CN103376816A - 低压差调压器 - Google Patents

Abstract

一种低压差调压器，包括被配置为接收输入电压和在输出电压节点提供调节的输出电压的功率晶体管。该功率晶体管包括被配置为接收驱动信号的控制电极。参考电路被配置为生成参考电压。反馈网络耦接到功率晶体管并且被配置为提供第一反馈信号和第二反馈信号。第一反馈信号表示输出电压并且第二反馈信号表示输出电压梯度。误差放大器被配置为接收参考电压和表示输出电压的第一反馈信号。误差放大器被配置为根据参考电压和第一反馈信号来生成驱动信号。误差放大器包括以响应于第二反馈信号的偏置电流来偏置的输出级。

Description

低压差调压器

技术领域

本发明总体上涉及DC线性调压器领域，特别地涉及具有低静态电流以及高电源抑制比（PSRR）的低压差调压器（LDO调压器）。

背景技术

由于对蜂窝电话、笔记本电脑等便携式电子装置的需求日益增长，因此对低压差调压器的需求也日渐增加。LDO调压器与DC-DC转换器一起使用并且也用作独立部分。对低电源电压的需要是便携式低功率装置固有的并且也是由于特征尺寸的减少而产生的更低击穿电压的结果。在电池操作的系统中，低静态电流是重要性能参数，这是因为它至少部分地决定了电池寿命。在现代电力管理单元中，LDO调压器通常级联在开关调压器上从而抑制噪声以及由于开关操作而产生的波纹，进而提供低噪声输出。因此，与LDO性能有关的一个重要参数是电源电压抑制比（PSRR）。LDO调压器的PSRR越高，在该LDO调压器的输出的、由开关转换器在该LDO调压器的输入给出的特定波纹引起的波纹就越低。其他的重要参数是静态电流和阶跃响应，该静态电流为了良好的电流效率而应当是低的，该阶跃响应应当足够快以抑制导致负载电流变化的输出电压摆幅。

当尝试优化这三个参数时，我们必须面对相冲突的目标。例如，表现快阶跃响应的调压器通常具有比慢调压器更高的静态电流。因此，需要改进低压差调压器。

发明内容

描述了低压差（LDO，low-dropout）调压器。根据本发明的一个示例，LDO调压器包括接收输入电压并且在输出电压节点提供经调节的输出电压的功率晶体管。功率晶体管具有接收驱动器信号（driver signal）的控制电极。LDO调压器还包括用于产生参考电压的参考电路和耦接至功率晶体管并且被配置为提供第一和第二反馈信号的反馈网络。第一反馈信号表示输出电压并且第二反馈信号表示输出电压梯度。此外，LDO调压器包括接收参考电压和表示输出电压的第一反馈信号的误差放大器。误差放大器被配置为生成取决于参考电压和第一反馈信号的驱动器信号。误差放大器包括以响应于第二反馈信号的偏置电流来偏置的输出级。

