSM的高性能的牵引或电压控制。
机电类型的位置传感器，例如分解器、光学编码器和霍尔效应传感器，被用于在IPMSM驱动系统中获取转子位置和/或速度。这些机电传感器的使用增加了IPMSM驱动系统的成本、尺寸、重量和硬件接线的复杂性。而且，将机电传感器安装到电动机的转子上影响IPMSM的稳固性(robustness，或称鲁棒性)。在恶劣环境下，例如在过高的环境温度、超高速操作和其它不利的或重载荷条件下，传感器经常失效。
作为传感器的替代选择，使用包括观测器的无传感器驱动装置。一类公认的观测器技术为滑动模态观测器(SMO)。SMO由专用计算机实现，主要以专门地编程的微控制器或数字信号处理器来实现，以实现SMO。通常地，SMO为具有输入的观测器，该输入为预计输出和测得输出之间的误差的不连续函数。在SMO中，流形(manifold)被设计为使得当限制为该流形时，系统状态轨迹展示出某种特性。该流形也可称作滑动面。
发明内容
本发明人已经发现，由于当电动机保持停止时没有反电磁力(EMF)存在，因此扩展的反电磁力跟踪是不合适的。而且，传统的电压注入技术假设恒定的直流(DC)总线电压能够得到保证。
至少一个示例性实施例公开了一种驱动系统，该驱动系统包括：电动机，所述电动机包括转子，所述电动机被配置为接收测得电流；控制器，所述控制器被配置为在静止参考系下生成用于电动机的电压，所述电压具有频率，并且测得电流基于该电压；滤波器，所述滤波器被配置为基于测得电流获取转子的位置信息；以及非线性观测器，所述非线性观测器被配置为基于该位置信息在静止参考系中估算电动机的转子位置。控制器被配置为至少部分基于估算的转子位置控制电动机。
附图说明
从下面的结合附图的详细说明中将更清楚地理解示例性的实施例。图1A-4代表本文描述的非限定性的示例性实施例。
图1A示出了根据示例性实施例的用于控制IPM机器的驱动系统；
图1B示出了根据示例性实施例的图1A的驱动系统的数据处理系统；
图1C示出了根据示例性实施例的由电压注入器生成的注入电压；
图2A示出了图1A中示出的匹配滤波器和同步参考系滤波器的示例性的实施例；
图2B示出了根据示例性实施例的同步参考系滤波器的示例性的实施例；
图3示出了根据示例性实施例的估算电动机中的转子位置的方法；
图4示出了根据示例性实施例的确定永磁同步电机(PMSM)的磁体极性的方法。
具体实施方式
参考图示一些示例性实施例的附图，现在更完整地描述各个示例性实施例。
相应地，虽然示例性实施例能够具有各种改变和替代形式，但是通过举例的方式在附图中示出了本发明的实施例，并且本文将详细地描述本发明的实施例。然而，应当理解，并非意在将示例性实施例限制为所公开的特定形式，而是相反，示例性实施例将覆盖落在权利要求书范围内的所有改变方式、等同方式和替代方式。相似的附图标记在整个附图的说明中指代相似的要素。
可以理解的是，虽然本文中术语第一、第二等可被用于描述不同的要素，但是这些要素不应被这些术语限制。这些术语仅仅用于区分要素彼此。例如，在不偏离示例性实施例的范围的情况下，第一要素可称作第二要素，并且相似地，第二要素可称作第一要素。如本文所使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意和所有组合。
可以理解的是，当一个要素被指出与另一个要素“连接”或“联接”时，可以是与其它要素直接地连接或联接，也可以出现介于中间的要素。与此相反，当一个要素被指出与另一个要素“直接地连接”或“直接地联接”时，表示没有介于中间的元素。用于描述要素之间关系的其它用语应以相似的方式理解(例如，“位于……之间”与“直接位于……之间”相对，“相邻”与“直接相邻”相对，等等)。
本文所使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并不用于限制示例性实施例。如这里所使用的，如果上下文没有清楚地指明，单数形式“a”、“an”和“the”也可以包括复数形式。还可以理解的是，当术语“包括(comprises、comprising)”、“包含(include和/或including)”用于本说明书中时，表明存在所述的特征、整体、步骤、操作、元件、和/或部件，但并不排除存在或附加有一个或多个其它特征、区域、整体、步骤、操作、元件、部件、和/或其构成的组。
还应当注意，在一些替代的实施方式中，所注明的功能/行为可以脱离附图中注明的顺序发生。例如，接连示出的两个附图实际上可以基本上同时执行，或者有时可以以相反的顺序执行，取决于所包含的功能/行为。
除非另有限定，本文用到的所有术语(包括技术的和科学的术语)具有与示例性实施例所属领域的普通技术人员的通常理解相同的含义。还可以理解的是，例如那些在通常使用的词典中限定的术语，应被理解为具有与相关领域的背景下含义一致的含义，并且不应在理想化的或过度正式的意义上理解，除非本文明确这样限定。
