CN103986359B

CN103986359B - 电力转换装置

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Publication number: CN103986359B
Application number: CN201410050416.4A
Authority: CN
Inventors: 吉川功
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2013-02-13
Filing date: 2014-02-13
Publication date: 2018-11-30
Anticipated expiration: 2034-02-13
Also published as: US8861240B2; JP2014155395A; JP6098207B2; US20140226384A1; CN103986359A; DE102014100717A1

Abstract

一种电力转换装置，具备双向开关，该双向开关插入安装于串联连接且被相互关联地进行导通关断驱动来转换直流电压的一对或多对半导体开关元件的串联连接点与电源部之间，将上述半导体开关元件钳位在上述直流电压的中间电位点，该电力转换装置用于防止上述半导体开关元件进行关断动作时上述双向开关损坏。将上述半导体开关元件进行关断动作时在上述双向开关处产生的感应电动势抑制为上述双向开关开始正向恢复时的栅极电压与栅极阈值电压之差以下，从而防止上述双向开关正向恢复时的异常电压上升。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及一种在成对的半导体开关元件的串联连接点与电源部之间插入安装有双向开关的中性点钳位(NPC)式电力转换装置。

背景技术

作为小型且高效的电力转换装置，已知一种逆变器，该逆变器对串联连接的一对半导体开关元件以相互关联的方式进行导通关断(ON/OFF)驱动来转换直流电压。其中尤其是以三电平逆变器为代表的多电平逆变器与一般的两电平逆变器相比在实现小型化、高效化的方面具有很多优点。顺带一提，三电平逆变器也被称为中性点钳位式(NPC；NeutralPoint Clamped)逆变器。如果将上述直流电压设为Vin，则针对该中性点的输出电压为±Vin/2以及0这三个值。因而，使用了三电平逆变器的三相逆变器中的输出电压取±Vin、±Vin/2以及0这五个值。由此，生成接近正弦波的交流电压(例如参照专利文献1、2)。

图1表示构建了三相交流用电力转换装置的改进型NPC式逆变器的概要结构图。该逆变器(电力转换装置)具备三对(六个)半导体开关元件(例如IGBT：Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)Q1、Q2～Q6，这三对半导体开关元件分别串联连接而形成三组半桥电路，被相互关联地进行导通关断驱动来转换直流电压Vin。这些半桥电路并联连接而构成针对三相交流的全桥电路。此外，图中D1、D2～D6是被设置成与上述各半导体开关元件Q1、Q2～Q6分别反并联的多个续流二极管(free-wheeling diode)。另外，在上述各半桥电路的中间点与电源部之间，分别插入安装有将上述半导体开关元件Q1、Q2～Q6钳位在上述直流电压Vin的中性点(中间电位点；Vin/2)的三个双向开关S1、S2、S3。

这些双向开关S1、S2、S3例如图2的(a)所示那样由反并联连接的开关元件(例如IGBT)Q11、Q12以及与各开关元件Q11、Q12分别串联连接的二极管D11、D12构成。这些二极管D11、D12起到提高上述开关元件Q11、Q12的反向耐压的作用。另外，最近，将提高了反向耐压的开关元件(例如逆阻型IGBT)Q21、Q22如图2的(b)所示那样反并联连接来构建上述双向开关S1、S2、S3的情况也多(例如参照专利文献3、4)。

此外，也有时使用MOS-FET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应管)来代替上述IGBT作为上述半导体开关元件Q1、Q2～Q6，另外还有时使用逆阻型MOS-FET代替逆阻型IGBT来构建上述双向开关S1、S2、S3。

专利文献1：日本特开2012-253981号公报

专利文献2：日本特开2011-223867号公报

专利文献3：日本特开2011-193646号公报

专利文献4：日本特开2008-193779号公报

发明内容

发明要解决的问题

但是，随着上述IGBT、MOS-FET的开关速度的提高，NPC式逆变器中的各种部位处的布线电感越来越成为问题。例如当上述半导体开关元件(IGBT)Q1、Q2～Q6与上述双向开关(反向耐压IGBT)S1、S2、S3之间的布线电感大时，该半导体开关元件(IGBT)Q1、Q2～Q6进行关断动作时的浪涌电压变大。因此，上述半导体开关元件(IGBT)Q1、Q2～Q6以及上述双向开关(反向耐压IGBT)S1、S2、S3需要具备电压耐量高的特性。

但是在这种情况下，会招致上述半导体开关元件(IGBT)Q1、Q2～Q6等的大型化、成本提高的问题。因此，以往例如尝试了以下做法：将分别构成上述各半桥电路的一对半导体开关元件以及上述双向开关收纳在一个封装中来模块化，减小该半导体开关元件与双向开关之间的布线电感。