此外，反馈网络可以被配置为提供表示功率晶体管的输出电流的第三反馈信号。在这种情况下，误差放大器包括以响应于第二和第三反馈信号的偏置电流来偏置的输出级。

附图说明

本发明可以参考以下附图和描述来更好地理解。附图中的组件不需要按照比例，而是着重于说明本发明的原理。此外，在附图中相同的参考标号表示相对应的部分。在附图中：

图1是示出了典型的低压差调压器拓扑的电路图；

图2是示出了可替换的低压差调压器拓扑的电路图；

图3是示出了偏置电流降低的改进低压差调压器拓扑的电路图；以及

图4是图3的简化和概括版本。

具体实施方式

如上所述，在诸如机动车、便携、工业和医疗应用的多种应用中要求使用低压差（LDO）调压器。特别地，尤其是在电池电压可以在6V以下的冷启动条件下，汽车工业需要LDO调压器来对数字电路上电。然而，增加的需求在诸如蜂窝电话、数字摄像机、笔记本电脑等移动电池驱动产品中是尤其明显的。例如，在蜂窝电话中，开关转换器用于升高电压并且LDO调压器串联地级联以抑制由于开关操作而由开关转换器不可避免地产生的噪声。LDO调压器可以在比较低的输入电压操作并且功耗相应地被最小化。当针对长的电池寿命时，低电压降和低静态电流是必要的电路特性。对低电压操作的需要也是处理技术的结果。这是因为隔离势垒随着每单位面积的元件密度增加而减少，其结果是更低的击穿电压。因此，低功率和更精细的光刻需要调压器在低电压操作，从而产生精确的输出电压，并且具有更低的静态电流流动。也需要使压差最小化从而最小化在给定电源电压内的动态范围。这是因为虽然噪声保持恒定，但是信噪比（SNR）通常随着电源电压的减少而减少。

电流效率η_CURRENT是电池供电产品的重要特性。它被定义为负载电流i_LOAD与包括负载电流i_LOAD和调压器的静态电流i_Q的总电池消耗电流i_LOAD+i_Q的比例，并且通常表示为百分数：

η_CURRENT=i_LOAD/（i_LOAD+i_Q）                   （1）

电流效率决定在仅存在调压器的情况下电池寿命会降级多少。电池寿命受到存储在电池中的总电荷（也称作“电池容量”并且通常以安培小时来测量）的限制。在负载电流远大于静态电流的操作条件期间，因为总消耗电流的静态电流的影响可以忽略，所以操作寿命基本上由负载电流决定。然而，在电流效率较低的低负载电流操作条件期间，静态电流对电池寿命的影响最相关。对于多种应用，高负载电流通常在比较短的时间间隔期间消耗，而对于在电子电路的待机和空闲时间期间恒定地消耗的低负载电流则反之。因此，在设计电池供电时，电流效率担任关键的角色。

主要限制LDO调压器的电流效率的两个关键参数是最大负载电流i_MAX以及涉及暂态输出电压变化（即，调压器的阶跃响应）的要求。通常为了改进关于这些参数的性能，更多的静态电流流动是必要的。

图1示出了典型低压差调压器LDO的大体组件，即，误差放大器EA、通路器件M₀、提供参考电压V_REF的参考电路（未示出）、反馈网络（在本示例中包括形成分压器的电阻R₁和R₂）。在本示例中，通路器件是具有在图1中标记为C_PAR的（寄生）栅极容抗的功率p沟道MOS晶体管。通路器件M₀连接在被提供了（例如，未稳压）输入电压V_IN的输入电路节点和提供稳压输出电压v_OUT的输出电路之间。负载可以连接在输出电路节点和（例如）地电位的参考电位之间。在本示例中，通常由阻抗Z_LOAD来表示负载。反馈网络（R₁，R₂）也连接到输出节点从而将输出电压v_OUT的信号表示反馈到误差放大器EA。在本示例中，分压器R₁、R₂连接在输出节点和参考（地）电位之间；并且作为输出电压V_OUT的一部分的反馈电压V_FB=R₁/（R₁+R₂）在分压器的中间抽头抽取并且提供到误差放大器EA从而闭合控制环。误差放大器EA被配置为将控制信号V_G提供到通路器件，由此控制信号V_G是反馈信号V_FB和参考电压V_REF的函数。在本示例中，误差放大器放大V_FB-V_REF的差。

在稳定状态中，误差放大器驱动MOS晶体管M₀使得反馈电压V_FB等于参考电压V_REF并且因此以下等式为真

V_OUT=（R₁+R₂）·V_FB/R₁=（R₁+R₂）·V_REF/R₁           （2）

当输出电压过高（V_FB>V_REF）时，误差放大器EA的输出信号电平增加，从而将p-沟道MOS晶体管驱动到更高的开通阻抗，这减少了输出电压。当输出电压过低（V_FB<V_REF）时，控制环反之地动作，并且输出电压V_OUT接近所希望的电平（R₁+R₂）·V_REF/R₁。

