CN102811057B - 模数转换装置和信号处理系统 - Google Patents

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CN102811057B CN201210160347.3A CN201210160347A CN102811057B CN 102811057 B CN102811057 B CN 102811057B CN 201210160347 A CN201210160347 A CN 201210160347A CN 102811057 B CN102811057 B CN 102811057B
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Abstract

一种模数转换装置，包括：第一模数转换器和第二模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；差赋予部分，被配置为在到第一和第二模数转换器的输入模拟信号之间提供至少固定信号α的差，以将输入模拟信号输入到第一和第二模数转换器；第一非线性补偿部分和第二非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的该控制变量信号而补偿第一输出信号和第二输出信号的非线性失真；以及非线性检测部分，被配置为依赖于由第一非线性补偿部分获得的第一信号和由第二非线性补偿部分获得的第二信号来估算该第一和第二非线性补偿部分补偿了多少非线性失真。

Description

模数转换装置和信号处理系统
技术领域
本技术涉及被配置为应用于无线电通信中的接收器以及其它音频设备、医疗测量设备等的模数(AD)转换装置和信号处理系统。
背景技术
图1是示出AD转换器(ADC；模数转换器)的概况结构的图。
在图1中，X表示AD转换器1的输入电压，输入电压X是模拟信号。同时，Y表示AD转换器1的输出电压，并且输出电压Y是数字信号。
AD转换器1产生由内部使用的电路元件的非理想特性引起的失真。当电路具有失真时，输出不仅包括信号的基波(fundamental wave)分量，而且包括谐波分量。
在谐波分量中，对于具有全差分结构的AD转换器，偶数阶分量可能具有足够的衰减量，但是奇数阶分量照原样出现在输出中。
当图1所示的AD转换器1具有失真特性时，相对于比较小的输入X的输出Y被表示为如下公式1。
Y＝a1X+a3X3+a5X5+……(公式1)
在该公式中，ai表示第i阶失真分量的增益，并且如上所述假设不产生偶数阶失真。
发明内容
如公式1中所示，随着输入信号变得更大，失真分量以更高的增速而增加。
因此，为了改善失真特性，在现有技术中限制输入信号应较小。换句话说，AD转换器具有受失真限制的动态范围。
期望提供能够显著改善动态范围受失真限制的AD转换特性的AD转换装置和信号处理系统。
根据本技术的第一实施例的模数转换装置包括：第一模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；第二模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；差赋予部分，被配置为在到第一模数转换器的输入模拟信号和到第二模数转换器的输入模拟信号之间提供至少固定信号α的差，以分别将输入模拟信号输入到第一模数转换器和将输入模拟信号输入到第二模数转换器；第一非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的控制变量信号而补偿第一模数转换器的第一输出信号的非线性失真；第二非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的该控制变量信号而补偿第二模数转换器的第二输出信号的非线性失真；以及非线性检测部分，被配置为依赖于由第一非线性补偿部分获得的第一信号和由第二非线性补偿部分获得的第二信号，来估算该第一非线性补偿部分和该第二非线性补偿部分补偿了多少该第一模数转换器的非线性失真以及该第二模数转换器的非线性失真，该非线性检测部分被配置为，以非线性失真作为曲率，基于该第一信号和该第二信号之间的差，来估算依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，并产生用于消除与该曲率对应的部分的控制变量信号，由此将控制变量信号输出到该第一非线性补偿部分和第二非线性补偿部分。
根据本技术的第二实施例的信号处理系统包括模数转换装置，被配置为将来自模拟信号处理系统的模拟信号转换为数字信号，该模数转换装置包括：第一模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；第二模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；差赋予部分，被配置为在到第一模数转换器的输入模拟信号和到第二模数转换器的输入模拟信号之间提供至少固定信号α的差，以分别将输入模拟信号输入到第一模数转换器和将输入模拟信号输入到第二模数转换器；第一非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的控制变量信号而补偿第一模数转换器的第一输出信号的非线性失真；第二非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的该控制变量信号而补偿第二模数转换器的第二输出信号的非线性失真；以及非线性检测部分，被配置为，依赖于由第一非线性补偿部分获得的第一信号和由第二非线性补偿部分获得的第二信号，来估算该第一非线性补偿部分和该第二非线性补偿部分补偿了多少该第一模数转换器的非线性失真以及该第二模数转换器的非线性失真，该非线性检测部分被配置为，以非线性失真作为曲率，基于该第一信号和该第二信号之间的差，来估算依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，并产生用于消除与该曲率对应的部分的控制变量信号，由此将控制变量信号输出到该第一非线性补偿部分和第二非线性补偿部分。