然而，在如上所述那样构成的NPC式逆变器中确认出，在上述半导体开关元件Q1、Q2～Q6的开关速度(关断速度)快的情况下，会产生如下现象：在该半导体开关元件Q1、Q2～Q6进行关断动作时上述双向开关会随着发热而发生元件损坏。为了消除这种问题，例如考虑增大针对双向开关的冷却装置，但是这自然是有限的。

本发明是考虑到这种情形而完成的，其目的在于提供一种即使在半导体开关元件的开关速度(关断速度)快的情况下也能够有效避免该半导体开关元件进行关断动作时的双向开关的元件损坏的电力转换装置。

用于解决问题的方案

本发明是着眼于半导体开关元件进行关断动作时的上述双向开关的行为而完成的。即，在半导体开关元件进行关断动作时，构成上述双向开关的元件(逆阻型IGBT或逆阻型MOS-FET)以二极管模式进行动作。此时，上述逆阻型IGBT(逆阻型MOS-FET)处于其栅极被正偏置而沟道打开的状态，在该状态下如图3的(a)所示那样从反向偏置状态切换为正向偏置状态。在此，图3示出了在上述半导体开关元件进行关断动作时施加于上述逆阻型IGBT(逆阻型MOS-FET)的电压(Vce)和流过该逆阻型IGBT的电流(Ic)的变化。

顺带一提，上述逆阻型IGBT(逆阻型MOS-FET)以上述的二极管模式进行动作的状态是与二极管的正向恢复相当的动作模式。而且确认出，在该动作模式下，若上述半导体开关元件的关断速度快，则会例如图3的(b)所示那样施加于上述逆阻型IGBT(逆阻型MOS-FET)的电压(Vce)异常地上升。于是，此时流过上述逆阻型IGBT(逆阻型MOS-FET)的电流(Ic)大，与此相应地该逆阻型IGBT(逆阻型MOS-FET)中的损耗变大。本发明是着眼于因这种现象导致发生元件损坏的情况而完成的。

因此，本发明所涉及的电力转换装置基本上构成为具备：一对或多对半导体开关元件，各对半导体开关元件串联连接而形成半桥电路，被相互关联地进行导通关断驱动来转换直流电压；多个续流二极管，该多个续流二极管被设置成与各半导体开关元件分别反并联；以及双向开关，其插入安装于上述半桥电路的中间点与电源部之间，将上述半导体开关元件钳位在上述直流电压的中间电位点，该电力转换装置进行设定，使得避免在上述半导体开关元件进行关断动作时上述双向开关变为关断状态。

而且，特别是在本发明中，特征在于，上述电力转换装置进行设定，使得将伴随上述半导体开关元件的关断动作而在上述双向开关正向恢复时产生的感应电动势抑制为上述双向开关开始正向恢复时的栅极电压与栅极阈值电压之差以下。

顺带一提，上述半导体开关元件是绝缘栅双极型晶体管即IGBT或者金属氧化物半导体场效应管即MOS-FET，而且上述双向开关由反并联连接的一对逆阻型IGBT或者逆阻型MOS-FET构成。此外，当然也能够使用以下结构的双向开关：将一对IGBT或MOS-FET反并联连接，并且在上述各IGBT或MOS-FET上分别串联连接二极管来提高耐压。

具体地说，以依赖于上述半导体开关元件的关断速度的上述双向开关的正向恢复速度与该双向开关的电感之积来求出上述双向开关正向恢复时产生的感应电动势，进行设定使得该感应电动势为上述栅极电压与上述栅极阈值电压之差以下。

另外，本发明所涉及的电力转换装置的特征在于，在上述的基本结构下，特别进行设定，使得在将伴随上述半导体开关元件的关断动作的上述双向开关开始正向恢复时的上述双向开关的栅极电压设为Vg、将栅极阈值电压设为Vg(th)、将上述双向开关的电感设为Le、将直到达到最大正向恢复电流为止的正向恢复电流的时间变化设为di/dt、将直到达到上述最大正向恢复电流为止的时间设为tr、将上述双向开关的栅极电阻设为Rg、将上述双向开关的栅极输入电容设为Cg、且正向恢复时的上述双向开关的集电极电压的上升延迟时间为上述栅极电压Vg降低到上述栅极阈值电压Vg(th)的时间的3倍左右时，满足以下的关系：

Vg-Vg(th)≥Le·(di/dt)[β/γ]·α

α=1-exp{-tr/(Rg·Cg)}

β=1-exp{-(2/9)tr/(Rg·Cg)}

γ=1-exp{-(2/3)tr/(Rg·Cg)}。

此时，在上述(β/γ)在[0<tr/(Rg·Cg)<∞]的范围内取[1/3～1]的值的情况下，也可以简单地设定为满足以下关系：

Vg-Vg(th)≥(1/3)·Le·(di/dt)·α

α=1-exp{-tr/(Rg·Cg)}。

另外，本发明所涉及的另一电力转换装置的特征在于，在上述的基本结构下进行设定使得满足以下关系：

Vg-Vg(th)≥Le·(di/dt)·α

α=1-exp{-tr/(Rg·Cg)}。

此时，也可以简单地设定为满足以下关系：

Vg-Vg(th)≥Le·(di/dt)。

顺带一提，通过使上述双向开关的栅极驱动电压从上述双向开关即将正向恢复起在产生正向恢复电流的时间变化的整个期间内上升，来实现满足上述各条件的设定。具体地说，通过对上述双向开关中的栅极电路的时间常数进行增大设定，例如通过在上述双向开关的栅极-发射极间或栅极-源极间插入安装电容器、或者对上述双向开关的栅极电路附加电感成分，来实现满足上述各条件的设定。