应注意，功率MOS晶体管M₀对于误差放大器形成（寄生，但是严重的）容抗负载。相应的容抗被描述为图1中的（寄生）电容C_PAR。输出电流和输入电压的范围直接影响所需要的LDO调压器的MOS晶体管M₀的特性。特别地，MOS晶体管的尺寸定义误差放大器的电流要求。随着最大负载电流规格的增加，MOS晶体管M₀的尺寸必要地增加。因此，放大器的负载容抗C_PAR增加（参见图1）。因为寄生容抗C_PAR出现在误差放大器EA的输出，所以这通过降低极点的值而影响电路的带宽。因此，相位裕度降级并且可能损害稳定性（除非放大器的输出阻抗相应地减少）。因此，在误差放大器EA的输出级中需要更多的电流。如刚才关于负载电流描述的，低输入电压具有对频率响应和静态电流具有相同的不利影响。这是因为栅极电压的电压摆幅随着输入电压的减少而减少，因此需要更大的MOS晶体管来实现高输出电流。

由于调压器的暂态要求（即，响应于最大负载电流阶跃的可允许的输出电压变化）产生对静态电流的进一步限制。由闭环电路的响应时间、规定的负载电流和输出电容（在图1中隐含为包括在负载阻抗ZL中）来确定输出电压变化。最坏情况响应时间对应于最大输出电压变化。该响应时间由系统的闭环带宽和误差放大器EA的输出转换速率电流来确定。随着由低电压降和/或高输出电流规格产生的在放大器EA的输出的寄生电容C_PAR的大小的增加，更难以遵从涉及这两个因素（闭环带宽和转移速率）的要求。因此，放大器的增益级的静态电流由最小带宽定义，而放大器的缓冲级的静态电流由对寄生容抗C_PAR充电和放电所需要的最小转移速率来定义。作为一般结果，可以认为最大负载电流越高，电压降就越低，并且更低的所述电压变化导致更高的静态电流和更低的LDO调压器的电流效率。

在文献G.A.Rincon-Mora,P.E.Allen,“A Low-Voltage,Low QuiescentCurrent,Low Drop-Out Regulator,”:IEEE Journal of Solid-State Circuits,Vol.33,No.1,1998中讨论了图2中示出的一个改进电路。图2的电路基本上对应于图1的电路。然而，包括增益级和缓冲级的误差放大器EA的实现和反馈网络是不同的。具体地，相比于使用标准放大器EA的图1的基本示例而改进了缓冲级。图2的误差放大器EA的缓冲级的功能的基本想法是（使用感应晶体管M₃）感应调压器的输出电流并且将1/k比例的输出电流反馈到功率MOS晶体管M₀的栅极的转移速率限制电路节点。如上所述，限制的转移速率是由于在功率MOS晶体管中固有地出现的寄生容抗C_PAR。感应晶体管M₃具有公共的源极和公共的栅极端子，并且因此消耗流经功率MOS晶体管M₀的电流i₀的预定一部分（电流i_BOOST=i₀/k）。功率晶体管M₀和感应晶体管通常集成在同一晶体管单元域（transistor cellfield）中，其中功率晶体管由感应晶体管的k倍之多的并行晶体管单元组成。该包括感应晶体管单元的功率MOS晶体管配置本身是在本领域中已知的并且不在此进一步描述。如提及的，感应电流（在图2中表示为i_BOOST）是流经功率MOS晶体管M₀的源极-漏极电流路径的输出电流i₀的分数1/k。感应电流（在本示例中也称作提升电流）i_BOOST经由电流镜流至参考电位（地电位GND），该电流镜由在本示例中实现为n-沟道MOS晶体管的晶体管M₄（电流镜输入晶体管）和M₂（电流镜输出晶体管）构成。偏置电流源也耦接到电流镜的输入晶体管M₄使得镜像电流i₂是偏置电流i_BIAS1和提升电流i_BOOST的和，即i₂=i_BIAS1+i₀/k。镜像电流i₂源于连接在被提供了输入电压V_IN的电路节点和电流镜输出晶体管M₂之间的npn型双极结型晶体管M₁（BJT）。BJT M₁的基极由误差放大器的增益级G驱动。BJT M₁操作为简单的发射极跟随器，即晶体管M₁的发射极电位跟随增益级输出的电位。此外，发射极耦接到功率MOS晶体管M₀的栅极并且因此发射极电位等于功率MOS晶体管M₀的栅极电压。

