CN102299616A - 一种自激推挽式变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自激推挽式变换器，包括Royer电路，在所述Royer电路的供电端和所述Royer电路中变压器初级绕组的中心抽头之间，还连接有电感，所述电感的电感量为变压器中其中一个初级绕组电感量的十分之一以下，所述初级绕组的中心抽头为所述变压器的两个初级绕组的连接点；本发明的自激推挽式变换器具有一致性高、易于调试、工艺要求低、短路保护性能好的特点。

Description

一种自激推挽式变换器

技术领域

本发明涉及一种自激推挽式变换器，特别涉及工业控制与照明行业DC-DC或DC-AC中的自激推挽式变换器。

背景技术

现有的自激推挽式变换器，电路结构来自1955年美国罗耶(G.H.Royer)发明的自激振荡推挽三极管单变压器直流变换器，这也是实现高频转换控制电路的开端；部分电路来自1957年美国查赛(Jen Sen，有的地方译作“井森”)发明的自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路；这两种电路，后人统称为自激推挽式变换器。Royer电路相比自振荡Jensen电路，有一个优点，Royer电路在输出端负载短路时，通过电路的设计，可以实现输出端负载短路保护，而不会烧毁推挽用的三极管。在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页(该书ISBN号为7-121-00211-6)公开了自激推挽式变换器的电路组成方式和实现原理，电路的主要形式为上述著名的Royer电路和自振荡Jensen电路，其中采用Royer电路结构的自激推挽式变换器主要由一对推挽工作的三极管和一个具有磁滞回线的磁心组成，是利用磁心饱和特性进行推挽振荡驱动的，其振荡频率是电源电压的函数，振荡频率为：

$f=\frac{\mathrm{Vs}}{4\mathrm{BwSN}}\×{10}^4\mathrm{Hz}$ ………………………………………………公式(1)

式中：f为振荡频率，Bw为工作磁感应强度(T)，N为线圈匝数，S为磁心有效截面积。

现有技术中采用Royer电路结构的自激推挽式变换器，其短路保护的实现机理是通过变压器的漏感实现的。变压器都会存在漏感，理想的变压器并不存在，变压器的漏感是初级线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈，因此产生漏磁的电感称为漏感。次级线圈通常作输出用，也称为副边。当次级线圈直接短路时，这时测出的初级线圈仍存在电感量，通常近似地认为是漏感。初级线圈、初级绕组也称为原边。

图1示出了现有技术中常见应用的一种自激推挽式变换器，其采用了Royer电路结构，包括滤波电容C、偏置电阻R1、启动电容C1、第一三极管TR1、第二三极管TR2和变压器B，其中变压器B包含：第一初级绕组NP1和第二初级绕组N_P2，第二初级绕组N_P2的同名端连接到第一初级绕组N_P1的异名端，它们的连接点为初级绕组的中心抽头；第一反馈绕组N_B1和第二反馈绕组N_B2，第一反馈绕组N_B1的同名端连接到第二反馈绕组N_B2的异名端，它们的连接点为反馈绕组的中心抽头；和次级绕组Ns。滤波电容C的一端为变换器的供电端Vin，另一端为变换器的供电参考端GND，第一三极管TR1与第二三极管TR2的发射极相连接，其连接点连接到供电参考端GND，第一三极管TR1的基极连接到第一反馈绕组N_B1的异名端，其集电极连接到第一初级绕组N_P1的同名端，第二三极管TR2的基极连接到第二反馈绕组N_B2的同名端，其集电极连接到第二初级绕组N_P2的异名端，供电端Vin一路连接到初级绕组的中心抽头，另一路通过偏置电阻R1连接到反馈绕组的中心抽头，启动电容C1与偏置电阻R1相并联，输出绕组Ns为变换器的输出端，连接变压器的负载，电路的副边也可通过如图2所示的公知全波整流电路输出。该变压器输出波形为近似方波，电路的变换效率较高，这种电路结构中，在较高工作电压等很多场合下，与偏置电阻R1相并联的启动电容C1在可以省去，这样可以解决启动电容C1在变换器开机时对推挽用第一三极管TR1和第二三极管TR2的冲击。当变换器的负载出现短路时，等效于第一初级绕组N_P1和第二初级绕组N_P2的电感量降至一个很小的值，电路进入高频自激推挽式振荡。参见公式(1)，负载短路时，线圈有效匝数由于短路而等效减少，相当于公式(1)中SN的乘积变小，工作频率上升。频率上升也会引起电路脱离磁心磁饱和式振荡，而进入LC回路的高频振荡，通过控制变压器B的漏感，让自激推挽式振荡频率大幅上升；根据公知的变压器理论，振荡频率上升后，常见变压器B的传输效率降低，短路引起副边消耗的能量并不大，原边的消耗也会因自激推挽式振荡频率上升而降低；自激推挽式振荡频率上升后，变压器B的传输效率降低，短路引起的漏感会有所回升，即漏感值升高，最终电路的振荡频率会稳定在一个高频率上。上述短路保护实现过程可概括描述为：负载短路→变压器初级电感量降低→电路推挽式振荡频率上升→变压器传输效率降低→在新工作频率下，漏感值升高→电路推挽式振荡频率稳定在某一点上。在实际使用时，正常工作时，采用Royer电路结构的自激推挽式变换器工作在100KHz的频率上；当短路发生时，其工作频率可上移至1MHz以上。

