CN105278602A - 用于线性电压调节器的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种操作功率供应的方法，其包括测量所述功率供应的输出信号，基于所测量的输出信号确定控制电压，以及确定电压跟随器电路的供应电压是否大于第一阈值。当所述电压跟随器电路的供应电压大于所述第一阈值时，在第一模式中，所述控制电压被施加至所述电压跟随器电路的输入并且所述电压跟随器电路的输出被施加至输出晶体管的控制节点。当所述电压跟随器电路的供应电压不大于所述第一阈值时，在第二模式中，所述电压跟随器电路被关闭并且所述控制电压被施加至所述输出晶体管的所述控制节点。

Description

用于线性电压调节器的系统和方法

技术领域

本申请一般涉及电子器件，尤其涉及一种用于线性电压调节器的系统和方法。

背景技术

很多电子器件(譬如，微控制器、中央处理单元CPU、存储器件以及类似的器件)要求确定的供应电压。线性电压调节器可以被用来从高于该种确定的电压的输入电压来提供该种确定的电压。线性电压调节器包括被连接在用于接收该输入电压的供应输入和用于提供该确定电压至负载的输出之间的传输器件(passdevice)，譬如晶体管。控制电路控制该传输器件，从而所提供的电压等于该确定的电压。

用于线性调节器的控制电路可以利用模拟控制电路、数字控制电路或二者的接合来实现。当数字控制电路和方法被使用时，线性电压调节器可以包括被配置为对功率供应的输出进行采样并且转换所采样的输出至数字域的电路。一旦所采样的输出在数字域中被处理，一控制信号被施加到该传输器件。

电压调节器的一般说明中的一些包括负载瞬态响应、压差、输出电压纹波和电源抑制比。负载瞬态响应关于该电压调节器对改变的负载条件的响应速度。负载瞬态响应可能被限制，例如，被调节环路中的稳定性考虑所限制。在一些情况中，数字控制器的量化和采样的特性可以减少功率供应的相位裕度。

压差关于在仍然保持运行的情况下调节器输入电压与所控制的输出电压之间的相差的程度，以及电压纹波关于输出电压处看到的电压扰动的幅度，其在一些情况下是周期性的。再者，数字控制器的量化和采样的特性可能导致数字控制线性电压调节器中的电压纹波。最后，电源抑制比关于线性电压调节器抑制其供应电压中的变化的能力。

发明内容

依据一实施例，操作功率供应的方法包括测量所述功率供应的输出信号，基于所测量的输出信号确定控制电压，以及确定电压跟随器电路的供应电压是否大于第一阈值。当所述电压跟随器电路的供应电压大于所述第一阈值时，在第一模式中，所述控制电压被施加至所述电压跟随器电路的输入并且所述电压跟随器电路的输出被施加至输出晶体管的控制节点。当所述电压跟随器电路的供应电压不大于所述第一阈值时，在第二模式中，所述电压跟随器电路被关闭并且所述控制电压被施加至所述输出晶体管的所述控制节点。

附图说明

为了对本发明及其优点更完整的理解，结合附图来参考以下描述，附图包括：

图1示出了线性电压调节器的实施例；

图2示出了显示旁路模式的实施例的图；

图3示出了另一种线性电压调节器的原理图；

图4a-b示出了另一种线性电压调节器的原理图；

图5示出了实施例的方法的流程图；

图6示出了另一种线性电压调节器的原理图。

不同图中的一致的数字和符号通常指向一致的部件。附图被绘制以清楚地示出优选实施例的相关方面并且不必按比例绘制。为了更清楚地示出特定的实施例，指示多种的相同结构、材料或处理步骤的字母可以跟随图示的数字。

具体实施方式

当前优选的实施例的制造和使用在下面被详细讨论。然而，应该理解的是，本发明提供了多个能被体现在多种特定内容中的可利用的创造性概念。这里讨论的特定的实施例仅仅是描述本发明制造和使用的特定的方式，并部用来限制本发明的范围。

本发明将参照特定内容中的优选实施例来描述：用于线性电压调节器的系统和方法。虽然示例的实施例被指向数字控制现行电压调节器，本发明可以被用于其他系统和系统，包括模拟线性电压调节器、功率供应系统、控制系统和其他电子系统。

在本发明的实施例中，数字控制线性电压调节器包括由电压跟随器晶体管驱动的传输器件。该电压跟随器晶体管由电阻负载持续时间电流模拟数字转换器(IDAC)。在运行中，功率经由外部功率供应被供应至电压跟随器晶体管。然而，在低供应条件下，该电压跟随器晶体管被旁路并且该传输器件由IDAC的输出直接驱动。在这些低供应条件下的动态性能可以通过调整数字控制算法和改变IDAC的阻性负载来补偿。另外，通过使用IDAC的升压功率供应可以实现低压差。