根据本技术，可以显著改善其中动态范围受到失真限制的AD转换特性。
根据如下对附图中所示的本技术的优选实施例的详细描述，本公开的这些和其他目的、特征和优点将变得更明显。
附图说明
图1是示出AD转换器(ADC)的概况结构的图；
图2是示出根据第一实施例包括非线性(失真)补偿功能的AD转换装置的结构的图；
图3是说明根据该实施例的非线性补偿部分中的非线性补偿的概念的图；
图4A和4B是示出根据该实施例的非线性补偿器的结构例子的图；
图5是示出根据该实施例的AD转换器(ADC)和非线性补偿器(NCM)相互连接的结构的图；
图6是说明AD转换装置内部的噪声(量化噪声和电路噪声)的图；
图7是示出根据第二实施例包括非线性(失真)补偿功能的AD转换装置的结构的图；
图8是示出根据第三实施例包括非线性(失真)补偿功能的AD转换装置的结构的图；
图9是示出图8中作为ΔΣ型AD转换器的ΔΣ调制器的结构例子的电路图；
图10A和10B是示出图9中的ΔΣ调制器的输入部分的结构例子的图；
图11是示出根据第四实施例包括非线性(失真)补偿功能的AD转换装置的结构的图；
图12A和12B是示出图11中的流水线型AD转换器的输入部分的结构例子的电路图；以及
图13是示出根据第五实施例的信号处理系统的结构例子的框图。
具体实施方式
下文中，将参考附图描述本技术的实施例。
将按以下顺序给出说明。
1.第一实施例(包括失真补偿功能的AD转换装置的第一结构例子)
2.第二实施例(包括失真补偿功能的AD转换装置的第二结构例子)
3.第三实施例(包括失真补偿功能的AD转换装置的第三结构例子)
4.第四实施例(包括失真补偿功能的AD转换装置的第四结构例子)
5.第五实施例(信号处理系统的结构例子)
<1.第一实施例>
图2是示出根据第一实施例包括非线性(失真)补偿功能的AD转换装置的结构的图。
如图2所示，根据第一实施例的AD转换装置10包括AD转换部分20、非线性补偿部分30、非线性检测部分40、滤波器50和输出部分60。
在此实施例中，非线性检测部分40的输入部分的一部分和输出部分60相互共享。
在图2中，x表示AD转换装置10的输入电压，输入电压x是模拟信号。同时，y表示AD转换装置10的输出电压，并且输出电压y是数字信号。
AD转换部分20包括第一AD转换器(ADC1)21、第二AD转换器(ADC2)22以及差赋予电路23。
该差赋予电路23可以布置在第二AD转换器22的输入部分中。
在此实施例中，第一AD转换器21和第二AD转换器22应用具有完全相同的特性的AD转换器。在此e1和e2分别表示在第一AD转换器21和第二AD转换器22中产生的噪声。
布置了差赋予电路23，其被配置为在到第一AD转换器21的输入模拟信号和到第二AD转换器22的输入模拟信号之间，提供至少固定信号(α)Va的差，以将每个信号输入到相应的第一AD转换器或者第二AD转换器。
在第一实施例中，差赋予电路23在第一AD转换器21的输入模拟信号和第二AD转换器22的输入模拟信号之间赋予2α(2Va)的差。
将该差赋予电路23提供为模拟电路，并且其包括加法器231和减法器(加法器)232。
在此实施例中，通过将固定信号α添加到输入模拟信号x产生的信号(x+α)被输入到第一AD转换器21，并且通过从输入信号x中减去固定信号α产生的信号(x-α)被输入到第二AD转换器22。
第一AD转换器21的第一输出信号(数字信号)b1和第二AD转换器22的第二输出信号(数字信号)b2被输入到非线性补偿部分30。
非线性补偿部分30包括第一非线性补偿器(NCM1)31和第二非线性补偿器(NCM2)32。
第一非线性补偿器31依赖于从滤波器50提供的控制变量信号c来补偿第一AD转换器21的第一输出信号b1的非线性失真，并将结果输出到非线性检测部分40和输出部分60作为第一信号d1。
第二非线性补偿器32依赖于从滤波器50提供的控制变量信号c来补偿第二AD转换器22的第二输出信号b2的非线性失真，并将结果输出到非线性检测部分40和输出部分60作为第二信号d2。
图3是说明根据此实施例的非线性补偿部分中的非线性补偿的概念的图。
在图3中，水平轴表示输入，垂直轴表示输出。
如图3中的实线A和B所示，第一非线性补偿器31和第二非线性补偿器32依赖于控制变量信号c来补偿其中输入和输出之间的传输特性具有线性失真的非线性部分，以便收敛于图中虚线所示的线C。
在此实施例中，具有非线性失真的非线性部分作为具有曲率的部分被处理，因此，非线性补偿部分30依赖于控制变量信号c进行补偿处理，以便曲率变为0(接近0)。
非线性检测部分40输入由第一非线性补偿器31获得的第一信号d1以及由第二非线性补偿器32获得的第二信号d2。
非线性检测部分40具有如下功能，该功能被配置为依赖于第一信号d1以及第二信号d2，来估计由第一非线性补偿器31和第二非线性补偿器32补偿了多少第一AD转换器21的非线性失真以及第二AD转换器22的非线性失真。
非线性检测部分40以非线性失真作为曲率，基于第一信号d1和第二信号d2之间的差，来估计依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，并产生用于消除曲率部分的控制变量信号δ，以将信号输出到滤波器50。
非线性检测部分40包括强度获取部分41、曲率获取部分42和控制变量产生部分43。