由于图1示出的采用Royer电路结构的自激推挽式变换器，其变压器B的线圈，匝与匝之间存在分布电容，线圈的等效电路为图4所示，线圈的分布电容等效为图中所示电容，图中所示电阻为线圈的等效电阻；这样，变换器在利用漏感实现短路保护时，变压器B和第一三极管TR1以及第二三极管TR2构成了LC振荡回路，该LC振荡回路的等效电路如图5所示，其中电容C_F为回路的分布电容，包括第一三极管TR1和第二三极管TR2的输出电容、变压器B初级绕组(第一初级绕组N_P1和第二初级绕组N_P2)的分布电容以及电线之间的分布电容；第一漏感L_DP1和第二漏感L_DP2分别为变压器B两个初级绕组的漏感。由于第一三极管TR1和第二三极管TR2轮流导通，始终有一只三极管的集电极因为饱和导通而等效接地，这就相当于LC振荡回路中的两端用高速开关分别轮流接地，即等效于LC振荡回路中的一端始终接地，另一端仍为接在供电端Vin上。由于LC振荡回路被供电端Vin输入的电压限幅，所以，尽管在负载短路时，电路工作频率升上去了，该LC振荡回路由于被供电端Vin并联限制，相当于该LC振荡回路被短路，相当于LC振荡回路的品质因素Q值极低，而需要不停地补充能量才能维持振荡，变换器内部的能量消耗大。

图3示出了现有技术中常用于照明行业的一种自激推挽式变换器，其用于驱动日光灯管、节能灯管，学名为“集极谐振型Royer电路”，或“冷阴极灯管逆变器(CCFL inverter)”，所以也会简称为CCFL逆变器、CCFL变换器。其特点是在采用Royer电路结构的自激推挽式变换器(如图1)的基础上，供电端Vin通过阻尼电感L1连接到变压器B初级绕组的中心抽头，阻尼电感L1的电感量一般是第一初级绕组N_P1或第二初级绕组N_P2电感量的十倍以上；同时，第一三极管TR1的集电极通过谐振电容C_L连接到第二三极管TR2的集电极，谐振电容C_L与变压器B形成一个公知的LC振荡回路，其中C是谐振电容C_L的电容量，L是推挽变压器初级绕组的总电感量。第一初级绕组N_P1和第二初级绕组N_P2的电感相等，变压器B初级绕组的总电感量L_ALL是初级绕组N_P1电感量的4倍。利用LC振荡回路，采用集极谐振型Royer电路结构的自激推挽式变换器的输出为正弦波或近似正弦波，但对于这种电路形式的变换器，即使采用变压器漏感技术，反复调节推挽变压器B的漏感，由于L1电感量较大，也很难获良好的输出短路保护性能，在期待的高频率下，无法对谐振电容C_L和变压器B的漏感形成的LC振荡回路进行补充能量，变换器在负载发生短路时，电路无法进入高频振荡状态，由于变压器B漏感小，电路停振，电阻R1向三极管TR1和TR2的基极提供了偏置电流，这时会出现第一三极管TR1和第二三极管TR2同时通过阻尼电感L1直流导通的状况，导致第一三极管TR1和第二三极管TR2在很短的时间内因为大电流、集电极至发射极压降大而烧毁。