数字控制线性电压调节器的稳定性通过将与电压跟随器电路和IDAC的输出相关联的极点设计为高于调节器的开路带宽或允许两个中的一个由来自PID控制器的零点来补偿来增强。另外，低电压纹波可以通过保持IDACLSB电流和负载电阻的产物小于耦接至数字控制器的输入的模数转换器的LSB来实现。

图1描述了包括耦接至负载126和电容器124的集成电路(IC)102数字控制线性电压调节器的实施例的原理图。在实施例中，IC102包括执行功率供应输出电压Vout模数转换并且提供数字值至数字控制器104的ADC110。数字控制器104提供了数字值至IDAC108，IDAC108的输出耦接至电阻112和驱动传输晶体管116的PMOS源跟随器晶体管114。模式控制电路111关闭流至PMOS源跟随器晶体管114的偏置电流，将IDAC108的输出耦接至传输晶体管116的栅极，并且当供应电压VDD1减少至接近压差的点时，调整电阻器112的值。

在一实施例中，ADC110被使用8位逐次逼近ADC来实现。根据特定的实施例，ADC110使用20MHz时钟并且在13个时钟周期中执行模数转换。可以理解的是，在可替换的实施例中，可以使用具有不同位数的ADC、不用的时钟频率和不同的规格的ADC。另外，根据特定实施例的特定规格，不同结构的ADC可以被使用。

数字控制器104可以使用执行代码的处理器、使用硬连线逻辑或使用本领域已知的其他数字逻辑来实现。在一实施例中，数字控制器104执行数字控制算法，该算法包括例如比例积分微分(PID)控制器。在一些实施例中，数字控制器104还可以确定环路错误信号。

IDAC108响应于由数字控制器104提供的数字值来产生输出电流。在一实施例中，根据本领域中已知的电路和方法，IDAC108可以使用多个二级制加权电流源和/或温度计编码单元电流源，或二者的接合来实现。可替换的，其他IDAC架构也可以被使用。在实施例中，电荷泵106提供升高的功率供应至IDAC108以增加其输出恒定范围。例如，在一实施例中，ADC110和数字控制器104可以使用1.5V功率供应供电，而IDAC108可以使用由电荷泵106提供的7.5V功率供应运行。如此，ADC110和数字控制器104可以使用例如精细几何尺寸的低压晶体管来实现，同时IDAC108中电路中的全部或一部分和电荷泵106可以使用高压器件来实现。可替换的，其他功率供应电压和半导体技术分割也可以被使用。

在一些实施例中，可选的DC电压源132和134可以被布置为和电阻112和电阻114分别串联。通过使用电压源132和134，IDAC108的输出范围可以被减少，从而减小IDAC108的尺寸。在一些实施例中，电压源132和134是可调整的和/或可控的。

在一实施例中，对PMOS源跟随器晶体管114供电的功率供应电压VDD1和对传输晶体管116供电的功率供应电压VDD2可以在约5.5V至约40V的范围内，同时线性电压调节器100的控制输出电压Vout可以在3.3V到5V之间，取决于数字控制器104是如何配置的。可替换的，其他功率供应电压范围和控制的输出电压范围也可以被使用。

随着VDD1的电压接近5.5V，假设调节的输出电压是5V，偏置网络122可能开始失去依从性。例如，如果VDD1在5.5时运行，并且Vout被设置为5.0V，那对于偏置网络122存在极少的动态余量(如果有的话)以提供电流至PMOS源跟随器晶体管114。可以理解的是，在其他实施例中，偏置网络可以在VDD1达到其他电压(除了5.5V)时开始失去稳定。例如，在存在稳定损失的电压可以取决于调节的输出电压、特定的电路架构、所使用的特定的器件技术和不同的操作环境。

模式控制电路111被配置为感测该低压条件，例如，通过相对于二极管118的阴极监测其阳极。如果该二极管被正向偏置，则模式控制电路切换至低压差(lowdrop)模式。否则，模式控制电路111指示正常模式。可替换的，模式控制电路111可以通过直接测量在输入端VDD1和/或VDD2和/或Vout处的电压来检测该条件。例如，如图2所示，当VDD1小于阈值电压V_THRESHOLD时，旁路模式是激活的，并且当VDD1大于阈值电压V_THRESHOLD时，旁路激活是非激活的。

在标称操作条件下，开关118是打开的以隔离IDAC118的输出和PMOS电压跟随器晶体管114的源极，并且开关120被闭合以允许来自偏置网络122的偏置电流流过PMOS电压跟随器晶体管114。一旦模式控制电路111检测到该低压条件，开关118被闭合并且开关120打开，从而关断PMOS电压跟随器晶体管114，并且将IDAC108的输出连接至传输晶体管116的栅极。电阻器112的电阻可被调整以补偿由于旁路PMOS电压跟随器晶体管114造成的环路增益的改变和环路动态，和/或以补偿当PMOS电压跟随器晶体管114被旁路时的偏置条件的改变。例如，如图2所示，当VDD1大于阈值电压_VTHRESHOLD时，电阻112的阻值为R1，当VDD1小于阈值电压V_THRESHOLD时，电阻112的阻值为R2。