发明的效果

根据上述结构的电力转换装置，即使在半导体开关元件进行关断动作时产生因双向开关的正向恢复导致的感应电动势，上述双向开关的栅极电压也不会降低到使该双向开关关断的电压以下，上述双向开关会保持为导通状态。即，在上述半导体开关元件进行关断动作时流过上述双向开关的正向恢复电流发生变化的期间，该双向开关的栅极电压不会达到流通上述正向恢复电流所需的栅极电压。其结果，施加于上述双向开关的集电极电压不会急剧上升，从而能够避免正向恢复时异常电压上升。

因而，即使在上述半导体开关元件的开关速度(关断速度)快的情况下，也能够有效避免上述半导体开关元件进行关断动作时因伴随上述双向开关的正向恢复所产生的感应电动势导致的元件损坏。因此，能够不招致元件的大型化、成本提高等问题而实现高效的电力转换装置。

附图说明

图1是本发明所涉及的三相交流用的电力转换装置(改进型NPC式逆变器)的概要结构图。

图2是表示图1所示的电力转换装置中的双向开关的结构例的图。

图3是表示在半导体开关元件进行关断动作时施加于双向开关(逆阻型IGBT)的电压(Vce)和流过逆阻型IGBT的电流(Ic)的变化的图。

图4是用于说明半导体开关元件Q2进行关断动作时的双向开关S1的动作的电路图。

图5是将图4所示的电路等效简化来示出的图。

图6是表示发生因双向开关S1的正向恢复导致的电压异常产生时的电压和电流的变化的图。

图7是表示减小双向开关S1的发射极电感来避免因正向恢复导致的电压异常产生时的电压和电流的变化的图。

图8是表示正向恢复时的(β/γ)的变化的情形的图。

图9是表示预测双向开关S1的集电极电压的上升延迟来避免因正向恢复导致的电压异常产生时的电压和电流的变化的图。

图10是表示增大双向开关S1的栅极电感来避免因正向恢复导致的电压异常产生时的电压电流变化的图。

附图标记说明

Q1、Q2～Q6：半导体开关元件(IGBT)；D1、D2～D6：续流二极管；S1、 S2、S3：双向开关；Q21、Q22：逆阻型IGBT；RL：负载。

具体实施方式

下面，参照附图来说明本发明的一个实施方式所涉及的电力转换装置。

该实施方式所涉及的电力转换装置由改进型NPC式三相交流用逆变器构成。该逆变器(电力转换装置)基本上如图1所示那样具备串联连接而形成三组半桥电路的三对(六个)半导体开关元件(例如IGBT)Q1、Q2～Q6。对这些各半导体开关元件Q1、Q2～Q6，分别以反并联的方式设置有续流二极管D1、D2～D6。而且，在上述各半桥电路的中间点与电源部之间分别插入安装有双向开关S1、S2、S3。

在此，着眼于一个相(U相)来说明半导体开关元件(IGBT)Q2进行关断动作时的双向开关S1的动作。当着眼于如图4所示那样伴随U相的半导体开关元件Q2和V相的半导体开关元件Q3的导通动作而向负载RL的U-V相间供给电力的状态时，能够如图5所示那样等效简化地表示该状态。

此外，在图5中，Lm表示负载RL的电感(主电感)，Le1、Lc1、Lg1表示半导体开关元件(IGBT)Q2的发射极、集电极以及栅极的各电感，Rg1表示上述半导体开关元件(IGBT)Q2的栅极电阻。另外，Le2、Lc2、Lg2表示构成双向开关S1的元件(逆阻型IGBT)Q22的发射极、集电极以及栅极的各电感，Rg2表示上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极电阻。而且，Ls1、Ls2表示电源线上的U相和V相的布线电感。

参照该图5来说明上述元件(逆阻型IGBT)Q22中产生的正向恢复时的异常电压上升。在上述半导体开关元件(IGBT)Q2处于导通状态时、即进行关断动作之前，上述半导体开关元件(IGBT)Q2和上述元件(逆阻型IGBT)Q22均被施加有+15V的栅极电压。而且，主电流I从负载RL经由半导体开关元件(IGBT)Q2而流动。此时，上述元件(逆阻型IGBT)Q22的集电极-发射极间被施加反向电压，该元件(逆阻型IGBT)Q22处于关断状态。