等于镜像电流的流经BJT M₁的集电极-发射极电流路径的静态电流是

i₂（t）=i_BIAS1+i₀（t）/k             （3）

在具有低负载电流i_LOAD（因为流经分压器R₁、R₂的电流通常可以忽略，所以该负载电流等于电流i₀）的操作条件期间，反馈到发射极跟随器的电流i_BOOST=i₀/k可以忽略。因此，当负载电流i_LOAD低时，通过发射极跟随器的电流仅为i_BIAS1（其可以被设计为比较低）。在具有高负载电流i_LOAD的操作条件期间，通过发射极跟随器M₁的电流增加i_BOOST，其不再可以忽略。作为结果的在静态电流的增加对电流效率的影响无关紧要，这是因为此时负载电流在大小上要大得多。然而，在误差放大器的缓冲级中（即，发射极跟随器M₁中）的电流的增加通过将与寄生电容C_PAR相关联的寄生极点推至更高频率和通过增加可用于增加转换速率的电流来协助电路。因此，对于零负载电流i_LOAD的情况下的偏置（即，电流i_BIAS1）可以被设计为利用得到最大电流效率并且因此得到延长的电池寿命周期的最小电流量。

为了调节LDO调压器的输出电压，增益级G和发射极跟随器（晶体管M₁）调整功率MOS晶体管M₀的栅极电位。然而，调整功率晶体管M₀的栅极电位需要高电流来使寄生容抗C_PAR充电或放电。然而，由电流镜M₂、M₄提供的全加偏置电流i₀/k只在输出电流步骤之后可用，因此引起延迟。在输出电流步骤期间（即，当输出电流上升或下降时）调压器的反馈环不能对输出电流（其必定影响输出电压V_OUT）中的变化起作用，这导致阶跃响应不是最理想的。为了改进阶跃响应并且进一步地减少调压器电路的静态电流，图2的电路进一步优化为图3中所示的示例。

相比于图2的示例，图3的示例性实施方式具有由电容器C_f和电阻器R建立的额外的反馈环。剩下的电路基本上与图2中所示的电路相同。额外的反馈环影响电流镜的操作。尽管图2的示例中使用的电流镜根据等式（3）提供输出电流i₂（t），修改的电流镜依照以下等式提供输出电流：

$i_2\left(t\right)=i_{\mathrm{BIAS}2}+i_0\left(t\right)/k-g_{\mathrm{mM}2}\&CenterDot;R_f\&CenterDot;C_f\&CenterDot;{\&PartialD;V}_{\mathrm{OUT}}/\&PartialD;t---\left(4\right)$

参数g_mM2是电流镜输出晶体管M₂的跨导。从等式（4）和图3可以看出，不仅输出电压V_OUT反馈至误差放大器的增益级G；输出电压的导数

也反馈至误差放大器的缓冲级。该额外的反馈环响应于负的输出电压梯度

来增加缓冲级（发射极跟随器M₁）中的偏置电流。因此，由于通过反馈环的帮助来调整用于充电/放电寄生容抗C_PAR所需的偏置电流，所以偏置电流i_BIAS2甚至可以被选择为比图2的示例中的偏置电流i_BIAS1更低。此外，