强度获取部分41基于通过将第一信号d1和第二信号d2相加而产生的相加信号(d1+d2)来计算输入模拟信号x的信号强度。
更具体地，强度获取部分41包括加法器411、绝对值获取部分412和第一微分器413。
加法器411将通过将第一信号d1和第二信号d2相加而产生的相加信号(d1+d2)输出到绝对值获取部分412。
加法器411还具有作为输出部分60的功能，被配置为将第一非线性补偿器31的第一信号d1和第二非线性补偿器32的第二信号d2相加以输出信号。
绝对值获取部分412对相加信号(d1+d2)求平方以获取相加信号的(d1+d2)绝对值信号[(d1+d2)2][n]，并将该绝对值信号[(d1+d2)2][n]输出到第一微分器413。
第一微分器413对该绝对值获取部分412获取的绝对值信号[(d1+d2)2][n]求微分，以获取输入模拟信号的信号强度[[(d1+d2)2][n]-[(d1+d2)2][n-1]]，并将该信号强度输出到控制变量产生部分43。
第一微分器413包括触发器4131，被配置为锁存先前时间(n-1)时的绝对值信号[(d1+d2)2][n-1]。第一微分器413包括减法器(加法器)4132，被配置为从此时(n)的绝对值信号[(d1+d2)2][n]中减去先前时间(n-1)时的绝对值信号[(d1+d2)2][n-1]。
曲率获取部分42基于通过从第二信号d2中减去第一信号d1产生的差信号(d2-d1＝-(d1-d2))，来获取依赖于输入模拟信号x的信号强度的曲率。换句话说，曲率获取部分42基于取第二信号d2和第一信号d1之间的差的差信号(d2-d1＝-(d1-d2))，来获取信号强度，该信号强度包括依赖于输入模拟信号x的信号强度的曲率分量。
更具体地，曲率获取部分42包括减法器421和第二微分器422。
减法器421获取通过从第二信号d2中减去第一信号d1而产生的差信号(d2-d1＝-(d1-d2))，并将该差信号(d2-d1＝-(d1-d2))[n]输出到第二微分器422。
第二微分器422对减法器421输出的该差信号(d2-d1＝-(d1-d2))[n]进行微分，并获取包括依赖于信号强度的曲率分量的曲率信号{(d1-d2)|[n]-(d1-d2)|[n-1]}。第二微分器422将该曲率信号{(d1-d2)|[n]-(d1-d2)|[n-1]}输出到控制变量产生部分43。
第二微分器422包括触发器4221，被配置为锁存在先前时间(n-1)时的差信号(d2-d1＝-(d1-d2))[n-1]。
此外，第二微分器422包括减法器(加法器)4222，被配置为从此时(n)的差信号(d2-d1＝-(d1-d2))[n]中减去锁存的先前时间(n-1)时的差信号(d2-d1＝-(d1-d2))[n-1]。
控制变量产生部分43依赖于曲率获取部分42获取的曲率以及强度获取部分41获取的信号强度，产生还未从其移除噪声分量的控制变量信号δ，并将该控制变量信号δ输出到滤波器50。
控制变量产生部分43包括除法器431。
除法器431用第一微分器413产生的信号强度[[(d1+d2)2][n]-[(d1+d2)2][n-1]]去除第二微分器422获取的曲率信号{(d1-d2)|[n]-(d1-d2)|[n-1]}，以产生控制变量信号δ。
滤波器50对从非线性检测部分40输出的控制变量信号δ进行滤波处理，并将该信号提供给非线性补偿部分30的第一非线性补偿器31和第二非线性补偿器32，作为不依赖于噪声的控制变量信号c。
滤波器50包括系数赋予部分51和积分器52。
系数赋予部分51将从非线性检测部分40输出的控制变量信号δ乘以滤波器系数μ，并将信号μδ输出到积分器52。
积分器52对信号μδ积分，以产生从其移除了量化噪声等的控制变量信号c。
积分器52包括被配置为将信号μδ和产生的控制变量信号c相加的加法器521以及被配置为锁存加法器521的输出信号的触发器522。
输出部分60基本上包括加法器61，并且将由第一非线性补偿器31获得的第一信号d1和由第二非线性补偿器32获得的第二信号d2相加，以输出相加信号(d1+d2)作为数字信号y。
下文中，将给出具有上述结构的AD转换装置10中的非线性补偿处理的更详细的操作原理的描述。而且，将检查系数α。
在AD转换装置10中，通过在差赋予电路23中将固定信号α添加到输入模拟信号x而产生的信号被输入到第一AD转换器21。而且，通过在差赋予电路23中从模拟信号x中减掉(减去)固定信号α而产生的信号被输入到第二AD转换器22。
第一输出信号(数字信号)b1从第一AD转换器21输入到第一非线性补偿器31。第二AD转换器22的第二输出信号(数字信号)b2输入到第二非线性补偿器32。
在第一非线性补偿器31中，依赖于从滤波器50提供的控制变量信号c来补偿第一AD转换器21的第一输出信号b1的非线性失真，并且结果输出到非线性检测部分40和输出部分60作为第一信号d1。
在第二非线性补偿器32中，依赖于从滤波器50提供的控制变量信号c来补偿第二AD转换器22的第二输出信号b2的非线性失真，并且结果输出到非线性检测部分40和输出部分60作为第二信号d2。
在输出部分60中，将第一信号d1和第二信号d2相加，并且以下公式2中示出的相加信号作为整个系统的输出数字信号y而输出。
y＝d1+d2 (公式2)
从非线性补偿部分30输出的第一信号d1和第二信号d2还同时并行输入到非线性检测部分40。
在非线性检测部分40中，以非线性失真作为曲率，基于第一信号d1和第二信号d2之间的差，来估算依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，并且产生控制变量信号δ，以便消除曲率部分。