当从该状态起向上述半导体开关元件(IGBT)Q2施加-15V的栅极电压而由此上述半导体开关元件(IGBT)Q2开始进行关断动作时，该半导体开关元件(IGBT)Q2的集电极电压开始上升。然后，当上述半导体开关元件(IGBT)Q2的集电极电压超过了该电力转换装置的电源电压Vin(270V)时，上述元件(逆阻型IGBT)Q22被施加正向电压。由此，原本流过上述半导体开关元件(IGBT)Q2的电流I作为上述元件(逆阻型IGBT)Q22的正向恢复电流而流入。这样经由上述元件(逆阻型IGBT)Q22而流入的正向恢复电流作为回流电流Ifw在与上述主电感Lm之间回流。

此时，直到上述回流电流(正向恢复电流)Ifw达到其最大值(最大正向恢复电流)为止的时间性变化di/dt被称为关断动作di/dt或正向恢复di/dt。该关断动作di/dt(正向恢复di/dt)主要由上述半导体开关元件(IGBT)Q2的开关速度(关断速度)决定。而且，根据该关断动作di/dt(正向恢复di/dt)和上述元件(逆阻型IGBT)Q22的发射极电感Le2而在该元件(逆阻型IGBT)Q22处产生感应电动势，使得上述元件(逆阻型IGBT)Q22的发射极电位上升。

于是，施加于上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极-发射极间的电压Vge相对于施加于该元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极的栅极电压Vg(15V)降低上述感应电动势ΔV的量。其结果，在上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极处生成负的电流Ig(从栅极流出的电流)。而且，在上述感应电动势ΔV大的情况下，上述元件(逆阻型IGBT)Q22开始关断。

此时，即使上述回流电流达到最大正向恢复电流而上述关断动作di/dt(正向恢复di/dt)变为零(0)，也会在由上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极电阻和该元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极电容决定的电路常数下，在由该电路常数决定的时间内上述负的栅极电流Ig继续流动。因此，上述元件(逆阻型IGBT)Q22的关断动作继续。

在这样负的栅极电流Ig继续流动的期间，上述元件(逆阻型IGBT)Q22中的反馈电容Cgc的放电继续。然后，上述元件(逆阻型IGBT)Q22进入其栅极-发射极间电压Vge固定的所谓的镜像期间(mirror period)的状态。于是，上述元件(逆阻型IGBT)Q22的集电极电流按照如下式所示的栅极电流与位移电流之间的关系而上升。

即，根据上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极-发射极间电压Vge与上述反馈电容Cgc的伴随放电的时间性变化之间的关系，上述栅极电流Ig呈如下的变化。

Ig=Vge·(dCgc/dt)…(1)

此外，上述元件(逆阻型IGBT)Q22的上述反馈电容Cgc根据其元件结构，以

Cgc=Cox·Cfd/(Cox十Cfd)…(2)

Cox=εox·(S/tox)

Cfd=εsi·(S/d)

来提供。其中，εsi是构成上述元件(逆阻型IGBT)Q22的基体(硅)的介电常数，εox是该元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极氧化膜的介电常数，而且tox是上述栅极氧化膜的厚度。另外，d是上述元件(逆阻型IGBT)Q22中的耗尽层的宽度，S是栅电极与集电极的对置面积。

而且，在将元电荷设为q、将该元件(逆阻型IGBT)Q22的漂移区中的施主浓度(donor concentration)设为Nd时，施加于上述元件(逆阻型IGBT)Q22的集电极-发射极间电压Vce以

Vce={(q·Nd)/(2·εsi)}·d²…(3)

来提供。

在此，在上述元件(逆阻型IGBT)Q22的集电极-发射极间施加有几十V左右的电压时，由于处于上述耗尽层的宽度d充分大于上述栅极氧化膜的厚度tox的状态，因此上述反馈电容Cgc为

Cgc=εsi·(S/d)…(4)。

另外，此时的上述栅极电流Ig为

Ig=-A·(dVce^1/2/dt)

A=S·Vge·(εsi·q·Nd/2)^1/2…(5)。

因而，根据上述(5)式可知：如果上述栅极电流Ig为负，则由此施加于上述元件(逆阻型IGBT)Q22的集电极-发射极间电压Vce变大。而且，直到上述栅极电流Ig切换为正或者上述元件(逆阻型IGBT)Q22雪崩击穿(avalanche breakdown)为止，该集电极电压(集电极-发射极间电压Vce)的上升持续。

顺带一提，在上述感应电动势ΔV小的情况下、即没有负的栅极电流Ig流过上述元件(逆阻型IGBT)Q22的情况下，不会发生上述的元件(逆阻型IGBT)Q22的正向恢复。因而，在这种情况下，随着上述半导体开关元件Q2的关断动作完成，原本流过该半导体开关元件Q2的电流I从上述元件(逆阻型IGBT)Q22通过上述负载RL(主电感Lm)而回流。