综合以上所述，现有技术的采用Royer电路结构的自激推挽式变换器具有以下缺点：

1、绕制变压器的工艺要求很严格，产品的一致性很难控制。

因变换器是通过漏感实现短路保护的，为了获得良好的短路保护性能，对变压器的漏感要求很严格。所以，对绕制变压器的工艺要求很严格。

2、现有的Royer自激推挽式变换器的效率与短路保护性能不好兼顾。

变压器在绕制时，经常采用原边和副边间距大一点的绕法，这样漏感大，可以获得良好的短路保护性能，但这时由于漏感偏大，电路的整体变换效率会降低。即，现有的Royer自激推挽式变换器的效率与短路保护性能是矛盾的，在设计时，经常出现：短路保护性能做好了，变换效率又低了；变换效率做好了，短路保护性能又很差。

3、对于为了能应用于工业控制和照明行业，获得正弦波输出的Royer自激推挽式变换器电路(如图3)，现有技术无法实现良好的输出短路保护功能，基本上负载短路时，由于阻尼电感L1的存在，电路无法工作在相对高频的情况下，会在较短时间内烧毁第一三极管TR1和第二三极管TR2。

4、负载出现短路时，现有的Royer自激推挽式变换器功耗大，短路时间略长，几分钟至半小时，电路极易因发热而损坏。

发明内容

本发明的目的是提供一种自激推挽式变换器，该变换器能克服上述缺点，能达到良好的短路保护性能一致性，兼顾高效率与良好的短路保护性能，对产生漏感的变压器的工艺要求较低，能长时间工作在负载短路情况下而不损坏。

本发明的目的是通过以下技术措施来实现的：

一种自激推挽式变换器，包括Royer电路，在所述Royer电路的供电端和所述Royer电路中变压器初级绕组的中心抽头之间，还连接有电感，所述电感的电感量为变压器中其中一个初级绕组电感量的十分之一以下，所述初级绕组的中心抽头为所述变压器的两个初级绕组的连接点。

作为本发明的一种实施方式，所述电感LN由印刷电路板的走线形成。

作为本发明的一种实施方式，所述电感LN由所述初级绕组的中心抽头引线串入磁珠或磁环形成。

本发明还可通过另一技术措施来实现的：一种自激推挽式变换器，包括集极谐振型Royer电路，还包括电感和电容；所述集极谐振型Royer电路中变压器初级绕组的中心抽头依次通过所述电感和所述集极谐振型Royer电路中阻尼电感连接到所述集极谐振型Royer电路的供电端，所述电感的电感量为变压器中其中一个初级绕组电感量的十分之一以下，所述初级绕组的中心抽头为所述变压器的两个初级绕组的连接点；所述阻尼电感和电感的连接点通过电容连接到所述集极谐振型Royer电路的供电参考端；所述供电参考端为所述集极谐振型Royer电路供电端不与阻尼电感连接的另一端。

作为本发明的一种实施方式，所述电感L_N由印刷电路板的走线形成。

作为本发明的一种实施方式，所述电感L_N由所述初级绕组的中心抽头引线串入磁珠或磁环形成。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1、增加低成本的一电感或一电感、一电容后，变压器的制作、生产工艺变得简单，且短路保护性能一致性好。

2、自激推挽式变换器的效率与短路保护性能可以独立调试，兼顾了变换器的高效率与良好的短路保护性能。

3、当负载短路时，Royer自激推挽式变换器可以长时间稳定工作，短路保护性能得到提升。

4、应用于工业控制和照明行业、输出正弦波信号的自激推挽式变换器，同样能够实现以上三个有益效果。

在供电电源端至主变压器中心抽头之间串入一只电感，电感的感量确保在正常工作时，对电路的变换效率影响较小，而在输出发生短路时，电路工作在高频振荡模式下，利用这只电感通低频、阻高频的特性，产生较大的电压降，减少变压器对输出短路端的能量传输，从而进一步降低电路在输出短路时的工作电流、降低电路的功耗。

对于集极谐振型Royer电路，变压器B初级绕组的中心抽头依次通过电感L_N和所述集极谐振型Royer电路中阻尼电感L1连接到供电端Vin；阻尼电感L1和电感L_N的连接点通过电容C_N连接到供电参考端。本发明的新增电容C_N，在正常工作时，电容C_N的容抗大，相当于C_N不存在，而串入的电感L_N感量小，对原电路性能几乎没有影响；新加的两个元件不影响电路输出正弦波或近似正弦波；而在输出发生短路时，电路的振荡频率上移时，阻尼电感L1和新增电容C_N成了一个LC滤波回路，这时电容C_N容抗较小，对于高频信号，相当于交流接地，高频振荡因为电容C_N存在而得已维持，这时电感L_N通低频、阻高频的特性，在高频振荡的工作方式下，产生较大的电压降减少变压器对输出短路端的能量传输，从而进一步降低电路在输出短路时的工作电流、降低电路的功耗。