在非线性检测部分40中，为了产生控制变量信号δ，分别对已经输入的第一信号d1和第二信号d2进行公式3中示出的计算，以由此产生还未从其移除噪声的控制变量信号δ。
通过计算，非线性检测部分40估算非线性补偿部分30的第一非线性补偿器31和第二非线性补偿器32对第一AD转换器21和第二AD转换器22的非线性特性补偿得多正确。
而且，为了移除AD转换器产生的随机噪声和量化噪声，控制变量信号δ被输入到最小二乘(LMS)滤波器50。
在该滤波器50中，如公式4所示，输出该信号作为已经用恒定系数μ加权积分(累积)并滤波的控制变量信号c。
控制变量信号c作为反馈被输入到非线性补偿部分30的第一非线性补偿器31和第二非线性补偿器32，并且依赖于该变量而改变该非线性特性。
[非线性补偿部分]
图4A和4B是示出根据实施例的非线性补偿器的结构例子的图。
图4A示出非线性补偿器的概念性结构，图4B示出非线性补偿器的结构例子。
将给出第一非线性补偿器31的结构例子的描述。第二非线性补偿器32具有与第一非线性补偿器31的结构类似的结构。
非线性补偿器31包括立方器(cuber)311、乘法器312和加法器313。
非线性补偿器31对输入信号b1求立方，并将通过将该立方信号乘以控制变量c产生的信号添加到输入信号b1，以输出第一信号d1。
类似地，非线性补偿器32对输入信号b2求立方，并将通过将立方信号乘以控制变量c产生的信号添加到输入信号b2，以输出第一信号d2。
即，非线性补偿器被配置为进行与公式5中的处理类似的处理。
d＝b+c·b3 (公式5)
下文中，将给出描述，以示出这可以补偿AD转换器的非线性特性。
图5是示出根据实施例的AD转换器(ADC)和非线性补偿器(NCM)相互连接的系统的图。
如图5所示，将考虑如下系统，在该系统中，AD转换器21(22)和非线性补偿器31(32)相互连接。
因为AD转换器和非线性补偿器的特性分别表示为公式1和公式5，因此系统的输出d由关注于三阶失真(tertiary distortion)的近似给出，如以下公式6。
因此，当非线性补偿器的控制变量c被设置得正确时，这意味着设置为如以下公式7中所示，则通过公式6，失真分量从系统的输出d中消失。
这示出非线性补偿器可以补偿AD转换器的失真。
实践中，如公式1所示，较高阶的失真存在于AD转换器中，并且非线性补偿器还可能引起高阶失真。
因此，结果，用于尽可能多地补偿失真的非线性补偿器的控制变量c的最优值与公式7稍有不同，但即使在这样的情况下，也存在能够补偿失真的大部分的最优值。
[非线性检测部分]
如公式1所示，失真是与输入/输出特性相关联的曲率。
在非线性检测部分40中，通过公式3估算并反馈曲率，使得其中AD转换器和非线性补偿器相互连接的系统的曲率收敛于0。
通过将示出了AD转换器的特性的公式1和示出了非线性补偿器的特性的公式5代入用于非线性检测部分40中的计算的公式3，来获取以下公式8中的关系。
d2≌a1(x-α)+(a3+c·a1 3)(x-α)3 (公式8)
从公式8获得公式9中的关系。
因此，当通过反馈控制变量信号δ收敛于0时，从公式9获得公式10中的关系。
这与公式7相同，意味着当非线性检测部分40的输出δ收敛于0时，非线性补偿器(NCM1和NCM2)31和32补偿了AD转换器(ADC1和ADC2)21和22。
如已经提到的，实践中，AD转换器中存在较高阶失真，并且非线性补偿器也可能引起高阶失真。因此，公式9本身不那么准确，但是存在被配置为最小化失真的总量的非线性补偿器的控制变量c，并且非线性检测部分40通过最小化曲率而帮助控制变量c收敛于最佳值。
[ADC内部的噪声(量化噪声和电路噪声)]
将给出在AD转换器内部的噪声及其移除处理的描述。
图6是说明AD转换器内部的噪声(量化噪声和电路噪声)的图。
尽管在示出AD转换器的传输特性的公式1和公式8中忽略了噪声，但是各种类型的噪声(量化噪声和电路噪声)也引入到了实际的AD转换器中，如图6所示。
作为非线性检测部分40的输出的控制变量信号δ被输入到LMS滤波器50，LMS滤波器50作为帮助控制变量信号c不依赖于这样的随机噪声收敛的滤波器。当LMS滤波器系数μ增加时，控制变量信号c高速收敛。但是，另一方面，上述各种类型的噪声被添加到控制变量c，结果是AD转换准确度下降。
当滤波器系数μ减小时，各种类型的噪声被充分过滤掉而不被添加到控制变量c，但是控制变量c收敛会花费长时间。
如上所述，根据第一实施例的AD转换装置10包括两个AD转换器，它们具有在AD转换器中产生的、将被施加到无线电通信中的接收器并且还施加到音频设备、医疗测量设备等的相同失真分量。
AD转换装置10在AD转换器22的前一级中包括电路23，其被配置为将各个AD转换器21和22的输入乘以适当系数。
在AD转换装置10中，包括非线性补偿部分30、非线性检测部分40、最小二乘滤波器50和输出部分60的数字信号处理部分被布置在AD转换器21和22的后一级中。
通过根据实施例具有上述结构的AD转换装置10，可以显著改善其中动态范围受到失真限制的AD转换器的特性。
该技术在低电源电压的AD转换器的设计中尤其有效。
<2.第二实施例>
图7是示出根据第二实施例的包括非线性(失真)补偿功能的AD转换装置的结构的图。
根据第二实施例的AD转换装置10A与第一实施例中的AD转换装置10的不同点在于，在AD转换部分20A的差赋予电路23A中，固定信号α的差仅赋予给第二AD转换器22的输入信号。
即，在差赋予电路23A中，在第二AD转换器22的输入侧布置减法器232。
差赋予电路23A将输入模拟信号x输入到第一AD转换器21，并从该输入模拟信号x中减去固定信号α以将该信号输入到第二AD转换器22。
[关于α]