图6示出了表示上述元件(逆阻型IGBT)Q22中的正向恢复时的异常电压上升的电流电压变化的情形。此外，图6示出了上述元件(逆阻型IGBT)Q22的发射极电感Le2为10nH、栅极电容Cg为5nF、栅极电阻Rg2为5Ω、栅极阈值电压Vg(th)为10V、且施加15V作为关断动作开始时的栅极电压Vg时的特性(实验数据)。

在该图6所示的特性例中，基于流过上述元件(逆阻型IGBT)Q22的电流(集电极电流Ic)从10%变化到90%的期间tr的值，来求出上述正向恢复di/dt为大约3000A/μs。另外，由于上述元件(逆阻型IGBT)Q22的发射极电感Le2如上所述那样为10nH，因此该元件(逆阻型IGBT)Q22的发射极-集电极间产生的感应电动势ΔV为大约30V(=10nH·3000A/μs)。因而，在这种情况下，认为施加于上述元件(逆阻型IGBT)Q22的发射极-栅极间的电压过渡性地从约15V变化(降低)到-15V。而且，认为由于该电压降低而上述元件(逆阻型IGBT)Q22变得无法保持导通状态，其结果，发生了因正向恢复导致的异常电压上升。

顺带一提，在图6所示的例子中，从上述半导体开关元件(IGBT)Q2开始关断动作时起140ns后产生上述元件(逆阻型IGBT)Q22的正向恢复di/dt，与此同时该元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极电压Vg开始降低。另外，同时从上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极流出负的电流。而且，在180ns后上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极电压Vg变为流通100A的电流所需的10V，此后进入镜像期间。之后，上述元件(逆阻型IGBT)Q22的集电极电压Vce继续上升，在经过200ns的时间点上述正向恢复di/dt消失，但是负的电流虽然减少但继续流过上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极。然后，在210ns后，发生集电极电压Vce的急剧上升。并且在220ns后上述栅极电流转换为正，上述集电极电压Vce开始减少。

另一方面，与这种正向恢复时的异常电压上升相比，在同一电路结构且将上述发射极电感Le2减小为2nH的情况下，会成为如图7所示的电流电压变化。在这种情况下，在该元件(逆阻型IGBT)Q22的发射极-集电极间产生的感应电动势ΔV为大约6V(=2nH·3000A/μs)。因而，在这种情况下，认为施加于上述元件(逆阻型IGBT)Q22的发射极-栅极间的电压仅是过渡性地从15V变化为9V。在后面叙述，若考虑栅极的时间常数，则在上述情况下，施加于上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极的电压不会降低到上述栅极阈值电压Vg(th)(=10V)以下，因此不会发生上述的正向恢复，因而不会发生异常电压上升。

本发明是基于对上述双向开关S1中正向恢复时异常电压上升的分析而完成的。即，本发明的特征在于，通过避免在上述半导体开关元件(IGBT)Q2进行关断动作时构成上述双向开关的元件(逆阻型IGBT)Q22变为关断，来避免该元件(逆阻型IGBT)Q22的正向恢复时的异常电压上升。

具体地说，进行条件设定，使得施加于上述双向开关的元件(逆阻型IGBT)Q22的开始正向恢复时的栅极电压Vg与正向恢复时上述元件(逆阻型IGBT)Q22处产生的感应电动势ΔV之差[Vg-ΔV]为栅极阈值电压Vg(th)以上。即，设定成满足以下条件。

Vg-ΔV≥Vg(th)

ΔV=Le·(di/dt)…(6)

而且，特征在于，通过该条件设定来避免在上述半导体开关元件(IGBT)Q2进行关断动作时构成上述双向开关的元件(逆阻型IGBT)Q22变为关断状态。

即，如果将上述的图6和图7所示的电压和电流的变化特性进行对比则明确可知：如果以满足上述条件的方式设定电路条件，则能够有效避免因在上述半导体开关元件(IGBT)Q2进行关断动作时上述元件(逆阻型IGBT)Q22变为正向恢复状态而发生异常电压上升的现象。另外，即使如上所述那样产生了上述元件(逆阻型IGBT)Q22的正向恢复，也能够通过由上述栅极电阻Rg2和栅极电容Cgc决定的时间常数来使栅极电压的降低产生延迟，从而抑制上述元件(逆阻型IGBT)Q22的异常电压上升。因而，可以说以满足上述条件的方式设定电路条件在防止上述元件(逆阻型IGBT)Q22因发热导致的元件损坏这方面上是非常有用的。