如所示的，电阻R2大于电阻R1。在实施例中，通过使得R2大于R1，传输晶体管116利用电压IDAC_RANGE*R2来控制，这允许了更多的电流流进晶体管116的栅极。由数字控制器实施的控制算法可以被调整以补偿所增加的电阻。另外，模式控制电路111的状态可以被提供至数字控制器104以调整数字控制算法来对这些在由于电阻和电路的改变造成的环路增益和/或环路动态中的变化进行补偿。

在实施例中，IDAC108具有约50μA的标称输出电流，并且PMOS电压跟随器晶体管114具有约100μA的标称偏置电流。导通晶体管116可以具有取决于特定负载条件和数字控制器配置的约150mA的标称输出电流。在实施例中，导通晶体管116可以使用n沟道的DMOS晶体管来实现，然而，在可替换的实施例中，其他晶体管类型(譬如，双极性晶体管，譬如PNP、NPN达林顿双极性晶体管，或简单的NMOS器件)可以被用做PMOS电压跟随器晶体管114和/或导通晶体管116。在一些实施例中，使用源跟随器驱动传输晶体管116提升电源抑制性能，这是因为传输晶体管116的栅极看起来具有相对低的阻抗。这种低阻抗可以减弱经由传输晶体管116的栅漏电容被耦接至输出端Vout的功率供应扰动。

在实施例中，线性电压调节器100的模拟电路具有一极点，该极点的频率由负载电容124和负载126的电阻值来决定：

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{PL}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\left(\frac{R_L\·1/{\mathrm{gm}}_{\mathrm{OT}}}{R_L+1/{\mathrm{gm}}_{\mathrm{OT}}}\right)C_L}$

其中，ω_PL是设备极点角频率，R_L是负载电阻，C_L是电容器124的电容，以及gm_OT是传输晶体管116的跨导。在一些实施例中，功率供应的动态响应是基于由数字控制器104实现的传送功能的闭环响应和在频率ω_PL处的极点。

由PMOS电压跟随器晶体管114和传输晶体管116的栅极处的负载造成的其余的系统极点可以被配置为具有系统的大于开环频率的频率，或这些极点中的一个和/或两个可以被由数字控制器产生的一个或多个零点来补偿，由于这些极点在频率上相对地固定，因此这些极点容易被补偿。例如，由电阻器112和PMOS电压跟随器晶体管114的栅极电容造成的极点可以被表示为：

${\mathrm{\ω}}_{P1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{\mathrm{RC}}_{G-\mathrm{PMOS}}}$ 其中，ω_P1是第一极点角频率，R是电阻器112的电阻，并且C_G-PMOS是PMOS电压跟随器晶体管114的栅极电容。同样，由PMOS电压跟随器晶体管114的源极阻抗和传输晶体管116的栅极电容造成的极点可以被表示为：

${\mathrm{\ω}}_{P2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}(1/{\mathrm{gm}}_{\mathrm{SF}})C_{G-\mathrm{DMOS}}}$

其中，ω_P2是第二极点角频率，gm_SF是PMOS电压跟随器晶体管114的跨导，并且C_G-DMOS是传输晶体管116的栅极电容。

在一实施例中，第一和第二极点频率ω_P1和ω_P2可以被设置为至少十倍的调节器的开路带宽，从而ω_P1&ω_P2≥10·2πfc_OpenLoop，或这些极点中的一个和/或两个可以被由数字控制器产生的一个或更多个零点来补偿。例如，在一实施例中，ω_P1可以被设置以满足ω_P1≥10·2πfc_OpenLoop，并且ω_P2可以被设置以满足ω_P2≥10·2πf_Zero2PID，其中f_Zero2PID是由数字控制器实现的零点。可替换的，ω_P2可以被设置为满足ω_P2≥10·2πfc_OpenLoop的条件，并且ω_P1可以被设置从而ω_P1＝f_Zero2PID，其中f_Zero2PID是由数字控制器实现的零点。通过这些设置，在一些实施例中，环路动态和相位裕度上的极点ω_P1和ω_P2的效应可以被忽略。如此，数字控制器104可以被配置为具有更高的增益，从而提升电压调节器100的动态响应。另外，通过在更高的频率上设置极点ω_P1和ω_P2，在数字控制器104中的极点设置可以被简化。在使用PID控制器的实施例中，负载极点和由DMOS栅极造成的极点可以使用由PID控制器产生的两个零点来补偿。在特定的实施例中，其余的极点被设置在高于开环传送功能交叉频率2πf_COpenLoop的频率上。

依据一实施例，所调节的输出电压Vout的电压纹波可以通过确保IDAC108的电压输出VDCSS的一个LSB小于ADC110的一个LSB的一步来被减小和/或消除，从而：