反馈允许改善（加速）阶跃响应并因此允许更低的输出电压波动。

在图3的示例中，另外的电阻器R₃可以串联连接至感应晶体管M₃和电流镜（由晶体管M₄和M₂形成）的输入晶体管M₄。该可选的电阻器降低负载电流i₀和感应电流i_BOOST之间的比例，如果电阻器R₃的电阻为零，那么感应电流i_BOOST将是i₀/k（如以上参考图2说明的）。认为电阻器R₃的阻抗不能忽略，则相比于R₃的阻抗是零的情况，在高负载电流i₀时感应电流i_BOOST低于i₀/k。然而，在本示例中不需要精确的比例。然而，在电流镜的输入电流路径中的相当大的串联阻抗可以确保提供负载电流反馈的反馈分支的闭环增益小于一，从而确保电路的稳定性。总体上，电阻器R₃可以帮助改进电路的稳定性。

以下总结了图3的电路的一些总体方面。在图4中示出了图3的示例的一般化电路图。图3中所示的调压器LDO包括接收输入电压V_IN和在输出电压节点提供所调节的输出电压V_OUT的功率晶体管M₀。功率晶体管具有接收在本示例中为栅极电压V_G的驱动信号的控制电极（在本示例中的功率MOS晶体管的栅极电极）。调压器LDO还包括用于产生参考电压V_REF的参考电路（未示出）。在本领域中已知多个合适的参考电路并且因此不在此进一步讨论。例如，在本示例中可以使用带隙参考电路以提供温度稳定参考电压V_REF。反馈网络耦接到功率晶体管M₀。反馈用于建立至少两个反馈环。为了该目的，反馈网络被配置为提供第一和第二以及可选的第三反馈信号。第一反馈信号V_FB表示输出电压V_OUT，第二反馈信号i_C表示输出电压梯度

，并且第三反馈信号i₀/k表示输出电流i_LOAD。将参考电压V_REF和表示输出电压V_OUT的第一反馈信号V_FB提供到误差放大器EA的输入级（增益级G）。误差放大器EA被配置为生成取决于参考电压V_REF和第一反馈信号V_FB的驱动信号V_G。以偏置电流i₂来偏置误差放大器EA的输出级（在本示例中的发射极跟随器M₁）。偏置电流响应于第二反馈信号i_c并且适当响应于第三反馈信号i₀/k。此外，反馈网络可以被配置为提供表示功率晶体管的输出电流的第三反馈信号。在这种情况下，误差放大器包括以响应于第二和第三反馈信号的偏置电流来偏置的输出级。

在图3中所示的具体示例的一般描述也匹配于图4中所示的它们的简化和一般化的版本。图3中的所修改的电流镜的输出晶体管M₂在图4中由控制发射极跟随器M₁的偏置电流的可控电流源来表示，该发射极跟随器M₁形成误差放大器EA的输出级。根据等式（4），根据负载电流i_LOAD（由可以看作第三反馈信号的感应电流i₀/k来表示）和可以被看作第二反馈信号的输出电压梯度来调整偏置电流。

尽管公开了本发明的各种示例性实施方式，但是对本领域中的技术人员显而易见的是，可以进行将在不偏离本发明的实质和范围的条件下得到本发明的若干优点的各种改变和变形。对于本领域中的普通技术人员显而易见的是，可以适当地替换执行相同功能的其他组件。应当提及的是，参考具体附图说明的特征可以与其他附图的特征（甚至没有明确提及的附图中的特征）相结合。此外，本发明的方法可以使用合适的处理器指令以全部的软件实现来达到，或以采用硬件逻辑和软件逻辑相结合的混合实现来达到，从而达到相同的结果。旨在由所附权利要求来覆盖对本发明构思的这些变形。

Claims (16)