此外，即使不满足上述条件，也可以设成将由上述双向开关的电感Le和直到达到最大正向恢复电流为止的正向恢复电流的时间变化di/dt(正向恢复di/dt)决定的上述感应电动势ΔV在直到上述半导体开关元件(IGBT)Q2的关断完成为止的期间抑制得低。具体地说，也可以增大由上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极电阻和上述栅极电容(反馈电容Cgc)决定的时间常数，由此减慢上述感应电动势ΔV的上升速度。而且，只要设定成在上述半导体开关元件(IGBT)Q2进行关断动作时上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极电压不会降低到上述栅极阈值电压Vg(th)以下即可。

在此，在将初始栅极电压设为Vgo时，将从产生上述感应电动势ΔV起的经过时间设为t时的栅极电压Vg能够表示为

Vg=Vgo-ΔV·A

A=1-exp{-t/(Rg·Cg)}…(7)。

因而，如果将该条件代入上述的(6)式并将产生正向恢复di/dt的时间(直到达到最大正向恢复电流为止的时间)设为tr来进行整理，则能够得到上述元件(逆阻型IGBT)Q22的栅极电压不会降低到上述栅极阈值电压Vg(th)以下的下述条件。

Vg(th)≤Vgo-ΔV·α

α=1-exp{-tr/(Rg·Cg)}…(8)

或者

Le≤{1/(di/dt)}·{(Vgo-Vg(th))/α}

α=1-exp{-tr/(Rg·Cg)}…(9)

因而，可以说如果满足(8)式或(9)式所示的条件则能够在上述的正向恢复电流发生变化的期间避免因该正向恢复电流导致的异常电压上升。

顺带一提，当将得到上述的图7所示的电压电流特性的电路条件、即5nF的栅极电容Cg、5Ω的栅极电阻Rg2、10V的栅极阈值电压Vg(th)、15V的关断动作开始时的栅极电压Vgo代入上述(9)式时，能够得到[Le≤2.5nH]的运算结果。而且，上述的电路条件中，发射极电感Le2被设定为小至2nH，因此上述电路条件满足(9)式。因而，能够确认出，通过满足上述条件，能够如图7所示那样避免正向恢复时的异常电压上升。

另外，即使栅极电压Vg达到了栅极阈值电压Vg(th)也不会立即产生正向恢复时的集电极电压的上升。而且，集电极电压如上述的(5)式所示那样延迟由上述元件(反向耐压IGBT)Q22的反馈电容Cgc、栅极电阻Rg等决定的时间后上升。该集电极电压的上升以何种程度延迟还依赖于上述元件(反向耐压IGBT)Q22的特性，因此难以唯一地决定。但是，根据图6所示的实验数据，能够预测为正向恢复时的集电极电压开始显著上升为止的时间为栅极电压Vg降低到上述栅极阈值电压Vg(th)的时间的3倍左右。

据此，能够认为在上述集电极电压开始显著上升为止的时间的1/3左右的时间内，产生了成为使上述栅极电压Vg降低到流通正向恢复电流所需的上述栅极阈值电压Vg(th)的主要原因的感应电动势ΔV’。而且，该感应电动势ΔV’能够使用上述的感应电动势ΔV而表示为

Δv'=ΔV·(X/Y)

X=1-exp{-t1/(Rg·Cg)}

Y=1-exp{-(1/3)t1/(Rg·Cg)}…(10)。

此外，(10)式中的t1是最大也比产生上述正向恢复di/dt的时间tr短的时间。在图6所示的电压和电流的变化特性中，在[t1≈(2/3)tr]的时间在正向恢复时产生了异常电压上升，因此可以说在[t1≤(2/3)tr]的期间产生上述异常电压上升的可能性大。即，通过将上述[t1≈(2/3)tr]的条件代入(10)式，可知在

ΔV'≥ΔV·(γ/β)

β=1-exp{-(2/9)tr/(Rg·Cg)}

γ=1-exp{-(2/3)tr/(Rg·Cg)}…(11)

的情况下，正向恢复时产生异常电压上升的可能性变大。

另外，通过将(10)式所示的感应电动势ΔV’代入(8)式，能够求出

Vg(th)≤Vgo-ΔV'·(β/γ)·α

α=1-exp{-tr/(Rg·Cg)}

β=1-exp{-(2/9)tr/(Rg·Cg)}

γ=1-exp{-(2/3)tr/(Rg·Cg)}

ΔV'=Le·(di/dt)…(12)

来作为避免因正向恢复导致的异常电压上升的条件。

此外，上述(β/γ)如图8所示那样在[0<tr/(Rg·Cg)<∞]的范围内取[1/3～1]的值。因而，通过附加该条件，能够将(12)式简化为

Vg(th)≤Vgo-(1/3)ΔV'·α

α=1-exp{-tr/(Rg·Cg)}

Δv'=Le·(di/dt)…(13)。

因而，虽然比(12)式所示的限制条件宽松，但是通过以满足(13)式所示的条件的方式进行设定也能够避免因正向恢复导致的异常电压上升。

顺带一提，当作为电路条件将5nF的栅极电容Cg、5Ω的栅极电阻Rg2、10V的栅极阈值电压Vg(th)、15V的关断动作开始时的栅极电压Vgo代入上述(12)式时，能够得到[Le≤6.5nH]的运算结果，另外，当代入上述(13)式时能够得到[Le≤7.5nH]的运算结果。而且，在将发射极电感Le2设为4nH的情况下，能够得到图9所示的电压电流特性，据此也能够确认出以满足(12)式或(13) 式的方式进行条件设定时能够避免正向恢复时的异常电压上升。