若变压器的漏感偏小，高频振荡更高，这时，在串入电感上的电压降会增大，进一步限制了变压器对输出短路端的能量传输，从而实现短路保护性能一致性好。

附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

图1为现有技术的Royer电路结构自激推挽式变换器的电路原理图；

图2为公知的全波整流电路的电路原理图；

图3为现有技术的集极谐振型Royer电路的电路原理图；

图4为公知的电感实际的等效电路原理图；

图5为图1所示电路利用漏感实现短路保护时其主电路的等效电路图；

图6为本发明实施例一的电路原理图；

图7为实施例一在电路正常工作时的输出波形图；

图8为图6所示电路实现短路保护时其主电路的等效电路图；

图9为本发明实施例二的电路原理图；

图10为图1所示电路在实现短路保护时其第一三极管集电极的波形图；

图11为自激推挽式变换器的变换效率测试电路原理图；

图12为图6所示电路在实现短路保护时其第一三极管集电极的波形图。

具体实施方式

图6示出了本发明实施例一的自激推挽式变换器，包括滤波电容C、偏置电阻R1、启动电容C1、第一三极管TR1、第二三极管TR2、变压器B和电感L_N，其电路结构与现有技术中采用Royer电路结构的自激推挽式变换器(如图1)基本相同，其不同点仅在于供电端Vin通过新增的电感L_N连接到变压器B初级绕组的中心抽头，该电感L_N的电感量为变压器B中其中一个初级绕组(NP1、NP2)电感量的十分之一以下，该初级绕组的中心抽头为第一初级绕组NP1和第二初级绕组NP2的连接点。

其中，当变压器B的两个初级绕组(第一初级绕组NP1和第二初级绕组NP2)取值不相同时，电感L_N的电感量为其中电感量较小的初级绕组电感量的十分之一以下。

当变换器正常工作时，由于电感L_N的电感量远小于变压器B的第一初级绕组N_P1或第二初级绕组N_P2的电感量，这时电感L_N对电路的变换效率影响较小，电感L_N的电感量取值在变压器第一初级绕组N_P1或第二初级绕组N_P2的电感量的十分之一，那么次级绕组输出电压就会下降十分之一，即输出电压是不串电感L_N时的90.0％，电感L_N也不是理想电感，取大了以后，其直流内阻就会大，就会引起电路的变换效率降低，同时，由于电感L_N的影响，输出电压会降低；电感L_N的取值太小，接近导线的话，短路保护效果则不明显。为了不影响电路的输出电压，同时保证短路保护效果，电感取值优选在第一初级绕组N_P1或第二初级绕组N_P2的电感量的四百分之一与二十分之一之间，电感L_N的电感量取值在变压器第一初级绕组N_P1或第二初级绕组N_P2的电感量的百分之一以下时，电感L_N对电路的变换效率影响极小，可以忽略不计，同时对输出电压的影响也极小，在正常工作时，电感L_N相当于短路，变换器利用磁心饱和特性实现推挽振荡工作，输出波形为近似方波(如图7所示)，电路的变换效率较高，其原理与现有技术的实现原理相同，在此不再赘述。