VDCCS＝I_LSBR＜V_ADC-LSB

其中，I_LSB是IDAC108的LSB电流，V_ADC-LSB是ADC110的LSB电压。通过使得IDAC108的电压输出VDCSS的一个LSB小于ADC110的LSB，该控制器能够找到稳定状态条件中的“休止点(restpoint)”。当控制器达到在ADC的零误差本(zeroerrorbin)内的输出电压VDCCS时，在一些实施例中，该进入控制器的误差将停留在零。在一些实施例中，ADC的零误差本可以被设定为任意所需的值。因此，在这种情形下的控制器导致了稳定状态(没有改变发生)，从而没有纹波会被观察到。在一些实施例中，VDCCS节点是持续地以恒定的电流所偏置，从而补偿外泄。因此，稳定状态条件可以被找到，在该条件下，所有的节点保持被偏置在指定的电压下而无需改变电流以重新调整输出电压。一旦线性调节器在相同的零误差本中运行，输出纹波是明显地减少和/或消除。

图3描述了线性调节器系统200，其显示了IC202的电路模块中的一些的更加详细的图。在一实施例中，数字控制器104包括数字控制算法模块232、累加模块234和数字控制模块230。累加模块234从表示输出电压Vout的所需设置点的数字值减去由ADC110提供的值。数字控制算法模块232对累加模块234的输出使用控制算法(譬如PID控制算法)。可替换的，除了PID算法的其他控制算法可以被使用。在一实施例中，数字控制模块230还向数字控制算法模块232提供系数和/或在当前的系数间选择。数字控制模块230还根据模式选择信号Mode_Ctl的状态来控制由数字控制算法模块230使用的系数和算法，该模式选择信号Mode_Ctl的状态基于PMOS电压跟随器晶体管114是否因为VDD1处的低压条件而被旁路。

在一实施例中，PMOS电压跟随器晶体管114的旁路使用二极管206和204来实现。例如，当电源端子VDD1具有足够的余量，二极管204被前向偏置以允许电流从电源端VDD1流至PMOS源极跟随器晶体管114。另外，耦接在IDAC108的输出端和PMOS源极跟随器晶体管114的源极之间的二极管206被反向偏置。当电源端子VDD1处于低压条件时，二极管204变为反向偏置并且二极管206变为正向偏置，从而关断留置PMOS源极跟随器晶体管114的电流并且将IDAC108的输出连接至传输晶体管116的栅极。在一些实施例中，二极管206和204的功能与图1中的开关118和120的功能类似。

在实施例中，比较器208通过监测PMOS源极跟随器晶体管114的栅-源电压来检测到电源输入VDD1的低压条件。当PMOS源极跟随器晶体管114的栅-源电压变为正的，从而指示该晶体管被关断，比较器208的输出Mode_Ctl变高指示该低压条件。在一些实施例中，比较器208的输出Mode_Ctl被用来选择耦接至IDAC108的输出的分流电阻。例如，当Mode_Ctl为低时，反相器220的输出为高，并且开关216将晶体管214的栅极连接至其栅极，从而通过电阻器R1创建自节点VDCCS至地的DC路径。相应的，开关218将晶体管210的栅极连接至地，从而有效地与电阻R2断开连接。当Mode_Ctl为高时，指示低电压条件，开关216将晶体管214的栅极连接至地，从而断开连接电阻R1，并且开关218连接晶体管210的栅极至其漏极，从而通过电阻R2创建自节点VDCCS至地的DC路径。在一些实施例中，比较器208的输出也耦接至数字控制器104以提供输入信号用于调整控制算法。

在一些实施例中，可选的DC电压源211和215可以被布置为分别与电阻器R2和R1串联。通过使用电压源211和215，IDAC108的输出范围可以被减少，从而降低IDAC108的尺寸。在一些实施例中，电压源211和215是可调整的和/或可控的。

在一些实施例中，晶体管212与PMOS源极跟随器晶体管114是相同类型的晶体管，晶体管214与传输晶体管116是相同类型的晶体管。通过使用复制的晶体管，在节点VDCCS处的偏置电压将跟随PMOS源极跟随器晶体管114和传输晶体管116的栅源电压中的改变。另外的追踪的精确性可以通过将晶体管214和传输晶体管116热耦接来得到。可以理解的是，用于选择电阻器R1和R2的电路仅仅是多个可能选择电路中的一个示例。例如，在一些实施例中，耦接在节点VDCCS和地之间的电阻是可切换的电阻网络，该电阻网络耦接和解耦多个串联和/或并联的电阻。在另外的实施例中，VDD1的状态可以在端子VDD1和/或在IC202的其他节点处被直接监测。

依据不同的实施例，输出电压Vout在被ADC110数字化之前被划分。如所示的，包括开关240、电容器C1和电容器C2开关电容分压器可以被用来执行该电压划分。在一实施例中，为了执行电压按n份划分，电容器C2被设置为约(1/n-1)C1的电容。在操作中，开关240接地。接着，电容器C1被重接到输出电压Vout，从而到达ADC110的输入是该划分的电压。可以理解的是，在可替换的实施例中，本领域中的其他的分压器电路和方法(譬如，阻性分压器)可以被使用。