顺带一提，上述的研究是以通过减小构成双向开关S1的元件(反向耐压IGBT)Q22的发射极电感Le来避免正向恢复时的异常电压上升为前提的。但是，当然也能够代替减小发射极电感Le而通过增大上述元件(反向耐压IGBT)Q22的栅极电阻Rg或栅极输入电容Cg来避免正向恢复时的异常电压上升。

在此，引起上述正向恢复di/dt或者流通上述正向恢复电流所需的栅极电压Vg在上述半导体开关元件Q2切断最大电流时最大，这是明显的。因而，如果在上述半导体开关元件Q2切断了最大电流时，此时的栅极电压Vg(th)与开始正向恢复时的栅极电压Vgo之差[Vgo-Vg(th)]满足下述的条件

Vgo-Vg(th)≥ΔVmaX·(β/γ)·α…(12')

Vgo-Vg(th)≥(1/3)ΔVmaX·α…(10')

Vgo-Vg(th)≥ΔVmax.α…(7')

Vgo-Vg(th)≥ΔVmaX…(6')，

则能够避免正向恢复时的异常电压上升。

其中，在上述(12’)式、(10’)式、(7’)式以及(6’)式中，

α=1-exp{-tr/(Rg·Cg)}

β=1-exp{-(2/9)tr/(Rg·Cg)}

γ=1-exp{-(2/3)·tr/(Rg·Cg)}。

顺带一提，可以说上述各条件按(12’)式、(10’)式、(7’)式、(6’)式的顺序而限制变严格。

另外，一般来说，大多使用常闭型的反向耐压IGBT来作为构成上述双向开关S1的元件Q22，另外大多使用15V作为其栅极驱动电压，在考虑这些的情况下，基于[Vg(th)≥0V]求出[Vgo-Vg(th)≤15V]的关系。因而，能够将(12’)式改写为

Le≤{15/(dimaX/dt)}·{γ/(β·α)}…(13')。

因而，如果以满足(13)式的方式来选定构成双向开关S1的元件(反向耐压IGBT)Q22的栅极电阻Rg、发射极电感Le、栅极输入电容Cg或者正向恢复dimax/dt，则能够避免正向恢复时的异常电压上升。

另外，与(13’)式同样地，能够将(10’)式、(7’)式以及(6’)式分别改写为

Le≤/(dimax/dt)}·(1/α)…(14)

Le≤{15/(dimax/dt)}·(1/α)…(15)

Le≤15/(dimax/dt)…(16)。

因而，如果以满足(14)式、(15)式、(16)式的方式来选定构成双向开关S1的元件(反向耐压IGBT)Q22的栅极电阻Rg、发射极电感Le、栅极输入电容Cg或者正向恢复dimax/dt，则能够避免正向恢复时的异常电压上升。

此外，本发明并不限定于上述的实施方式。例如通过在构成上述双向开关S1的元件(反向耐压IGBT)Q22的栅极-发射极间插入电容器来增大其栅极输入电容也是有效的。并且，也可以通过将初始栅极电压Vg设定成高于动作时的栅极驱动电压(15V)来满足上述条件。在这种情况下，只要例如在栅极驱动电路中构成上述双向开关S1的元件(反向耐压IGBT)Q22进入正向恢复动作之前或者在正向恢复动作过程中提高栅极驱动电压即可。

另外，将构成上述双向开关S1的元件(反向耐压IGBT)Q22的、一般来说设定得尽可能小的栅极电感Lg2增大也是有用的。图10对比地示出了使上述元件(反向耐压IGBT)Q22的栅极电感Lg2为49nH、200nH、500nH时的电流和电压的变化。如该图10所示，通过增大上述元件(反向耐压IGBT)Q22的栅极电感Lg2，也能够避免正向恢复时的异常电压上升。即，这是由于在抑制栅极电压降低的方向上产生ΔV2=Lg2·(dig/dt)的电动势ΔV2。

并且，在使用MOS-FET和反向耐压MOS-FET代替IGBT和反向耐压IGBT来构成逆变器的情况下也同样能够适用。另外，不仅是三电平逆变器，在构成五电平逆变器的情况下也能够应用本发明，这是不言而喻的。除此以外，本发明能够在不脱离其宗旨的范围内进行各种变形来实施。