当变换器的负载出现短路时，等效于第一初级绕组N_P1和第二初级绕组N_P2的电感量降至一个很小的值，电路进入高频自激推挽式振荡。通过控制变压器B的漏感，让自激推挽式振荡频率大幅上升；振荡频率上升后，变压器B的传输效率降低，短路引起副边消耗的能量并不大，原边(第一初级绕组N_P1、第二初级绕组N_P2、第一反馈绕组N_B1和第二反馈绕组N_B2)的消耗也会因自激推挽式振荡频率上升而降低；自激推挽式振荡频率上升后，变压器B的传输效率降低，短路引起的漏感会有所回升，即漏感值升高，最终电路自激推挽式变换器的振荡频率会稳定在一个高频率上。由于电感L_N的存在，这种LC振荡回路等效电路如图8所示，其中电容C_F为回路的分布电容，包括第一三极管TR1和第二三极管TR2的输出电容、变压器B的分布电容、以及电线之间的分布电容；而第一漏感L_DP1和第二漏感L_DP2分别为变压器B两个初级绕组的漏感，由于第一三极管TR1和第二三极管TR2轮流导通，所以LC振荡回路的一端等效接地，另一端仍通过电感L_N接在供电端Vin上。由于电感L_N的存在，LC振荡回路不再被供电端Vin输入的电压限幅，在负载短路时，电路工作频率升上去了，能量在LC振荡回路中振荡，如图8中灰色箭头所示，能量要通过电感L_N才能通过供电端Vin被电源所吸收，该LC振荡回路由于电感L_N的存在，相当于LC振荡回路的品质因素Q值不再被电源拖得很低，该回路无需补充较大能量便能维持振荡，其内部的能量消耗很小，能量基本上消耗在副边负载短路环节上。所以当电感L_N的取值过小时，LC振荡回路的品质因素Q值仍会被电源拖得很低，电感L_N的作用减小。

图6示出的自激推挽式变换器，其短路保护的工作原理可以总结为：串入电感L_N，电感L_N在电路正常工作时，对磁心磁饱和特性的振荡影响很小；而当负载出现短路时，电路的振荡频率上移后，利用电感L_N的阻高频、通低频的特性，让振荡回路中的能量因电感L_N存在而不易被电源吸收而损失，从而改善了短路保护性能。经过精心调试、选值的电感L_N，配合同步加大电路中的启动电容C1的容值，可以让该自激推挽式变压器在短路保护时，电路的工作电流小于电路在空载情况下的工作电流。

上述本发明实施例一中，电感LN可以由印刷电路板的走线形成、也可以由所述的初级绕组中心抽头引线串入磁珠或磁环形成；根据电源变换器的实际需要，第一三极管和第二三极管可以均采用NPN型三极管或均采用PNP型三极管(此时电源输入电压的极性需要翻转)，也可以是采用单体的三极管或是复合三极管。

图9示出了本发明实施例二的自激推挽式变换器，包括滤波电容C、偏置电阻R1、启动电容C1、第一三极管TR1、第二三极管TR2、变压器B、阻尼电感L1、谐振电容C_L、电感L_N和电容C_N，其电路结构与现有技术中的集极谐振型Royer电路(如图3)基本相同，其不同点在于供电端Vin是依次通过阻尼电感L1和新增的电感L_N连接到变压器B初级绕组的中心抽头，该电感L_N的电感量为变压器B中其中一个初级绕组(NP1或NP2)电感量的十分之一以下，该初级绕组的中心抽头为第一初级绕组NP1和第二初级绕组NP2的连接点，还在于阻尼电感L1和新增的电感LN的连接点通过电容C_N连接到供电参考端GND。

当变换器正常工作时，电路的工作频率相对较低，由于电感L_N的电感量远小于变压器B的第一初级绕组N_P1或第二初级绕组N_P2的电感量，这时电感L_N对电路的变换效率影响较小，相当于短路，而电容C_N的容量也相对较小，相当于开路，所以电感L_N和电容C_N在变换器正常工作时可以忽略不计，变换器实现推挽振荡工作，输出波形为正弦波或近似正弦波，其原理与现有技术的实现原理相同，在此不再赘述。

当变换器的负载出现短路时，电路的振荡频率上移，这时，电容C_N相当于短路，提供了对地旁路，阻尼电感L1的作用成为供电电源滤波电感，与电容C_N共同组成变换器电路的滤波电路，而不会限制电路的振荡频率上移，这时，电感L_N和实施例一中电感L_N的作用相同并通过其实现短路保护，本实施例二实现短路保护的工作原理与实施例一相同并能达到相同的保护性能，这里不再赘述。

上述本发明实施例二中，电感LN可以由印刷电路板的走线形成、也可以由所述的初级绕组中心抽头引线串入磁珠或磁环形成；根据电源变换器的实际需要，第一三极管和第二三极管可以均采用NPN型三极管或均采用PNP型三极管(此时电源输入电压的极性需要翻转)，也可以是采用单体的三极管或是复合三极管。

为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进及其得到的有益效果，以下将对背景技术部分所提到的现有技术和本发明的具体实施例结合附图和实际测量数据加以说明。

图1示出的现有技术中采用Royer电路结构的自激推挽式变换器，通过以下的参数取值，将图1所示变换器做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA，即输出功率1W的开关电源变换器。