图4a示出了依据另一实施例的线性调解器系统300。如示出的，线性调节器系统300包括IC302，该IC302具有两个IDAC：IDAC1303和IDAC2304。IDAC2304的输出通过电流镜晶体管310和312与二极管207被耦接至节点VDCCS。在一实施例中，IDAC2304被配置为具有全幅度的输出范围，同时IDAC1303被配置为具有小于IDAC2304的输出范围。在一示例中，IDAC1303的输出范围是约IDAC2304的2LSB。相应地，IDAC2304可以起粗放的DAC的作用，并且IDAC1303可以具有良好调谐的DAC的作用。通过将IDAC1303实现为具有较小的输出范围，IDAC1303的物理尺寸可以小于需要处理整个电流范围的DAC，从而节省芯片面积和功耗。

在实施例中，当VDD1以超额的余度运行，IDAC1303和IDAC2304是工作的。然而，在低压条件下，IDAC2304被关断并且IDAC1303独立供应电流至传输晶体管116的栅极。R2被选择以比R1足够的大，以当仅有具有较小的输出电流范围的IDAC1303处于工作时，维持对传输晶体管116的偏置。依据一实施例，系统300可以被实施为具有两个并联的控制环路：一个具有IDAC1303，以及一个具有IDAC2304。如此，IDAC2304具有自己的控制器306，控制器306由实施数字控制算法(譬如PID控制算法)的累加元件308供应。可替换地，其他控制算法也可以被使用。在一些实施方式中，该两个环路的速度大致相同，从而对于两个环路的控制器232和306的系数是成比例的。

如示出的，对应PMOS源极跟随器晶体管114和传输晶体管116的复制器件不与电阻器R1串联耦接。另外，晶体管314被用来选择电阻器R1。可替换的，复制的器件可以如图3所示的来使用。

图4b示出了依据另一实施例的线性电压调节器系统350。如图4b示出的线性电压调节器系统350与图4a示出的线性电压调节器系统300类似，除了IDAC1303和IDAC2304如何连接至数字控制器104的情形。在系统350中，数字控制器110产生8位输出字，其中4个最高有效位是IDAC2304的输出，并且4个最低有效位是IDAC1303的输出。如此，IDAC1303提供了好的分辨率的输出电流，并且IDAC2304产生粗糙分辨率输出电流。然而，可以理解的是，在本发明的可替换的实施例中，数字控制器的输出字的位宽可以与该示例的8位不同。另外，IDAC1303和IDAC2304的MSB和LSB的区分也可以不同。

图5示出了运行线性电压调节器的实施例方法500。在步骤502中，线性电压调节器的输出电压被测量。然后，在步骤504中，连续的控制电流基于所测量的输出信号被确定。该连续的控制信号可以使用例如模拟和/或数字信号处理技术来确定。在步骤506中，控制电压通过施加该连续控制电流至电阻来被确定。然后确定电压跟随器电路的供应电压是否大于第一阈值(在步骤508中)。如果电压跟随器电路的供应电压大于第一阈值，然后将该控制电压施加至电压跟随器电路的输入(步骤512)。否则，该控制电压被施加至输出电阻的输入节点(步骤510)。

图6示出了依据本发明另一实施例的线性调节器600的实施例。线性调节器600的结构和运行与图1中所示的线性调节器100类型，除了IDAC和电阻被电压DAC608所替换。在该实施例中，第一极点ω_P1和PMOS源跟随器晶体管114的栅极电容是DAC608的内部电阻的函数，并且可以被表示为：

${\mathrm{\ω}}_{P1}=\frac{1}{{2\mathrm{\πR}}_{\mathrm{DAC}}{C}_{G-\mathrm{PMOS}}}$

其中，ω_P1是第一极角频率，R_DAC是电阻器112的电阻，以及C_G-PMOS是PMOS源跟随器晶体管114的栅极电容。可以理解的是，类似的修改也可以用到其他实施例的线性电压调节器。例如，在一些实施例中，图3和4a-4b中示出的IDAC108可以被电压DAC替换。

本发明的实施例的优点包括电源抑制。由于传输晶体管的栅极由源跟随器驱动，该低的驱动阻抗能够“吸收”通过漏-栅电容进如栅极的高频扰动。如此，一些实施例电路可以实现更好的EMC抗扰性。优点还包括相对动态性能良好的稳定性。在与电压跟随器晶体管相关联的极点中的至少一个和传输晶体管的栅被选择为线性电压调节器的开环频率的十倍，更多的环路增益可以由控制器应用以在保持稳定的环路时，加速调节器的响应时间。

实施例的另外的优点包括将该控制环路表现为简单的、小信号AC模型。例如，IDAC的可编程的DC电流也可以被建模为连续电流。一些实施例的另外的优点包括低输出纹波。例如，在IDAC和负载电阻的产出具有小于ADC的LSB的LSB，纹波可以被明显地减弱和/或消除。另外的优点还包括良好的低压性能。在实施例中，在低压条件下旁路该电压跟随器晶体管，电压调节器环路的控制可以被维持。