在图2的结构中，关于第一AD转换器21和第二AD转换器22分别加上/减去恒定的固定信号α。但是，如第二实施例中所示，当仅关于AD转换器之一加上/减去恒定的固定信号α时，该结构给出了相同的效果。
在此情况下，尽管系统的输出Y包括固定信号α，但是在后级的数字电路中移除从AD转换器输出的固定信号α(DC信号)的使用中这不是问题。此结构的例子包括无线电通信中的低接口(低IF)架构。
[恒定信号的实施例例子]
本技术的结构(图2和图7)不依赖于AD转换器自身的结构。但是，依赖于AD转换器的结构，其中赋予最优恒定信号α的结构是不同的。将描述这样的结构的实施例例子。
<3.第三实施例>
图8是示出根据第三实施例的包括非线性(失真)补偿功能的AD转换装置的结构的图。
根据第三实施例的AD转换装置10B与第一实施例中的AD转换装置10的不同点在于，应用具有连续时间系统的ΔΣ型AD转换器，作为AD转换部分20B中的第一AD转换器21B和第二AD转换器22B。
根据第三实施例的AD转换部分20B共享AD转换器的输入部分中的差赋予电路23。
在第三实施例中，除了用于输入信号的阻抗Rin之外，用于固定信号α(Vα)的输入阻抗也连接到第一AD转换器21B的输入部分和第二AD转换器22B的输入部分的任一个。
图9是示出图8中的作为ΔΣ型AD转换器的ΔΣ调制器的结构例子的电路图。
图9中的ΔΣ调制器200被形成为连续时间系统二阶1位反馈型ΔΣ调制器。
图9中的ΔΣ调制器200包括积分器INT1和INT2、量化器Quan、加法器ADD1和ADD2以及数模(DA)转换器DAC1和DAC2。
在图9中，u表示模拟输入信号，v表示数字输出信号。此外，a1和a2分别表示DA转换器DAC1和DAC2的反馈增益，并且c1和c2表示积分器INT1和INT2的增益。Q表示量化器Quan的有效增益。
对于在量化器Quan中产生的量化噪声的v的噪声传输函数(NTF)示出了高通型频率特性。
这意味着由于ΔΣ调制器200中的反馈效应，对量化器Quan中产生的量化噪声进行噪声整形(noise shaping)，通过移动到高频率区域而得到信号带中的高SN比。
图10A和10B是示出图9中的ΔΣ调制器的输入部分的结构例子的图。
图10中的ΔΣ调制器200的输入部分210构造为被配置为接收差分输入信号的电路。
例如，在诸如连续时间ΔΣ调制器(AD转换器)的AD转换器中，输入部分210通常如图10A所示构造。
输入部分210包括输入阻抗Rin21和Rin22、电容C21和C22以及用于差分输入/输出的运算放大器OPA21。
此外，输入部分210包括第一模拟信号输入端Tvinp和第二模拟信号输入端Tvinm。
该结构对应于图9中的积分器INT2的部分。
尽管在图10A中省略了来自DAC2的包括负载阻抗的反馈线路，但是实际上在运算放大器OPA21的输入侧连接了包括负载阻抗的反馈线路。
在第二实施例中，如图10B所示，包括了用于固定信号α(Vα)的输入阻抗Rin23和Rin24。
而且，输入部分210包括第一固定信号输入端Tvap和第二固定信号输入端Tvam。
第一模拟信号输入端Tvinp通过输入阻抗Rin21连接到运算放大器OPA21的(由加号表示的)正侧输入端。
第二模拟信号输入端Tvinm通过输入阻抗Rin22连接到运算放大器OPA21的(由减号表示的)负侧输入端。
电容C21连接在运算放大器OPA21的(由减号表示的)负侧输出端和(由加号表示的)正侧输入端之间。
电容C22连接在运算放大器OPA21的(由加号表示的)正侧输出端和(由减号表示的)负侧输出端之间。
第一固定信号输入端Tvap通过输入阻抗Rin23连接到运算放大器OPA21的(由加号表示的)正侧输入端。
第二固定信号输入端Tvam通过输入阻抗Rin24连接到运算放大器OPA21的(由减号表示的)负侧输入端。
在第三实施例中，如图10B中所示，使用输入阻抗Rin23和Rin24将固定电压Va(α)连接到运算放大器OPA21，并且以与AD转换器组合的形式实现固定信号α的加上/减去。
根据第三实施例中，可以获得与上述第一实施例类似的效果。
<4.第四实施例>
图11是示出根据第四实施例的包括非线性(失真)补偿功能的AD转换装置的结构的图。
根据第四实施例的AD转换装置10C与第一实施例中的AD转换装置10的不同点在于，应用流水线型AD转换器，作为第一AD转换器21C和第二AD转换器22C。
在第四实施例中，除了用于输入信号的电容Cin之外，用于固定信号α(Va)的输入电容也连接到第一AD转换器21C的输入部分和第二AD转换器22C的输入部分之一。
图12A和12B是示出图11中的流水线型AD转换器的输入部分的结构例子的电路图。
例如，在诸如连续时间ΔΣ调制器(AD转换器)的AD转换器中，其输入部分通常如图12A所示而构造。
输入级电路220通常包括运算放大器OPA221、电容C221和C222以及采样电容Cin221和Cin222，如图12A所示。
输入级电路220包括差分输入电压+Vin和-Vin的输入端T221和T222、开关SW221到SW228以及节点ND221到ND228。
而且，在第四实施例中，如图12B所示，包括了用于固定信号α(Va)的输入阻抗Cin223和Cin224。
输入级电路220包括差分输入电压+Va和-Va的输入端T223和T224、开关SW229到SW232以及节点ND229和ND230。
采样电容Cin221连接在节点ND221和节点ND223之间，并且采样电容Cin222连接在节点ND222和节点ND224之间。
电容C221连接在运算放大器OPA221第一输入侧节点ND225和第一输出侧节点ND227之间。电容C222连接在运算放大器OPA221的第二输入侧节点ND226和第二输出侧节点ND228之间。