1.一种低压差调压器，包括：

功率晶体管，被配置为接收输入电压并且在输出电压节点提供经调节的输出电压，所述功率晶体管包括被配置为接收驱动器信号的控制电极；

参考电路，被配置为生成参考电压；

反馈网络，耦接到所述功率晶体管，并且所述反馈网络被配置为提供第一反馈信号和第二反馈信号，所述第一反馈信号表示所述输出电压并且所述第二反馈信号表示输出电压梯度；以及

误差放大器，被配置为接收所述参考电压和表示所述输出电压的所述第一反馈信号，所述误差放大器被配置为根据所述参考电压和所述第一反馈信号生成所述驱动器信号，其中，所述误差放大器包括以响应于所述第二反馈信号的偏置电流进行偏置的输出级。

2.根据权利要求1所述的低压差调压器，其中，所述反馈网络进一步被配置为提供表示所述功率晶体管的输出电流的第三反馈信号，并且其中，所述误差放大器的所述输出级以响应于所述第二反馈信号和所述第三反馈信号的偏置电流进行偏置。

3.根据权利要求1所述的低压差调压器，其中，所述误差放大器包括增益级和所述输出级，所述增益级被配置为放大所述参考电压和所述第一反馈信号之差由此提供经放大的信号，所述经放大的信号被提供到根据所述经放大的信号产生所述驱动器信号的所述输出级。

4.根据权利要求3所述的低压差调压器，其中，所述输出级包括以所述偏置电流进行偏置的至少一个晶体管。

5.根据权利要求3所述的低压差调压器，其中，所述输出级包括耦接到所述增益级并且被配置作为提供所述驱动器信号的发射极或源极跟随器的另一晶体管，所述另一晶体管以所述偏置电流进行偏置。

6.根据权利要求1所述的低压差调压器，其中，使用耦接到所述误差放大器的所述输出级的可控电流源来设置所述偏置电流。

7.根据权利要求6所述的低压差调压器，其中，可控电流源是提供作为镜像电流的输出电流的电流镜，所述输出电流响应于输入电流并且作为偏置电流被提供到所述误差放大器的所述输出级。

8.根据权利要求6所述的低压差调压器，其中，所述第二反馈信号馈至所述可控电流源，并且其中，所述可控电流源被配置为响应于所述第二反馈信号来设置所述偏置电流。

9.根据权利要求2所述的低压差调压器，其中，使用耦接到所述误差放大器的所述输出级的可控电流源来设置所述偏置电流，其中，所述第二反馈信号和所述第三反馈信号馈至所述可控电流源，并且其中，所述可控电流源被配置为响应于所述第二反馈信号和所述第三反馈信号来设置所述偏置电流。

10.根据权利要求9所述的低压差调压器，其中，所述第三反馈信号是由耦接到所述功率晶体管的感应晶体管提供的。

11.根据权利要求1所述的低压差调压器，其中，所述偏置电流被配置为使用电流镜来设置，所述电流镜接收作为输入电流的参考电流并且提供响应于所述参考电流的所述偏置电流作为输出电流。

12.根据权利要求11所述的低压差调压器，其中，所述电流镜经由电容器耦接到所述输出电路节点。

13.根据权利要求11所述的低压差调压器，

其中，所述电流镜包括接收所述参考电流的输入晶体管以及提供所述偏置电流的输出晶体管，所述输入晶体管和所述输出晶体管具有用于控制流经相应晶体管的电流的控制端子；

其中，所述输入晶体管的控制端子经由电容器耦接到所述输出电路节点；以及

其中，所述输入晶体管的控制端子和所述输出晶体管的控制端子经由电阻器耦接。

14.根据权利要求11所述的低压差调压器，还包括串联耦接到所述电流镜的所述输入晶体管的另一电阻器。

15.根据权利要求11所述的低压差调压器，其中，所述参考电流是由电流源提供的静态电流和表示由所述功率晶体管提供的负载电流的感应电流之和。

16.根据权利要求15所述的低压差调压器，其中，所述感应电流是由耦接到所述负载晶体管的感应晶体管提供的。

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