依据一实施例，操作功率供应的方法包括测量该功率供应的输出信号，基于所测量的输出信号确定控制电压，并且确定电压跟随器电路的供应电压是否大于第一阈值。当所述电压跟随器电路的供应电压大于所述第一阈值时，在第一模式中，所述控制的电压被施加至所述电压跟随器电路的输入并且所述电压跟随器电路的输出被施加至输出晶体管的控制节点。当所述电压跟随器电路的供应电压不大于所述第一阈值时，在第二模式中，所述电压跟随器电路被关闭并且所述控制电压被施加至所述输出晶体管的所述控制节点。确定该控制电压可以包括使用具有电压输出或电流输出的DAC。

确定该控制电压可以包括基于所测量的输出信号确定连续控制电流，并且施加该连续控制电流至电阻器以确定该控制电压。在一些实施例中，电阻器在第一模式期间具有第一值，并且在第二模式期间具有第二值，该第一值小于该第二值。

在一实施例中，确定连续控制电流包括在第一模式中施加第一控制算法至所测量的输出信号，并且在第二模式中施加第二控制算法至所测量的输出信号中。在实施例中，该方法还包括将所测量的输出信号以第一分辨率转换至数字域，在所转换的测量的输出信号上执行数字控制算法来确定数字电流值，并且通过执行数字-模拟转换来将该数字电流值转换至连续控制电流。在一些实施例中，该连续控制电流的最低有效位的电流乘以该电阻器的电阻的乘积小于第一分辨率。

依据一实施例，一种集成电路包括具有耦接至该集成电路的功率供应输出端的输入的功率供应控制器，耦接至所述功率供应控制器的输出的输出级，具有耦接至所述输出级的输入的跟随器电路，具有耦接至所述跟随器电路的输出的输入和耦接至所述功率供应输出端的输出的输出晶体管，以及供应选择电路，该供应选择电路被配置为当外部功率供应段的电压大于第一阈值时，在第一模式中自外部功率供应端提供供应电流至跟随器电路，并且当外部功率供应段的电压小于第一阈值时，在第二模式中关闭该跟随器电路并且提供电压至所述输出晶体管的输入。

依据另一实施例，一种集成电路包括具有耦接至该集成电路的功率供应输出端的输入端的功率供应控制器，以及耦接至该功率输出控制器的输出的提升电流输出级，从而该提升电流输出级被配置为提供连续的电流。该集成电路进一步包括具有耦接至该电流输出级输出的输入的跟随器电路，耦接至电流输出级的输出的第一分流电阻，输出晶体管和供应选择电路，该输出晶体管包括耦接至该跟随器电路输出的输入以及耦接至功率供应输出端的输出，该供应选择电路被配置为当外部功率供应端的电压高于第一阈值时，在第一模式下从外部功率供应端提供供应电流至该跟随器电路，并且当外部功率供应端的电压低于第一阈值时，在第二模式下提供电压至该输出晶体管的输入并且关闭该跟随器电路。该集成电路还可以包括耦接至电流输出级的供应输入的电荷泵。

在一实施例中，供应选择电路包括第一二极管和第二二极管，该第一二极管耦接在外部功率供应端和跟随器电路的输出之间，第二二极管耦接在电流输出级的输出之间。该集成电路包括第二分流电阻器和电阻器选择电路，该第二分流电阻器耦接至电流输出级的输出，电阻器选择电路被配置为在第一模式下激活第一分流电阻器，并且在第二模式下激活第二分流电阻器。该电阻器选择电路还可以包括比较器，该比较器具有耦接至电流级的输出和跟随器电路的输出的第一输入。

在一实施例中，功率供应控制器包括耦接至该集成电路的功率供应输出端的模数转换器(ADC)，以及耦接至该ADC的输出的数字控制器，该电流输出级包括第一电流数模转换器(IDAC)。该电流输出级还可以包括被配置为在第一模式而不是在第二模式下工作的第二IDAC。在一些实施例中，该第二IDAC的输出级大于第一IDAC的输出级。在一实施例中，第一IDAC的输出范围小于第二IDAC的输出范围的2LSB。

在一实施例中，数字控制器可以被配置为在第一模式下执行第一控制算法，在第二模式下执行第二控制算法。在一些实施例中，该跟随器电路包括PMOS器件，并且该输出晶体管包括DMOS器件。

依据另一实施例，线性电压调节器包括具有耦接至该线性电压调节器输出端的输入的模数转换器ADC、耦接至该模数转换器的输出的数字控制器、具有耦接至数字控制器输出的输入的第一电流数模转换器(IDAC)，以及耦接至该第一IDAC的输出的第一电阻器，从而该IDAC的最低有效位的电流乘以该第一电阻器的电阻的乘积小于该ADC的最低有效电压。线性电压调节器还包括电压跟随器电路，和输出晶体管，该电压跟随器电路具有耦接至第一IDAC的输出的控制节点，该输出晶体管具有耦接至该电压跟随器电路的输出的控制节点和耦接至该线性电压调节器的输出端的输出节点。在一些实施例中，该数字控制器被配置为实施数字比例积分微分(PID)控制器。