示例实施例和相应的具体描述的一些部分提到了术语处理器，其被专门编程以执行对计算机存储器内的数据位的操作的软件、或者算法和符号表示。这些描述和表示是本领域技术人员将他们的工作内容有效传达给其他本领域技术人员的那些。算法，作为这里所使用的术语并且通常是这么使用的，被认为是得出一个结果的前后一致的一系列步骤。这些步骤是需要物理量的物理操作的那些。通常地，但是不是必然地，这些量采用能够被存储、传输、组合、比较、以及其它操作的光、电或者磁信号。已经不时地方便证明，原则上由于通常使用的原因，是指诸如位、值、元件、符号、字符、术语、数量等的这些信号。
在下面的描述中，将参照可以作为程序模块或功能性过程被实现的操作的动作和符号表示(例如，在流程图的形式)描述示例性实施例，包括例程、程序、对象、组件、数据结构等，当被执行地执行特定任务或实现特定抽象数据类型时，并且可以使用在现有网络元件处的现有硬件实现。这种现有的硬件可以包括一个或多个中央处理单元(CPU)、数字信号处理器(DSP)、应用程序特定集成的电路、现场可编程门阵列(FPGA)、电脑等。
然而，应当牢记的，所有这些和类似的术语是与适当的物理量相关联，并且仅仅是应用于这些量的方便的标记。除非另有特别声明，或从讨论中显而易见的，诸如“处理”或“运算”或“计算”或“确定”或“显示”或类似术语是指计算机系统或类似的电子计算装置的动作和过程，其操作和转换在计算机系统的寄存器和存储器中表示的数据为物理的、电子的数量到类似地表示为在计算机系统存储器或寄存器或其他这样的信息存储、传输或显示设备内的物理量的其他数据。
还要注意，示例性实施例的软件实现方面通常是被编码在一些形式的有形(或者记录)存储介质上。有形存储介质可以是磁性的(例如，软盘或者硬盘驱动器)或者光学的(例如压缩光盘只读存储器，或者″CD ROM″)，并且可以是只读的或者是随机存取的。
通常地，当机器终端链接到高电压直流电源上时，使用用于初始位置检测的基于高频注入(HFI)的自感测(self-sensing)方法。然而，在至少一个示例性实施例中，在初始位置检测处理过程中没有连接高电压直流电源。替代地，使用存储在直流总线电容器中的能量。
至少一个示例性实施例公开了一种系统，该系统配置为在没有大功率电源的情况下检测IPMSM的初始位置。大功率电源可以是在直流总线上提供持续电力(例如500V)的电池。在示例性实施例中，直流总线电容器从例如48V的便携式电池的小功率电源建立直流电压。小功率电源可以提供给控制器。用于由控制器执行的检测的能量为由直流总线电容器建立的直流电压。一旦高频电压被注入，由直流总线电容器建立的直流电压就耗散。
在至少一个示例性实施例中，直流总线电容器被预充电至某一电压水平，以使定子铁芯饱和作为能量源。
至少一个示例性实施例公开了一种驱动系统，包括：电动机，所述电动机包括转子，所述电动机被配置为接收测得电流；控制器，所述控制器被配置为在静止参考系下生成用于所述电动机的电压，所述测得电流基于该电压；滤波器，所述滤波器被配置为基于测得电流获取转子的位置信息；以及非线性观测器，所述非线性观测器被配置为基于该位置信息在静止参考系中估算电动机的转子位置。控制器被配置为至少部分地基于估算的转子位置控制所述电动机。
在示例性实施例中，其中所述非线性观测器被配置为以小于10kHz的频率对测得电流进行采样。
在示例性实施例中，其中所述非线性观测器被配置为以约5kHz的频率对位置信息进行采样。
在示例性实施例中，所述控制器被配置为生成具有500Hz频率的电压。
在示例性实施例中，所生成的电压消散直流(DC)总线电容器上的电压。
在示例性实施例中，所述非线性观测器被配置为在直流总线电容器的一个放电循环期间估算所述转子位置。
在示例性实施例中，所述系统还包括倒相器，所述倒相器被配置为基于脉冲宽度调制(PWM)向电动机提供三相电流。
在示例性实施例中，所述非线性观测器被配置为以比PWM频率相对更大的采样频率估算所述转子位置。
在示例性实施例中，所述滤波器包括：匹配滤波器，所述匹配滤波器被配置为从测得电流中滤除噪音；以及同步参考系滤波器，所述同步参考系滤波器被配置为从滤波后的测得电流中提取转子的位置信息。
在示例性实施例中，所述匹配滤波器被配置为保持测得电流的波形的基波能量。
在示例性实施例中，所述匹配滤波器被配置为保持测得电流的波形的正弦形状。
至少一个示例性实施例公开了一种估算电动机中的转子位置的方法。所述方法包括：在静止参考系中生成用于电动机的电压，所生成的电压具有频率；获取用于电动机的测得电流，所述测得电流基于所生成的电压；对测得电流进行滤波以获取转子的位置信息；以及基于所述位置信息在静止参考系中确定转子位置的估算值。
在示例性实施例中，确定估算值的步骤包括以小于10kHz的频率对所述位置信息进行采样。
在示例性实施例中，确定估算值的步骤包括以约5kHz的频率对所述位置信息进行采样。
在示例性实施例中，生成电压的步骤生成具有500Hz频率的电压。
在示例性实施例中，所生成的电压消散直流(DC)总线电容器上的电压。