开关SW221连接在输入端T221和节点221之间，并且通过信号φd1而接通/断开。开关SW222连接在输入端T222和节点ND222之间，并且通过信号φd1而接通/断开。
开关SW223连接在节点ND221和参考电势之间，并且通过信号φ的反转信号/φ(/表示反转)而接通/断开。
开关SW224连接在节点ND222和参考电势之间，并且通过信号φ的反转信号/φ而接通/断开。
开关SW225连接在节点ND223和参考电势之间，并且通过信号φ而接通/断开。
开关SW226连接在节点ND224和参考电势之间，并且通过信号φ而接通/断开。
开关SW227连接在节点ND223和节点ND225之间，并且通过信号φ的反转信号/φ而接通/断开。
开关SW228连接在节点ND224和节点ND226之间，并且通过信号φ的反转信号/φ而接通/断开。
采样电容Cin223连接在节点ND229和节点ND223之间，并且采样电容Cin224连接在节点ND230和节点ND224之间。
开关SW229连接在输入端T223和节点ND229之间，并且通过信号φd1而接通/断开。开关SW230连接在输入端T224和节点ND230之间，并且通过信号φd1而接通/断开。。
开关SW231连接在节点ND229和参考电势之间，并且通过信号φ的反转信号/φ(/表示反转)而接通/断开。
开关SW232连接在节点ND230和参考电势之间，并且通过信号φ的反转信号/φ而接通/断开。
采样电容Cin221在开关SW225的接通状态下采样输入电压Vin，并在开关SW225的断开状态下，在节点ND223侧产生采样的电压Vin以输出其电压信号。
采样电容Cin222在开关SW226的接通状态下，采样输入电压-Vin，并在开关SW226的断开状态下，在节点ND224侧产生采样的电压-Vin以输出其电压信号。
采样电容Cin223在开关SW225的接通状态下，采样输入电压Va，并在开关SW225的断开状态下，在节点ND223侧产生采样的电压Va以输出其电压信号。
采样电容Cin224在开关SW226的接通状态下，采样输入电压-Va，并在开关SW226的断开状态下，在节点ND224侧产生采样的电压-Va以输出其电压信号。
在第四实施例中，如图12B所示，使用类似于输入信号线路的输入电容Cin223和Cin224以及开关SW229和SW230将固定电压Va(α)连接到运算放大器OPA21。利用此结构，以与AD转换器组合的形式实现固定信号α的加上/减去。
例如，在诸如流水线型AD转换器和离散时间ΔΣAD转换器的AD转换器中，其输入部分可以如图13所示构造，并且包括电容、开关和运算放大器OPA21。
通过电容的比率确定电路的增益。
因此，在该结构中，通过将第二AD转换器22C的输入电容Cin的值乘以α倍而以与AD转换器组合的形式实现恒定增益α。
根据第四实施例，可以获得与上述第一实施例类似的效果。
<5.第五实施例>
图13是示出根据第五实施例的信号处理系统的结构例子的框图。
信号处理系统100形成为可应用于根据第一到第四实施例的AD转换装置10到10C的信号处理系统。作为信号处理系统100的例子，例示了用于通信设施的接收设备的信号处理系统。
信号处理系统100包括模拟信号处理电路110、AD转换器120和数字信号处理电路130。
在信号处理系统100中，可应用根据第一到第四实施例的AD转换装置10到10C的任意一个作为AD转换器120。
在图13的信号处理系统100中，通过利用信号处理电路130进行信号处理以尽可能多地降低模拟信号处理电路110的规模，可预期实现尺寸减小和高效率。
为了实现如上所述的系统，即，为了利用数字信号处理电路130进行信号处理，代替在现有技术中进行信号处理的模拟信号处理电路110，应该以尽可能少的原始信号信息丢失来进行AD转换。因此，具有高SN比的AD转换器是受人欢迎的。
为了实现高SN比，应该满足两个条件：<1>增加分辨率(位数)；以及<2>降低电路中的噪声。而且，AD转换器应该具有高转换速度。这是因为要处理的信息量随着系统的复杂性而增加。
作为满足这些条件的AD转换器120的例子，可应用作为流水线型AD转换器运作的根据第四实施例的AD转换装置10C。
在上述实施例中，可应用单个操作和差分操作两者。
还可以如下所述构造本技术。
(1)模数转换装置，包括：
第一模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；
第二模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；
差赋予部分，被配置为，在到第一模数转换器的输入模拟信号和到第二模数转换器的输入模拟信号之间，提供至少固定信号α的差，以分别将输入模拟信号输入到第一模数转换器和将输入模拟信号输入到第二模数转换器；
第一非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的控制变量信号而补偿第一模数转换器的第一输出信号的非线性失真；
第二非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的该控制变量信号而补偿第二模数转换器的第二输出信号的非线性失真；以及
非线性检测部分，被配置为，依赖于由第一非线性补偿部分获得的第一信号和由第二非线性补偿部分获得的第二信号，来估算该第一非线性补偿部分和该第二非线性补偿部分补偿了多少该第一模数转换器的非线性失真以及该第二模数转换器的非线性失真，该非线性检测部分被配置为，以非线性失真作为曲率，基于该第一信号和该第二信号之间的差，来估算依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，并产生用于消除与该曲率对应的部分的控制变量信号，由此将控制变量信号输出到该第一非线性补偿部分和第二非线性补偿部分。