在一实施例中，由第一电阻器的电阻和该电压电路的输入阻抗造成的第一开环极点以及由电压跟随器电路的输出阻抗和输出晶体管的输入阻抗造成的第二开环极点中的至少一个为该线性电压调节器的开环带宽的至少十倍。该线性电压调节器的开环响应可以包括由第一电阻器的电阻和电压电路的输入阻抗造成的第一开环极点以及由输出阻抗造成的第二开环极点。另外，第一开环机电和第二开环极点中的一个的频率是该线性电压调节器开环带宽的至少10倍，并且第一开环极点中另一个的频率基本上同数字控制器实施的零点相一致。

在一实施例中，电压跟随器电路包括第一类型的晶体管，该输出晶体管包括第二类型的晶体管，并且该线性电压调节器还包括与第一电阻器串联耦接的第一类型的第一串联晶体管，以及与该第一电阻器串联耦接的第二类型的第二晶体管。在一些实施例中，第一类型是PMOS，以及第二类型是DMOS。另外，输出晶体管和第二类型的第二晶体管可以热耦接。

在一实施例中，线性电压调节器还包括耦接在第一IDAC的输出和电压跟随器之间的第一二极管；以及耦接在第一功率供应端和电压跟随器输出之间的第二二极管。该线性电压调节器还可以包括比较器，该比较器具有耦接至电压跟随器电路的输入的第一输入和耦接至电压跟随器电路的输出的第二输入，以及耦接至第一IDAC的输出的第二电阻器，从而该第一电阻器和第二电阻器依据比较器的输出状态而被选择。

在一实施例中，数字控制器包括耦接至该比较器输出的第一输入节点，并且该数字控制器被配置为当比较器的输出处于第一状态时，实施第一控制算法，并且当比较器的输出处于第二状态时，实施第二控制算法。在一些实施例中，线性电压调节器还包括耦接在数字控制器和该电压跟随器输入之间的第二IDAC，从而第一IDAC包括比第二IDAC小的输出范围，并且该第二IDAC被配置为当比较器的输出处于第一状态时工作(active)，当比较器的输出处于第二状态时不工作(inactive)。在一些实施例中，第一IDAC的输入被耦接至数字控制器的输出的第一n最低有效位，并且该第二IDAC的输入被耦接至数字控制器的输出的第一m最高有效位。

虽然本发明参照描述性的实施例进行了描述，该描述并不意在形成限制性的范围。该描述性的实施例以及本发明的其它实施例的多个修改和结合，对于本领域技术人员参照该描述是可以理解的。例如，实施例开关驱动器能够被用来通过切入和切出电容器和其它调谐元件来对振荡器进行调谐。示例性的开关驱动器电路通常可以被用于接收/传送开关、天线、功率放大器旁路电路、RF匹配、RF滤波器，以及其它类型的电路和系统。

Claims (24)

1.一种操作功率供应的方法，所述方法包括：

测量所述功率供应的输出信号；

基于所测量的输出信号确定控制电压；

确定电压跟随器电路的供应电压是否大于第一阈值；

当所述电压跟随器电路的供应电压大于所述第一阈值时，在第一模式中施加所述控制电压至所述电压跟随器电路的输入并且施加所述电压跟随器电路的输出至输出晶体管的控制节点；以及

当所述电压跟随器电路的供应电压不大于所述第一阈值时，在第二模式中关闭所述电压跟随器电路并且施加所述控制电压至所述输出晶体管的所述控制节点。

2.如权利要求1所述的方法，其中确定所述控制电压包括：

基于所测量的输出信号确定连续控制电流；以及

施加所述连续控制电流至电阻器以确定所述控制电压。

3.如权利要求2所述的方法，其中所述电阻器包括在所述第一模式期间的第一值和在所述第二模式期间的第二值，所述第一值小于所述第二值。

4.如权利要求2所述的方法，其中确定所述连续控制电流包括：

在所述第一模式中将第一控制算法应用于所测量的输出信号，并且在第二模式中将第二控制算法应用于所测量的输出信号。

5.如权利要求2所述的方法，还包括：

以第一分辨率将所测量的输出信号转换至数字域；

对所转换的测量的输出信号执行数字控制算法来确定数字电流值；以及

通过执行数字至模拟转换来将所述数字电流值转换为所述连续控制电流。

6.如权利要求5所述的方法，其中所述连续控制电流的最低有效位的电流乘以所述电阻器的电阻所得的乘积小于第一分辨率。

7.如权利要求1所述的方法，其中确定所述控制电压包括使用数字至模拟转换器。

8.一种集成电路，包括：

功率供应控制器，其具有与所述集成电路的功率供应输出端子耦接的输入；

输出级，其耦接至所述功率供应控制器的输出；

跟随器电路，其具有与所述输出级的输出耦接的输入；

输出晶体管，其具有与所述跟随器电路的输出耦接的输入以及与所述功率供应输出端子耦接的输出；以及

供应选择电路，其被配置为当外部功率供应端的电压高于第一阈值时，在第一模式下自所述外部功率供应端提供供应电流至所述跟随器电路，并且当所述外部功率供应端的电压低于所述第一阈值时，在第二模式下关闭所述跟随器电路并且提供电压至所述输出晶体管的所述输入。