在示例性实施例中，确定转子位置的估算值的步骤在直流总线电容器的一个放电循环期间估算所述转子位置。
在示例性实施例中，所述滤波步骤包括：从测得电流中滤除噪音；以及利用同步参考系滤波器从滤波后的测得电流中提取转子的位置信息。
在示例性实施例中，所述滤除噪音的步骤保持测得电流的波形的基波能量。
在示例性实施例中，所述滤除噪音的步骤保持测得电流的波形的正弦形状。
至少一个示例性实施例公开了一种确定永磁同步电机(PMSM)的磁体的极性的方法。所述方法包括：生成持续第一时间周期的用于PMSM的交替的正直流电压和负直流电压；基于所生成的正直流电压和负直流电压分别确定PMSM的第一电流响应和第二电流响应；以及根据第一电流响应和第二电流响应确定磁体的极性。
在示例性实施例中，所述极性基于所述第一电流响应和第二电流响应中的最高的电流响应。
图1A示出了一种驱动系统，该驱动系统包括：电动机，所述电动机包括转子，所述电动机被配置为接收测得电流；控制器，所述控制器被配置为在静止参考系下生成用于电动机的电压，测得电流基于该电压；滤波器，所述滤波器被配置为基于测得电流获取转子的位置信息；以及非线性观测器，所述非线性观测器被配置为基于该位置信息在静止参考系中估算电动机的转子位置。控制器被配置为至少部分地基于估算的转子位置控制电动机。
根据示例性实施例，图1A示出了用于控制诸如电动机155(例如，内永磁同步电动机(IPMSM))或其它交流电机的IPM电机的驱动系统100。驱动系统100也可称作IPMSM驱动系统。
应当理解，驱动系统100可以包括图1A中没有示出的额外的特征。例如，驱动系统100可以包括转子磁体温度估算模块、电流整形模块和终端电压反馈模块。图1A中示出的特征是为了便于描述驱动系统100而示出的，并且应当理解，驱动系统100不应被限定于图1A中示出的特征。
系统100包括电子模块、软件模块或者包括二者。在示例性实施例中，驱动系统100包括电子数据处理系统101，以支持一个或多个软件模块的软件指令的存储、处理或执行。电子数据处理系统101由图1A中的虚线指示显示，并且在图1B中更详细地示出。
数据处理系统101联接至倒相电路150。倒相电路150可以为三相倒相器。倒相电路150包括半导体驱动电路，该半导体驱动电路驱动或者控制半导体(例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或其它功率晶体管)的开关，以输出用于电动机155的控制信号。依次地，倒相电路150联接至电动机155。电动机155与传感器180a、180b和180c相关联。
在整个说明书中，传感器180a、180b和180c被称为电流变送器。然而，应当理解，传感器180a、180b和180c也可以为其它类型的电流传感器。
电流变送器180a、180b和180c和电动机155联接至数据处理系统101，以提供例如反馈数据(例如，电流反馈数据，例如相电流值ia、ib和ic)、原始位置信号、以及其它可能的反馈数据或信号。虽然只示出了三个电流变送器180a、180b和180c，然而应当理解，驱动系统100可以用两个电流变送器实施。
数据处理系统101包括软件控制器102、变流器160、脉冲宽度生成模块145、匹配滤波器和同步参考系滤波器(SRFF)168和非线性高增益观测器170和速度计算器175。系统100还包括高压生成器/注入器172。
高压生成器/注入器172将在载波频率wC(例如，500Hz)下旋转的高频电压矢量Vdq_inj注入IPMSM的静止参考系中。正如应当理解的，参考系指的是用于呈现和测量诸如电动机的转子、电动机的静子或者二者的位置(例如，角旋转位置)、速度、扭矩、电参数和定向等特征的坐标系。在静止参考系中，从静止的观测者的视点观测转子、静子或者二者的位置(例如，角旋转位置)、旋转速度、扭矩、电参数和定向。静止的参考系可以指参考系与电动机的静子对准的参考系，或者d轴和q轴不随转子旋转的参考系。对于转子或静子，静止的参考系与旋转的参考系相互排斥。
在旋转参考系中，多相电动机的瞬时静子电流可以在笛卡尔坐标系中表示为单个复合的静子电流矢量。如果派克变换(Park transform)或类似的变换应用于复合的静子电流矢量，那么参考系具有直轴(d轴)和正交轴(q轴)分量，它们绕转子通量位置(例如，磁场中的局部最大值)旋转。对于具有附接至转子的永磁体的电动机，转子通量位置不会相对于转子改变，这与在某些转子中使用的电磁体的情况相反。
一旦直流总线电容器187被小功率电源190(例如，48V)充电，那么高压生成器/注入器172注入高频。小功率电源190可与大功率电源互换，并且可以从系统100中分离。注入的电压来自直流总线电容器187上的电压，但是在其被注入电动机155之前被倒相电路150调制。
如图1C所示，注入的高频电压为正弦型，参照静止的d-q参考系，并且它们具有500Hz的频率。