(2)根据(1)的模数转换装置，其中
该非线性检测部分包括
强度获取部分，被配置为，基于通过将第一信号和第二信号相加而产生的相加信号，来计算输入模拟信号的信号强度，
曲率获取部分，被配置为，基于通过取该第二信号和第一信号之间的差而产生的差信号，来获取依赖于该输入模拟信号的信号强度的曲率，以及
控制变量产生部分，被配置为，依赖于由曲率获取部分获取的曲率和由强度获取部分获取的信号强度，来产生该控制变量信号。
(3)根据(2)的模数转换装置，其中
该强度获取部分包括
加法器，被配置为将第一信号和第二信号相加以输出相加信号，
绝对值获取部分，被配置为获取由加法器获得的相加信号的绝对值信号，以及
第一微分器，被配置为对该绝对值获取部分获取的绝对值信号求微分以获取输入模拟信号的信号强度，
该曲率获取部分包括
减法器，被配置为输出通过取第二信号和第一信号之间的差而产生的差信号，以及
第二微分器，被配置为对由该减法器获得的差信号求微分，以获取依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，以及
该控制变量产生部分包括
除法器，被配置为将该第二微分器获得的曲率除以该第一微分器输出的信号强度以产生控制变量信号。
(4)根据(1)到(3)的任意一项的模数转换装置，还包括：
滤波器，被配置为对从非线性检测部分输出的控制变量信号进行滤波处理并将得到的信号提供给第一非线性补偿部分和第二非线性补偿部分作为不依赖于噪声的控制变量信号。
(5)根据(1)到(4)的任意一项的模数转换装置，还包括：
输出部分，被配置为将由第一非线性补偿部分获得的第一信号和由第二非线性补偿部分获得的第二信号相加，以输出得到的信号。
(6)根据(1)到(5)的任意一项的模数转换装置，其中
该差赋予部分
将该固定信号α加到该输入模拟信号，并将得到的信号输入到该第一模数转换器，以及
从该输入模拟信号中减去该固定信号α，并将得到的信号输入到该第二模数转换器。
(7)根据(1)到(5)的任意一项的模数转换装置，其中
该差赋予部分
将该输入模拟信号输入到该第一模数转换器，以及
从该输入模拟信号中减去该固定信号α，并将得到的信号输入到该第二模数转换器。
(8)根据(1)到(7)的任意一项的模数转换装置，其中
该第一模数转换器和该第二模数转换器每个由ΔΣ调制器形成，该ΔΣ调制器包括：
至少一个积分器，
量化器，包括积分电容，并且被配置为对积分器的输出信号进行量化，以输出数字信号，
至少一个数模转换器，被配置为将由该量化器获得的数字信号转换为模拟信号，并将该模拟信号反馈到该积分器的输入侧，以及
第一输入阻抗，该输入模拟信号被输入到该第一输入阻抗，以及第一模数转换器和第二模数转换器中的至少一个还包括：
第二输入阻抗，该固定信号被输入到该第二输入阻抗。
(9)根据(1)到(7)的任意一项的模数转换装置，其中
第一模数转换器和第二模数转换器的至少一个包括流水线型模数转换器，该流水线型模数转换器包括：
第一输入电容，被配置为对输入级中的输入模拟信号采样，以及
第二输入电容，被配置为对输入级中的固定信号采样。
(10)信号处理系统，包括：
模数转换装置，被配置为将来自模拟信号处理系统的模拟信号转换为数字信号，该模数转换装置包括
第一模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；
第二模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；
差赋予部分，被配置为，在到第一模数转换器的输入模拟信号和到第二模数转换器的输入模拟信号之间，提供至少固定信号α的差，以分别将输入模拟信号输入到第一模数转换器和将输入模拟信号输入到第二模数转换器；
第一非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的控制变量信号而补偿第一模数转换器的第一输出信号的非线性失真；
第二非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的该控制变量信号而补偿第二模数转换器的第二输出信号的非线性失真；以及
非线性检测部分，被配置为，依赖于由第一非线性补偿部分获得的第一信号和由第二非线性补偿部分获得的第二信号，来估算该第一非线性补偿部分和该第二非线性补偿部分补偿了多少该第一模数转换器的非线性失真以及该第二模数转换器的非线性失真，该非线性检测部分被配置为，以非线性失真作为曲率，基于该第一信号和该第二信号之间的差，来估算依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，并产生用于消除与该曲率对应的部分的控制变量信号，由此将控制变量信号输出到该第一非线性补偿部分和第二非线性补偿部分。
本公开包含与2010年5月31日在日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2011-121921中的公开有关的主题，通过引用将其全部内容合并于此。
本领域技术人员应当理解，取决于设计要求和其他因素，可以发生各种修改、组合、子组合和变更，只要其在所附权利要求或其等效物的范围内即可。

Claims (10)

1.一种模数转换装置，包括：
第一模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；
第二模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；
差赋予部分，被配置为，在到第一模数转换器的输入模拟信号和到第二模数转换器的输入模拟信号之间，提供至少固定信号α的差，以分别将输入模拟信号输入到第一模数转换器和将输入模拟信号输入到第二模数转换器，其中所述固定信号α是非零信号；