9.如权利要求8所述的集成电路，其中

所述输出级包括与所述功率供应控制器的输出耦接的升高的电流输出级，其中所述升高的电流输出级被配置为提供连续电流；以及

所述集成电路还包括与所述电流输出级的输出耦接的第一分流电阻器。

10.如权利要求9所述的集成电路，还包括：

电荷泵，其耦接至所述电流输出级的供应输入。

11.如权利要求9所述的集成电路，其中所述供应选择电路包括：

第一二极管，其耦接在所述跟随器电路的输出与所述外部功率供应端子之间；

第二二极管，其耦接在所述电流输出级的输出之间。

12.如权利要求9所述的集成电路，还包括：

第二分流电阻器，其耦接至所述电流输出级的输出；以及

电阻器选择电路，其被配置为在所述第一模式下激活所述第一分流电阻器，并且在所述第二模式下激活所述第二电阻器。

13.如权利要求12所述的集成电路，其中所述电阻器选择电路包括：

比较器，其具有与所述电流级的输出和所述跟随器电路的输出耦接的第一输入。

14.如权利要求9所述的集成电路，其中，

所述功率供应控制器包括模数转换器(ADC)和与所述ADC的输出耦接的数字控制器，所述ADC耦接至所述集成电路的功率供应输出端子；以及

所述电流输出级包括第一电流数模转换器(IDAC)。

15.如权利要求14所述的集成电路，其中，

所述电流输出级还包括第二IDAC，所述第二IDAC被配置为在所述第一模式期间工作，并且在所述第二模式期间不工作；以及

其中所述第二IDAC的输出范围大于所述第一IDAC的输出范围。

16.如权利要求14所述的集成电路，其中，所述数字控制器被配置为在所述第一模式下执行第一控制算法，并且在所述第二模式下执行第二控制算法。

17.如权利要求8所述的集成电路，其中，

所述跟随器电路包括PMOS器件；以及

所述输出晶体管包括DMOS器件。

18.一种线性电压调节器，包括：

模数转换器(ADC)，其具有与所述线性电压调节器的输出端子耦接的输入；

数字控制器，其耦接至所述模数转换器的输出；

第一电流数模转换器(IDAC)，其具有于所述数字控制器的输出耦接的输入；

第一电阻器，其耦接至所述第一IDAC的输出，其中，所述第一IDAC的最低有效位的电流乘以所述第一电阻器的电阻所得到的乘积小于所述ADC的最低有效位的电压；

电压跟随器电路，其具有与所述第一IDAC的输出耦接的控制节点；以及

输出晶体管，其具与所述电压跟随器电路的输出耦接的控制节点，以及与所述线性电压调节器的输出端子耦接的输出节点。

19.如权利要求18所述的线性电压调节器，其中

所述电压跟随器电路包括第一类型的晶体管；

所述输出晶体管包括第二类型的晶体管；以及

所述线性电压调节器还包括

所述第一类型的第一串联晶体管，其与所述第一电阻器串联耦接；

所述第二类型的第二晶体管，其与所述第一电阻器串联耦接。

20.如权利要求19所述的线性电压调节器，其中

所述输出晶体管和所述第二类型的所述第二晶体管热耦接。

21.如权利要求18所述的线性电压调节器，其中所述数字控制器被配置为实现数字比例积分微分(PID)控制器。

22.如权利要求18所述的线性电压调节器，还包括：

比较器，其具有与所述电压跟随器电路的输入耦接的第一输入以及与所述电压跟随器的输出耦接的第二输入；以及

第二电阻器，其耦接至所述第一IDAC的所述输出，其中所述第一电阻器和所述第二电阻器被依据所述比较器的输出状态被选择，其中，

所述数字控制器包括与所述比较器的输出耦接的输入节点，以及

所述数字控制器被配置为当所述比较器的输出处于第一状态时，实施第一控制算法，并且当所述比较器的输出处于第二状态时，实施第二控制算法。

23.如权利要求22所述的线性电压调节器，还包括第二IDAC，其耦接在所述数字控制器和所述电压跟随器电路输入之间，其中，

所述第一IDAC包括小于所述第二IDAC的输出范围；以及

所述第二IDAC被配置为当所述比较器的输出处于第一状态时工作，并且被配置为当所述比较器的输出处于第二状态时不工作。

24.如权利要求23所述的线性电压调节器，其中，

所述第一IDAC的输入被耦接至所述数字控制器的输出的第一n个最低有效位；以及

所述第二IDAC的输入被耦接至所述数字控制器的输出的第一m个最高有效位。