软件控制器102、变流器160、脉冲宽度生成模块145、匹配滤波器和同步参考系滤波器(SRFF)168、非线性高增益观测器170和速度计算器175为软件模块。虽然软件控制器102、变流器160、脉冲宽度生成模块145、匹配滤波器和同步参考系滤波器(SRFF)168、非线性高增益观测器170和速度计算器175被描述为执行功能，但是应当理解，诸如数字信号处理器或微控制器的数据处理器被具体地编程，以执行软件控制器102、变流器160、脉冲宽度生成模块145、匹配滤波器和同步参考系滤波器(SRFF)168、非线性高增益观测器170和速度计算器175。例如，数据处理器264被具体地编程以实现软件控制器102、变流器160、脉冲宽度生成模块145、匹配滤波器和同步参考系滤波器(SRFF)168、非线性高增益观测器170和速度计算器175，如在图1B中将描述的那样。
控制器102包括速度调整器105、基础扭矩查找表(look-up table，LUT)110、扭矩处理器115、比例计算器120、q轴电流(iq)指令LUT 125、d轴电流(id)指令LUT 130、电流调整器135、电压补偿器137和旋转系/静止系转换器140。
在示例性实施例中，速度调整器105接收代表估算的转子速度和指令转子速度之间的差值的数据作为输入。
指令转子速度可以是通过车辆数据总线118由控制器(图1B中示出为266)赋予的输入。例如，如果操作人员想让电动机155在5000RPM的转速下工作，那么操作人员输入5000RPM给控制器，并且车辆数据总线118输入指令转子速度给控制器102。速度调整器105将接收的输入数据转换为扭矩指令Tcmd。
虽然在整个说明书中使用术语指令，但是应当理解，指令是指目标值。
基础扭矩LUT 110根据估算的转子速度确定基础扭矩值Tbase。
从估算的转子速度中，基础扭矩值分别与具有公称的(nominal)DC总线电压电平的离散的速度点相关。换句话说，二维的基础扭矩LUT110根据电动机的特征化过程建立。在IPM电动机特征化过程期间，每个转子轴速度具有最大输出扭矩，该最大输出扭矩被定义为在该速度下的基础扭矩。因而，基础扭矩也可称为峰值扭矩。
基础扭矩LUT 110输出相关的基础扭矩值，作为基础扭矩值Tbase输出给扭矩处理器115。
扭矩处理器115接收基础扭矩值Tbase和扭矩指令Tcmd。扭矩指令Tcmd可以以牛·米(Nm)为单位。
扭矩处理器115被配置为确定扭矩指令Tcmd的绝对值。扭矩处理器115被配置为将扭矩指令Tcmd的绝对值转换为基础扭矩值Tbase的百分比Torq_Perc。扭矩处理器115输出百分比Torq_Perc给q轴电流(iq)指令LUT125和d轴电流(id)指令LUT 130。
除了将估算的转子速度发送给基础扭矩LUT 110，速度计算器175还将估算的转子速度发送给比例计算器120。
除了接收估算的转子速度比例计算器120还被配置为接收测得的工作直流总线电压值。测得的工作直流总线电压值由电压传感器185提供，该电压传感器185测量倒相电路150中的直流总线。倒相电路150由直流(dc)电压总线供电。比例计算器120将由电压传感器185提供的工作直流总线电压VDC调整为检测的工作转子轴速度比，如下式所示：
其中，Tratio是由经调整的检测的工作直流总线电压与检测的工作转子轴速度之比，并且Y为一个系数。例如，系数Y可以为0.9。比率Tratio为由比例计算器120给d-q轴电流指令LUTs 125和130的输出。直流总线电容器电压也可称为直流总线电压VDC。结果，直流总线电容器电压可与直流总线电压VDC互换。
q轴电流(iq)指令LUT 125和d轴电流(id)指令LUT 130被配置为接收所述比率Tratio。q轴电流指令LUT 125和d轴电流指令LUT 130分别存储q轴和d轴电流指令，每个电流指令与一对比率以及扭矩百分比值相关。q轴电流指令LUT 125和d轴电流指令LUT 130的建立可通过使用任何已知的方法实现。
d-q轴电流是指直轴电流和正交轴电流，如在诸如电动机155的矢量控制交流电机的上下文中的可应用的。
d轴电流指令LUT 130被配置为输出与接收到扭矩百分比Torq_Perc和比率Tratio相关的d轴电流指令如图1A所示，d轴电流指令为给电流调整器135的输出。
q轴电流指令LUT 125被配置为输出与接收到扭矩百分比Torq_Perc和比率Tratio相关的q轴电流指令
应当理解，和为用于电动机155的静子的电流指令。
虽然q轴电流指令LUT 125和d轴电流指令LUT 130被图示和描述为LUTs，但是应当理解，q轴电流指令LUT 125和d轴电流指令LUT 130可以实现为将各自的扭矩指令与相应的直轴和正交轴电流关联起来的一组方程实现，或者实现为将各自的扭矩指令与相应的直轴和正交轴电流关联起来的一组规则(例如，假设式(if-then)规则)。
如图1A所示，q轴电流指令被输出至电流调整器135。