Claims

1.一种电力转换装置，其特征在于，具备：

一对或多对半导体开关元件，各对半导体开关元件串联连接而形成半桥电路，被相互关联地进行导通关断驱动来转换直流电压；

多个续流二极管，该多个续流二极管被设置成与各半导体开关元件分别反并联；以及

双向开关，其插入安装于上述半桥电路的中间点与上述直流电压的中间电位点之间，将上述半桥电路的中间点钳位在上述直流电压的中间电位点，

该电力转换装置进行设定，使得将伴随上述半导体开关元件的关断动作而在上述双向开关正向恢复时产生的感应电动势抑制为上述双向开关开始正向恢复时的栅极电压与栅极阈值电压之差以下，以避免在上述半导体开关元件进行关断动作时上述双向开关变为关断状态。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

上述半导体开关元件是绝缘栅双极型晶体管即IGBT或者金属氧化物半导体场效应管即MOS-FET，上述双向开关由反并联连接的一对逆阻型IGBT或者逆阻型MOS-FET构成。

3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

以依赖于上述半导体开关元件的关断速度的上述双向开关的正向恢复速度与该双向开关的电感之积来求出上述双向开关正向恢复时产生的感应电动势，进行设定使得该感应电动势为上述栅极电压与上述栅极阈值电压之差以下。

4.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，

通过使上述双向开关的栅极驱动电压从上述双向开关即将正向恢复起在产生正向恢复电流的时间变化的整个期间内上升，来实现上述设定。

5.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力转换装置，其特征在于，

通过对上述双向开关中的栅极电路的时间常数进行增大设定，来实现上述设定。

6.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力转换装置，其特征在于，

通过在上述双向开关的栅极-发射极间或栅极-源极间插入安装电容器，来实现上述设定。

7.根据权利要求1～3中的任一项所述的电力转换装置，其特征在于，

通过对上述双向开关的栅极电路附加电感成分，来实现上述设定。

8.一种电力转换装置，其特征在于，具备：

其中，该电力转换装置进行设定，使得在将伴随上述半导体开关元件的关断动作的上述双向开关开始正向恢复时的上述双向开关的栅极电压设为Vg、将栅极阈值电压设为Vg(th)、将上述双向开关的电感设为Le、将直到达到最大正向恢复电流为止的正向恢复电流的时间变化设为di/dt、将直到达到上述最大正向恢复电流为止的时间设为tr、将上述双向开关的栅极电阻设为Rg、将上述双向开关的栅极输入电容设为Cg、且正向恢复时的上述双向开关的集电极电压的上升延迟时间为上述栅极电压Vg降低到上述栅极阈值电压Vg(th)的时间的3倍左右时，满足以下的关系：

Vg-Vg(th)≥Le·(di/dt)[β/γ]·α

α＝1-exp{-tr/(Rg·Cg)}

β＝1-exp{-(2/9)tr/(Rg·Cg)}

γ＝1-exp{-(2/3)tr/(Rg·Cg}。

9.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于，

该电力转换装置进行设定，使得在将上述开始正向恢复时的上述双向开关的栅极电压设为Vg、将上述栅极阈值电压设为Vg(th)、将上述双向开关的电感设为Le、将直到达到最大正向恢复电流为止的正向恢复电流的时间变化设为di/dt、将直到达到上述最大正向恢复电流为止的时间设为tr、将上述双向开关的栅极电阻设为Rg、将上述双向开关的栅极输入电容设为Cg、且正向恢复时的上述双向开关的集电极电压的上升延迟时间为上述栅极电压Vg降低到上述栅极阈值电压Vg(th)的时间的3倍左右时，满足以下的关系：

Vg-Vg(th)≥(1/3)·Le·(di/dt)·α

α＝1-exp{-tr/(Rg·Cg)}。

10.一种电力转换装置，其特征在于，具备：

其中，该电力转换装置进行设定，使得在将伴随上述半导体开关元件的关断动作的上述双向开关开始正向恢复时的上述双向开关的栅极电压设为Vg、将栅极阈值电压设为Vg(th)、将上述双向开关的电感设为Le、将直到达到最大正向恢复电流为止的正向恢复电流的时间变化设为di/dt、将直到达到上述最大正向恢复电流为止的时间设为tr、将上述双向开关的栅极电阻设为Rg、将上述双向开关的栅极输入电容设为Cg时，满足以下的关系：

Vg-Vg(th)≥Le·(di/dt)·α

α＝1-exp{-tr/(Rg·Cg)}。

11.根据权利要求10所述的电力转换装置，其特征在于，

该电力转换装置进行设定，使得在将开始正向恢复时的上述双向开关的栅极电压设为Vg、将上述栅极阈值电压设为Vg(th)、将上述双向开关的电感设为Le、将直到达到最大正向恢复电流为止的正向恢复电流的时间变化设为di/dt时，满足以下的关系：

Vg-Vg(th)≥Le·(di/dt)。