电路的主要参数取值为：滤波电容C取值1uF，偏置电阻R1取值1KΩ，启动电容C1取值0.047uF，第一三极管TR1和第二三极管TR2为放大倍数在200倍左右的三极管，它们的集电极最大工作电流为1A；变压器的副边输出采用如图2所示的全波整流电路，其中第一初级绕组N_P1和第二初级绕组N_P2的圈数均为20匝，第一反馈绕组N_B1和第二反馈绕组N_B2的圈数均为3匝，第一次级绕组N_S1和第二次级绕组N_S2的圈数分别为23匝，变压器B的磁心采用外直径5毫米，横截面积为1.5平方毫米的常见铁氧体环形磁心，俗称磁环。

经过对上述电路的实际测量，得出下述表一的现有技术中采用Royer电路结构的自激推挽式变换器的实测参数：

表一

从表一可以看出，在负载短路时，现有技术中的自激推挽式变换器的短路保护电流一致性较差，而这是因为变压器在绕制时，很难控制漏感的一致性引起的。

在变换器负载出现短路时，对上述电路中第一三极管TR1的集电极进行波形观察，得出如图10所示的输出波形，可以看到，在第一三极管TR1饱和导通时，其集电极的电压几乎为0V，而当第二三极管TR2饱和导通时，由于变压器B的作用，第一三极管TR1的集电极电压将近为从供电端Vin输入的电源电压的一倍，为9.50V。同时可以看到，在负载短路时，电路的振荡频率从电路正常工作时的34.56KHz(如图7所示)上升到565.3KHz，上升了将近16倍。

图6示出的本发明实施例一的自激推挽式变换器，其与图1示出的现有技术的自激推挽式变换器相同的电路部分采用上述表一相同的参数取值，直接在上述实际电路完成实测后，新增加电感L_N，经测定，第一初级绕组N_P1的电感量和第二初级绕组N_P2的电感量相等，实测为206uH，而根据本发明实施例一的要求，电感L_N的电感量取值应小于20.6uH，测试时电感L_N取值0.6uH，相当于初级绕组的三百四十分之一。

经过对上述电路的实际测量，得出下述表二的本发明实施例一的自激推挽式变换器的实测参数：

表二

从表二可以看出，在负载短路时，本发明实施例一的自激推挽式变换器，其总工作电流，即电路输入总电流，从1号样品至5号样品在负载短路时的工作电流全部下降至38mA以下，且一致性好。短路时，电路输入总电流也由平均值75.1mA下降至36mA。

为上述电路接上25欧的负载电阻，通过如图11所示效率测试电路在变换器正常工作时，分别对现有技术和本发明实施例一的自激推挽式变换器电路进行实测，其中，电压表头V1测试其工作电压Vin，即输入电压；电流表头A1测试其输入电流Iin，即为工作电流；电压表头V2测试其输出电压Vout，电流表头A2测试其输出电流Iout，得出下述表三的本发明实施例一的自激推挽式变换器的实测参数：

表三

其中，表三的变换效率由以下公式(2)计算得出。

电路的变换效率为：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{Vout}\×\mathrm{Iout}}{\mathrm{Vin}\×\mathrm{Iin}}\×100\%$ ………………………………………公式(2)

式中：Vin为工作电压，即输入电压，Iin为输入电流；Vout为输出电压，Iout为输出电流。

从表三可以看出，本发明串入合适的电感后，对效率的影响极小，短路保护性能一致性好，易于调试，变压器的制作、生产工艺变得简单。其中4号样品，由于变压器漏感小，现在技术在负载短路时，其工作电流有110mA，而本发明实施例一的工作电流下降至36mA。

在变换器负载出现短路时，对上述实施例一的电路中第一三极管TR1的集电极进行波形观察，得出如图12所示的输出波形，可以看到，在第一三极管TR1饱和导通时，其集电极的电压几乎为0V，而当第二三极管TR2饱和导通时，由于变压器B的作用，第一三极管TR1的集电极电压几乎为电源电压的几倍，为21.90V，能产生这么高的峰值，说明在电感L_N起作用，电路的LC振荡回路(如图8所示)确实在谐振，也因此产生了前文中表二所述的有益效果，短路保护电流也由平均值75.1mA下降至36mA。电路的振荡频率从电路正常工作时的34.56KHz(如图7所示)上升到1623KHz，上升了近46倍。现有技术是上升到565.3KHz，上升了将近16倍，所以本发明可以让短路时的振荡频率进一步上升。当负载由短路恢复为正常时，实施例一的自激推挽式变换器电路(如图6)可以自行恢复到利用磁心磁饱和特性的振荡中，这时工作频率低，电感L_N由于电感量小，对电路的工作几乎没有影响。