电流调整器135能够与脉冲宽度调制(PWM)生成模块145(例如，空间矢量PWM生成模块)通信。电流调整器135接收用于静子的相应的d-q轴电流指令(例如，和)和测得的d-q轴电流(例如，isq和isd)，并且输出相应的预补偿的d-q轴电压指令v′d和v′q给电压补偿器137。
电压补偿器137提供电压调节数据，以调节预补偿的d-q轴电压指令v′d和v′q，并输出d-q轴电压指令和应当理解，电压补偿器137可以通过使用诸如电流前馈补偿的任何已知的方法来生成d-q轴电压指令(例如，和指令)。
变流器140接收d-q轴电压指令和并且执行反向派克变换，以生成α-β轴电压指令和虽然至少一个示例性实施例是使用α-β轴描述的，但是应当理解，也可以通过使用d-q轴或控制矢量的三相表示来实现示例性的实施例。如已知的，d-q是指旋转系，而α-β是指静止系。
在示例性实施例中，PWM生成模块145将d轴电压和q轴电压数据(和)从两相数据表示转换为用于例如电动机155的控制的三相表示(例如，三相电压表示，例如va*、vb*和vc*)。PWM生成模块145的输出联接至倒相电路150。
倒相电路150包括功率电子器件，例如开关半导体，以产生、改变或控制施加于电动机155的调制脉冲宽度的信号或其它交流信号(例如，脉冲、方波、正弦波或其它波形)。PWM生成模块145向倒相电路150中的激励级提供输入。倒相电路150的输出级提供用于电动机155的控制的脉宽调制的电压波形或其它电压信号。在示例性实施例中，倒相器150由直流(dc)电压总线电压VDC供电。
电流变送器180a、180b和180c分别测量施加于电动机155的三相电流数据ia、ib和ic。三相电流数据ia、ib和ic为采样值。三相电流数据ia、ib和ic可以在频率等于或小于10kHz(例如5kHz)的情况下采样。
变流器160可以应用Clarke变换或其它转换方程(例如，某些适合的并且为本领域技术人员所知的转换方程)，以根据来自电流变送器180a、180b和180c的电流数据ia、ib和ic和来自非线性的高增益观测器170的估算的转子位置将测得的电流的三相表示转换为电流的两相表示isq和isd。
变流器160输出测得的d-q轴电流(例如，isq和isd)。变流器160的输出联接至电流调整器135。
匹配滤波器和SRFF 168从电流变送器180a、180b和180c接受测得的电流的三相表示ia、ib和ic。基于测得的电流的三相表示ia、ib和ic，匹配滤波器和SRFF 168被配置为输出测得的电流的两相表示idqs_f+idqs_c的逆序(negative sequence)信号idqs_n。逆序信号idqs_n代表转子的位置信息。
非线性高增益观测器170接收逆序信号idqs_n，并且向速度计算器175和变流器160输出估算的转子位置如下面将更详细描述的。
速度计算器175可以将由非线性高增益观测器170提供的估算的转子位置转换为估算的转子速度
在图1B中，电子数据处理系统101包括电子数据处理器264、数据总线262、数据存储装置260和一个或多个数据端口(268、270、272和274)。数据处理器264、数据存储装置260和一个或多个数据端口联接到数据总线262上，以支持在数据处理器264、数据存储装置260和一个或多个数据端口的两两之间或三者之间的数据通信。
在示例性实施例中，数据处理器264可以包括电子数据处理器、数字信号处理器、微处理器、微控制器、可编程逻辑阵列、逻辑电路、算术逻辑单元、专用集成电路、数字信号处理器、比例-积分-微分(PID)控制器或其它数据处理装置。
数据存储装置260可以包括用于存储数据的任何磁的、电子的、光学的装置。例如，数据存储装置260可以包括电子数据存储装置、电子存储器、非易失性电子随机存取存储器、一个或多个电子数据寄存器、数据锁存器、磁盘驱动器、硬盘驱动器、光盘驱动器等等。
此外，在一个示例性实施例中，数据存储装置260可以存储由数据处理器264实现或执行的软件控制器102、变流器160、脉冲宽度生成模块145、匹配滤波器和同步参考系滤波器(SRFF)168和非线性高增益观测器170和速度计算器175。数据处理器264可以访问数据存储装置260，并执行软件控制器102、变流器160、脉冲宽度生成模块145、匹配滤波器和同步参考系滤波器(SRFF)168和非线性高增益观测器170和速度计算器175。
如图1B所示，数据端口包括第一数据端口268、第二数据端口270、第三数据端口272和第四数据端口274，然而可以使用任何合适数量的数据端口。每个数据端口例如可以包括收发器和缓冲存储器。在示例性实施例中，每个数据端口可以包括串行或并行输入/输出端口。
在如图1B所示的示例性实施例中，第一数据端口268连接到车辆数据总线118上。依次地，车辆数据总线118联接到控制器266。在一种构造中，第二数据端口270可以联接到倒相电路150；第三数据端口272可以联接到电压传感器185；并且第四数据端口274可以联接到变送器180a和180b。