第一非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的控制变量信号而补偿第一模数转换器的第一输出信号的非线性失真；
第二非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的该控制变量信号而补偿第二模数转换器的第二输出信号的非线性失真；以及
非线性检测部分，被配置为，依赖于由第一非线性补偿部分获得的第一信号和由第二非线性补偿部分获得的第二信号，来估算该第一非线性补偿部分和该第二非线性补偿部分补偿了多少该第一模数转换器的非线性失真以及该第二模数转换器的非线性失真；该非线性检测部分被配置为，以非线性失真作为曲率，基于该第一信号和该第二信号之间的差，来估算依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，并产生用于消除与该曲率对应的部分的控制变量信号，由此将控制变量信号输出到该第一非线性补偿部分和第二非线性补偿部分。
2.根据权利要求1的模数转换装置，其中
该非线性检测部分包括
强度获取部分，被配置为，基于通过将第一信号和第二信号相加而产生的相加信号，来计算输入模拟信号的信号强度，
曲率获取部分，被配置为，基于通过取该第二信号和第一信号之间的差而产生的差信号，来获取依赖于该输入模拟信号的信号强度的曲率，以及
控制变量产生部分，被配置为，依赖于由曲率获取部分获取的曲率和由强度获取部分获取的信号强度，来产生该控制变量信号。
3.根据权利要求2的模数转换装置，其中
该强度获取部分包括
加法器，被配置为将第一信号和第二信号相加以输出相加信号，
绝对值获取部分，被配置为获取由加法器获得的相加信号的绝对值信号，以及
第一微分器，被配置为对该绝对值获取部分获取的绝对值信号求微分，以获取输入模拟信号的信号强度，
该曲率获取部分包括
减法器，被配置为输出通过取第二信号和第一信号之间的差而产生的差信号，以及
第二微分器，被配置为对由该减法器获得的差信号求微分，以获取依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，以及
该控制变量产生部分包括
除法器，被配置为将该第二微分器获得的曲率除以该第一微分器输出的信号强度以产生控制变量信号。
4.根据权利要求1的模数转换装置，还包括：
滤波器，被配置为对从非线性检测部分输出的控制变量信号进行滤波处理并将得到的信号提供给第一非线性补偿部分和第二非线性补偿部分作为不依赖于噪声的控制变量信号。
5.根据权利要求1的模数转换装置，还包括：
输出部分，被配置为，将由第一非线性补偿部分获得的第一信号和由第二非线性补偿部分获得的第二信号相加，以输出得到的信号。
6.根据权利要求1的模数转换装置，其中
该差赋予部分
将该固定信号α加到该输入模拟信号，并将得到的信号输入到该第一模数转换器，以及
从该输入模拟信号中减去该固定信号α，并将得到的信号输入到该第二模数转换器。
7.根据权利要求1的模数转换装置，其中
该差赋予部分
将该输入模拟信号输入到该第一模数转换器，以及
从该输入模拟信号中减去该固定信号α，并将得到的信号输入到该第二模数转换器。
8.根据权利要求1的模数转换装置，其中
该第一模数转换器和该第二模数转换器每个由ΔΣ调制器形成，该ΔΣ调制器包括：
至少一个积分器，
量化器，包括积分电容，并且被配置为对积分器的输出信号进行量化，以输出数字信号，
至少一个数模转换器，被配置为将由该量化器获得的数字信号转换为模拟信号，并将该模拟信号反馈到该积分器的输入侧，以及
第一输入阻抗，该输入模拟信号被输入到该第一输入阻抗，以及
第一模数转换器和第二模数转换器中的至少一个还包括：
第二输入阻抗，该固定信号被输入到该第二输入阻抗。
9.根据权利要求1的模数转换装置，其中
第一模数转换器和第二模数转换器的至少一个包括流水线型模数转换器，该流水线型模数转换器包括：
第一输入电容，被配置为对输入级中的输入模拟信号采样，以及
第二输入电容，被配置为对输入级中的固定信号采样。
10.一种信号处理系统，包括：
模数转换装置，被配置为将来自模拟信号处理系统的模拟信号转换为数字信号，该模数转换装置包括
第一模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；
第二模数转换器，被配置为将输入模拟信号转换为数字信号；
差赋予部分，被配置为，在到第一模数转换器的输入模拟信号和到第二模数转换器的输入模拟信号之间，提供至少固定信号α的差，以分别将输入模拟信号输入到第一模数转换器和将输入模拟信号输入到第二模数转换器，其中所述固定信号α是非零信号；
第一非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的控制变量信号而补偿第一模数转换器的第一输出信号的非线性失真；
第二非线性补偿部分，被配置为依赖于要提供的该控制变量信号而补偿第二模数转换器的第二输出信号的非线性失真；以及
非线性检测部分，被配置为，依赖于由第一非线性补偿部分获得的第一信号和由第二非线性补偿部分获得的第二信号，来估算该第一非线性补偿部分和该第二非线性补偿部分补偿了多少该第一模数转换器的非线性失真以及该第二模数转换器的非线性失真；该非线性检测部分被配置为，以非线性失真作为曲率，基于该第一信号和该第二信号之间的差，来估算依赖于输入模拟信号的信号强度的曲率，并产生用于消除与该曲率对应的部分的控制变量信号，由此将控制变量信号输出到该第一非线性补偿部分和第二非线性补偿部分。
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