图6示出的本发明实施例一的自激推挽式变换器，前文提过，电感L_N的电感量取值应小于20.6uH，取上述表三的测试参数，其中电感L_N取值20.6uH，相当于初级绕组的十分之一。

经过对上述电路的实际测量，得出下述表四的本发明实施例一的自激推挽式变换器的实测参数：

表四

从表四可以看出，在负载短路时，本发明实施例一的自激推挽式变换器，其总工作电流，即电路输入总电流，从1号样品至5号样品在负载短路时的工作电流全部下降至37mA以下，且一致性好。短路时，电路输入总电流也由平均值75.1mA下降至34.4mA。电感L_N的感量取0.6uH时，平均值为36mA。

同样接上25欧的负载电阻，通过如图11所示效率测试电路进行实测，得出下述表五的本发明实施例一的自激推挽式变换器的实测参数：

表五

从表五可以看出，本发明串入初级绕组的十分之一电感后，对效率的影响开始显现，从使用0.6uH的平均值78.74％下降至77.84％，下降了0.9％。但对输出电压影响较大，从使用0.6uH的输出电压4.90V，下降至4.46V。

分别对图3示出的现有技术的自激推挽式变换器和图9示出的本发明实施例二自激推挽式变换器进行实测，其中阻尼电感L1取2mH电感，即是初级绕组电感206uH的十倍，图3示出的现有技术的自激推挽式变换器没有短路保护功能，电路在15秒内烧毁，由于L1的存在，图3电路无法实现短路保护功能。而图9示出的本发明实施例二自激推挽式变换器，电感L_N取值在20.6uH至0.6uH之间，电容C_N取值0.047uF至0.01uF电容时，图9电路均获得良好的短路保护性能，五只样品在次级绕组短路时，工作电流均在44mA以下。现有技术的集极谐振型Royer电路很难在保证电路常规性能下实现短路保护功能，而本发明实施例二自激推挽式变换器可以实现良好的短路保护功能，在此不再列表说明测试数据。

以上仅是本发明的优选实施方式，依据本发明的精神还可以通过其它方式实现，在上述的LC等效振荡回路中的其它位置串入电感，如两只推挽三极管发射级连接点至电源地之间串入电感、推挽三极管集电极至变压器之间分别串入电感、变压器两个初级绕组使用电感连接成中心抽头；用电感串联代替原有的电感；使用实施例二的电感LN和电容CN两级串联，这两级中，电感和电容的取值可以不同，以获得更好的保护性能等实施方式，也能实现本发明的目的，也应归于本发明的实施方式。

所以应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种自激推挽式变换器，包括Royer电路，其特征在于：在所述Royer电路的供电端和所述Royer电路中变压器初级绕组的中心抽头之间，还连接有电感，所述电感的电感量为变压器中其中一个初级绕组电感量的十分之一以下，所述初级绕组的中心抽头为所述变压器的两个初级绕组的连接点。

2.根据权利要求1所述自激推挽式变换器，其特征在于：所述电感由印刷电路板的走线形成。

3.根据权利要求1所述自激推挽式变换器，其特征在于：所述电感由所述初级绕组的中心抽头引线串入磁珠或磁环形成。

4.一种自激推挽式变换器，包括集极谐振型Royer电路，其特征在于：还包括电感和电容；所述集极谐振型Royer电路中变压器初级绕组的中心抽头依次通过所述电感和所述集极谐振型Royer电路中阻尼电感连接到所述集极谐振型Royer电路的供电端，所述电感的电感量为变压器中其中一个初级绕组电感量的十分之一以下，所述初级绕组的中心抽头为所述变压器的两个初级绕组的连接点；所述阻尼电感和电感的连接点通过电容连接到所述集极谐振型Royer电路的供电参考端。

5.根据权利要求4所述自激推挽式变换器，其特征在于：所述电感由印刷电路板的走线形成。

6.根据权利要求4所述自激推挽式变换器，其特征在于：所述电感由所述初级绕组的中心抽头引线串入磁珠或磁环形成。

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