在数据处理系统101的示例性实施例中，速度调整器105与电子数据处理系统101的第一数据端口268相关联，或者由电子数据处理系统101的第一数据端口268支持。第一数据端口268可以联接到车辆数据总线118，例如控制器局域网(CAN)数据总线。车辆数据总线118可以将带有扭矩指令的数据总线信息通过第一数据端口268提供给速度调整器105。车辆的操作人员可以通过用户界面，例如节流阀、踏板、控制器226或其它控制装置，生成扭矩指令。
图2A示出了图1A中示出的匹配滤波器和SRFF 168的示例性实施例。匹配滤波器和SRFF 168包括被配置为用于从测得电流中滤除噪音的匹配滤波器和被配置为从滤波后的测得电流中提取转子的位置信息的同步参考系滤波器。
如图2A所示，匹配滤波器和SRFF 168包括匹配滤波器168a和SRFF168b。匹配滤波器168A包括多个匹配滤波器169a、169b和169c和变流器169d。
注入的电压为具有高载波频率的正弦型。由于机器中存在的因素，注入的电压经过一段时间将衰减。由于电流传感器180a、180b和180c可能因宽的感测范围而具有低分辨率(0.6A/bit)，因此高频电流响应的信噪比(signal-to-noise，SNR)很低。低的SNR将影响估算的初始位置的精度。为了提供估算的精度，匹配滤波器168a被使用以滤除电流传感器的噪音，并且在载波频率(500Hz)下提取衰减的正弦型电流响应。
匹配滤波器168a接收测得的电流的三相表示ia、ib和ic。匹配滤波器169a、169b和169c分别接收测得的电流的三相表示ia、ib和ic，并生成过滤后的值ia_filtered、ib_filtered和ic_filtered。
匹配滤波器168a为线性时不变(linear time invariant，LTI)系统，其被设计为检测具有已知形状的波形。在示例性实施例中，匹配滤波器168a被设计为检测已知的注入的压力波形。在电流ia、ib和ic的测量期间，测量受到噪音n(t)影响。如果噪音为白噪音，那么接收某一信噪比(SNR)的匹配滤波器168a被表示为：
H(f)＝kS*(f) (1)
其中，H为滤波系统的傅里叶变换(FT)，并且S*为噪音被移除的信号s(t)的FT的共轭。信号s(t)为测得的电流的三相表示ia、ib和ic。系数k被选定为使得信号能量不变。通常地，k可以为任何非零的实值。在示例性实施例中，k被选定为使得信号的能量不变。结果，如果输入信号s(t)为没有任何噪音的纯500Hz正弦曲线，那么输出信号是精确的s(t)。
匹配滤波器169a、169b和169c基于离散时域，并且在离散时域中由数个状态固定器(holder)构成。例如，在第五阶匹配滤波器H(z)中，参数a、b、c、d和e基于待检测的波形确定。更具体地，参数a、b、c、d和e构建傅里叶变换为H的滤波系统。傅里叶变换H由控制器102通过反傅里叶变换确定。参数a、b、c、d和e由控制器102根据傅里叶变换H确定。
变流器169d对过滤后的值ia_filtered、ib_filtered和ic_filtered执行派克变换，以生成电流值idqs_f+idqs_c。电流值idqs_f+idqs_c为SRFF 168b的输入。
在电流值idqs_f+idqs_c中的下标s表示静止系，其意味着d-q轴与α-β轴相同。下标c表示载波频率，该载波频率为用于初始位置检测而注入的高频率。下标f表示电动机155旋转的基频。匹配滤波器169a、169b和169c的阶和带宽并不限于第五阶。例如，匹配滤波器169a、169b和169c可以为第十阶匹配滤波器。
George L.Turin于1960年在《无线电工程师学会信息理论学报(IRETransactions on Information Theory)》上发表的文章“匹配滤波器入门(AnIntroduction to Matched Filters)”中对匹配滤波器做出了进一步的描述，其全部内容通过引用引入本文中。
如所描述的，匹配滤波器168a被配置为保持测得电流的波形的基波能量(fundamental energy)，并且保持测得电流的波形的正弦形状。
图2B示出了SRFF 168b和具有注入电压的逆序列提取的示例性实施例。在图2B中，idqs_s为如图所示，SRFF 168b包括高通滤波器205、转换器210和低通滤波器215。
高通滤波器205接收变流器169d的输入idqs_s。更具体地，idqs_s包括三个分量：逆序列、零频率序列和正序列。高通滤波器205滤除代表电动机速度的零频率序列。转换器210旋转(rotate)剩余的两个分量。换句话说，转换器210使逆序列前移。低通滤波器215滤除正序列，并且从而滤除逆序列idqs_n。逆序列idqs_n的相角代表在静止系中转子的位置信息。
返回参考图1A，非线性高增益观测器170接收逆序列idqs_n。在示例性实施例中，非线性高增益观测器170在一个电容放电循环期间确定电动机的初始位置。
非线性高增益观测器170使用逆序列idqs_n执行下面的公式：
其中为估算的转子位置角，θe为测得的转子位置角，为估算的转子电机转速(rotor electrical speed)，γ2和γ1为在非线性高增益观测器170的调谐期间被调整的增益，ε为跟踪误差，和为来自非线性高增益观测器170(观测器输出)的估算的位置和速度，θe为嵌入在逆序电流响应中的实际机器位置。增益γ2和γ1由已知的李雅普诺夫(Lyapunov)(直接法)稳定性分析确定。下标e表示电气特性。
应当理解，非线性高增益观测器170可实现为与相关联的处理器一起使用的硬件或软件，以执行方程(2)-(4)。
如下所述，初始转子位置由高频旋转电压矢量激励的注入来确定。磁轴的位置可以通过使用由载波信号电压和空间显著性(saliency)之间的相互作用产生的载波信号电流来估算。电压注入可以为：
在示例性实施例中，d轴感应系数(inductance)Ld与q轴感应系数Lq不同。通过使用该高频注入，电阻的下降可以忽略，并且由注入的旋转的载波频率电压矢量和显著性(即，Ld≠Lq)之间的相互作用产生的载波频率电流由下式给出：
其中，为由于高频电压注入引起的高频电压响应，为正序高频电流(第一谐波)，ωc为载波频率(与注入的高频电压频率相同的频率)，为逆序高频电流(第一谐波)，θr为转子位置，为正序高频电流(第二谐波)，φ为相移，其中下标p表示正，n表示负。
图3示出了根据示例性实施例的估算电动机中转子位置的方法。该方法包括在静止参考系中生成用于电机的电压、获得用于电机的测得电流(该测得电流基于所生成的电压)、过滤测得电流以获得转子的位置信息、以及根据位置信息在静止参考系中确定转子位置的估值。
图3的方法可以在无传感器的驱动系统(例如如图1A所示的驱动系统100)中实施。在图3的方法中，直流总线电容器(例如，电容器187)从诸如48V便携式电池的小功率电源(例如，小功率电源190)建立直流电压。小功率电源可针对控制器提供。用于由控制器执行的检测的能量为由直流总线电容器建立的直流电压。一旦高频电压被注入，由直流总线电容器建立的直流电压就耗散。
在步骤S305中，驱动系统产生注入电压，并且应用该注入电压。例如，参考图1A，高压生成器/注入器172将在载波频率wC(例如，500Hz)下旋转的高频电压矢量Vdq_inj注入IPMSM的静止参考系中。这使在直流(DC)总线电容器上的电压耗散。
返回参考图3，在步骤S310，驱动系统获得测得电流。例如，电流变送器180a、180b和180c分别测量施加于电动机155的三相电流数据ia、ib和ic。
变流器160可以应用Clarke变换或其它转换方程(例如，某些适合的并且为本领域技术人员所知的转换方程)，以根据来自电流变送器180a、180b和180c的电流数据ia、ib和ic将测得的电流的三相表示转换为电流的两相表示
在步骤S315，系统对测得的电流进行过滤。例如，匹配滤波器和SRFF168接收测得的电流的两相表示基于测得的电流的两相表示匹配滤波器和SRFF 168被配置为输出测的的电流的两相表示的逆序信号idqs_n。逆序信号idqs_n代表转子的位置信息。因此，过滤噪音保持测得电流的波形的基波能量，并且保持测得电流的波形的正弦形状。
在步骤320，系统根据过滤后的测得电流估算转子位置。例如，非线性高增益观测器170接收逆序信号idqs_n，并且向速度计算器175和变流器160输出估算的转子位置确定可以发生在直流总线电容器的一个放电循环期间。
图4示出了根据示例性实施例的确定永磁同步电机(PMSM)的磁体的极性的方法。该方法包括生成持续第一时间周期的用于PMSM的交替的正和负直流电压，根据产生的正和负直流电压分别确定PMSM的第一和第二电流响应，以及根据第一和第二电流响应确定磁体的极性。
图4的方法可以在无传感器的驱动系统(例如如图1A所示的驱动系统100)中实施。图4的方法可以与图3的方法同时执行或者不同时执行。
在步骤S405，系统在一段很短的时间量(10-15个切换周期)内将具有相反的空间方向的两个交替的正和负直流电压(例如，15V)分开地注入到估算的d轴上。例如，注入器172可以提供注入电压。随后，与单个切换周期相反，具有多个切换周期的电压脉冲被注入。用于极性检测而注入的电压是注入在机器的估算的d轴上的恒定的电压。
在步骤S410，系统根据注入的电压确定第一和第二电流响应。更具体地，一伏秒(Volt-sec)与磁通量的方向一致，由此提高了定子铁芯的磁化程度，并且驱动直轴感应达到更深的饱和度。另一个伏秒与磁通量的方向相反。这趋于降低定子铁芯的饱和度，并且让d轴感应增加。注入电压的伏秒值是一致的，电流响应的幅度随着各自的感应值的不同而不同。
在步骤S415，系统根据第一和第二电流响应确定转子的极性。更具体地，具有更高幅度的电流响应表示转子轴的正方向。
如上所述，本发明人已经发现一种系统，其被配置为在不需要大功率电源的情况下检测IPMSM的初始位置。
至少一个示例性实施例公开了一种用于无传感器的IPMSM驱动系统的转子位置估算的扩展的基于反电动势(back EMF)的适合的QSMO。本发明人已经发现具有传统的切换函数(例如，符号函数的)的离散时间滑动模态观测器(DSMO)将保持严密的控制，以迫使状态轨迹紧贴滑动表面，即使是在边界层宽度内存在跟踪误差的情况下。这会导致稳定状态期间的颤震(chattering)问题。为了减轻该颤震问题，并且为了获得全局的稳定性以及在有限边界层内的受限制的运动，可以使用切换函数。切换函数引起在稳定状态的DSMO的准滑动模态运动。由于IPMSM的扩展的反EMF的幅度随着载荷和速度二者的变化而变化，因此这些参数允许比传统的SMOs更好的性能。
至少一个示例性实施例公开了一种估算电动机中转子位置的方法。所述方法包括：在静止参考系下生成用于电动机的电压；获取用于电动机的测得电流，所述测得电流基于所生成的电压；对测得电流进行滤波以获取转子的位置信息；以及基于所述位置信息在静止参考系中确定转子位置的估算值。
至少一个示例性实施例公开了一种确定永磁同步电机(PMSM)的磁体极性的方法。所述方法包括：生成持续第一时间周期的用于PMSM的交替的正和负直流电压；基于所生成的正和负直流电压分别确定PMSM的第一和第二电流响应；以及根据第一和第二电流响应确定磁体的极性。
由此已经描述了示例性实施例，显而易见的是这些实施例可以以许多方式改变。这些变化并不视为脱离示例性实施例的精神和范围，并且正如对本领域技术人员显而易见地，所有这些改变都包括在权利要求书的范围内。
Claims (20)
1.一种驱动系统，包括：
电动机(155)，所述电动机包括转子，所述电动机被配置为接收测得电流；
控制器(102)，所述控制器被配置为在静止参考系下生成用于所述电动机的电压，所生成的电压具有频率并且所述测得电流基于该电压；
滤波器(168)，所述滤波器被配置为基于测得电流获取转子的位置信息；以及
非线性观测器(170)，所述非线性观测器被配置为基于所述位置信息在所述静止参考系中估算电动机的转子位置，所述位置信息包括来自所述滤波器的测得电流的两相表示的逆序信号idqs_n，
所述控制器(102)进一步配置为至少部分地基于估算的转子位置控制所述电动机。
2.根据权利要求1所述的驱动系统，其中所述非线性观测器被配置为以小于10kHz的频率对位置信息进行采样。
3.根据权利要求2所述的驱动系统，其中所述非线性观测器被配置为以约5kHz的频率对位置信息进行采样。
4.根据权利要求1所述的驱动系统，其中所述控制器被配置为生成具有500Hz频率的电压。
5.根据权利要求1所述的驱动系统，其中所生成的电压消散直流(DC)总线电容器上的电压。
6.根据权利要求5所述的驱动系统，其中所述非线性观测器被配置为在直流总线电容器的一个放电循环期间估算所述转子位置。
7.根据权利要求1所述的驱动系统，还包括：
倒相器，所述倒相器被配置为基于脉冲宽度调制(PWM)向所述电动机提供三相电流。
8.根据权利要求7所述的驱动系统，其中所述非线性观测器被配置为以比PWM频率相对更大的采样频率估算所述转子位置。
9.根据权利要求1所述的驱动系统，其中所述滤波器包括，
匹配滤波器，所述匹配滤波器被配置为从测得电流中滤除噪音；以及
同步参考系滤波器，所述同步参考系滤波器被配置为从滤波后的测得电流中提取转子的位置信息。
10.根据权利要求9所述的驱动系统，其中所述匹配滤波器被配置为保持测得电流的波形的基波能量。
11.根据权利要求9所述的驱动系统，其中所述匹配滤波器被配置为保持测得电流的波形的正弦形状。
12.一种估算电动机中的转子位置的方法，所述方法包括下述步骤：
在静止参考系中生成用于电动机的电压，所生成的电压具有频率；
获取用于电动机的测得电流，所述测得电流基于所生成的电压；
对测得电流进行滤波以获取转子的位置信息，所述位置信息包括测得电流的两相表示的逆序信号idqs_n；以及
通过非线性观测器基于所述位置信息在静止参考系中确定转子位置的估算值。
13.根据权利要求12所述的方法，其中确定估算值的步骤包括以小于10kHz的频率对所述位置信息进行采样。
14.根据权利要求13所述的方法，其中确定估算值的步骤包括以约5kHz的频率对所述位置信息进行采样。
15.根据权利要求12所述的方法，其中生成电压的步骤生成具有500Hz频率的电压。
16.根据权利要求12所述的方法，其中所生成的电压消散直流(DC)总线电容器上的电压。
17.根据权利要求16所述的方法，其中确定转子位置的估算值的步骤在直流总线电容器的一个放电循环期间估算所述转子位置。
18.根据权利要求12所述的方法，对测得电流进行滤波的步骤包括：
从测得电流中滤除噪音；以及
利用同步参考系滤波器从滤波后的测得电流中提取转子的位置信息。
19.根据权利要求18所述的方法，其中滤除噪音的步骤保持测得电流的波形的基波能量。
20.根据权利要求18所述的方法，其中滤除噪音的步骤保持测得电流的波形的正弦形状。
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