CN102710110A - 一种自激推挽式变换器的短路保护方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自激推挽式变换器的短路保护方法，主要包括以下步骤：将自激推挽式变换器的输出端短路，调节自激推挽式变换器中主功率变压器的漏感，使得自激推挽式变换器的短路保护电流大于短路保护极限电流；增大自激推挽式变换器中启动电容的电容量，使得自激推挽式变换器进入间隙式高频振荡状态并且短路保护电流降低到短路保护极限电流以下。本发明能够在不增加元件的前提下，使得自激推挽式变换器可以带大容性负载，且短路发生时，仍有很低的短路保护电流，自激推挽式变换器可以长期工作在输出短路状态下。

Description

一种自激推挽式变换器的短路保护方法

技术领域

本发明涉及一种电源变换器的短路保护方法，具体地说是一种自激推挽式变换器的短路保护方法。

背景技术

现有的自激推挽式变换器，电路结构来自1955年美国罗耶（G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，这也是实现高频转换控制电路的开端；部分电路来自1957年美国查赛（Jen Sen，有的地方译作“井森”)发明的自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路；这两种电路，后人统称为自激推挽式变换器。自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号7-121-00211-6。电路的主要形式为上述著名的Royer电路和自振荡Jensen电路。

图1示出的为自激推挽式变换器常见应用，电路结构为Royer电路，在图1中，电路都要利用变压器B1的磁心饱和特性进行振荡，其工作原理在上述的《开关电源的原理与设计》第70页有描述，从图1的变换器电路可以看到，该变换器元件少，电路简单，工作在开环状态，也正因为此，这种变换器在交流小信号模型分析中，小信号的输入阻抗是正阻，与其它开关电源连接使用时，如自激推挽式变换器作为其它闭环的开关电源的后级或前级，具有极佳的级间连接特性而得到广泛的应用。

以图1为代表的自激推挽式变换器正因为工作在开环状态，所以变换器的输出端DC out出现短路时，由于电路无法实现推挽式振荡，电阻R1向三极管TR1和三极管TR2的基极提供电流，三极管TR1和三极管TR2的集电极出现放大的直流电流，这个直流电流引起三极管TR1和三极管TR2急聚发热而烧毁。

当然，Royer电路通过电路的优化设计，可以实现输出端负载短路保护，而不会烧毁推挽用的开关三极管。输出端负载短路消失后，电路可以自行恢复到正常推挽工作状态下。其实现原理为：当负载出现短路时，让图1的Royer电路进入高频自激推挽式振荡。这是由于变压器B1的线圈N_P，匝与匝之间存在分布电容，输出端DC out出现短路时，由于漏感的存在，线圈N_P电感量不会降到零，电路进入高频自激推挽式振荡，振荡的波形接近正弦波，由于频率高，变压器B1的传输效率低，振荡产生的近似正弦波，其峰值被后续的输出短路回路所限幅而已，相当于电容C3短路，这时整流二极管D1和D2的阴极相当于接输出地，起到限幅作用。振荡产生的近似正弦波在变压器的初级中利用线圈分布电容和漏感谐振，故消耗的能量小，体现在输入端Vin，就是总工作电流下降，从而实现输出短路保护功能。

Royer电路的短路保护功能的实现，在公开号为102299658、名称为《一种自激推挽式变换器》的中国发明专利公开说明书中，说明书第9页倒数第2行，即第[0070]段有原理说明；在公开号为102299616的《一种自激推挽式变换器》的说明书第2页第5行，即第[0006]段内有原理说明。

不仅如此，在公开号为102291001、名称为《一种自激推挽式变换器》的中国发明专利公开说明书中，示出了可以在自振荡Jensen电路中实现输出短路保护的电路。图2示出了该中国发明专利公开说明书中附图10，即其第一实施例的电路，该自激推挽式变换器设有用于实现变换器短路保护功能的两端子网络。

上述的能实现输出短路保护的Royer电路或公开号为102291001的《一种自激推挽式变换器》中自振荡Jensen电路，为方便描述，以下统称为现有技术的自激推挽式变换器，其最终的实现短路保护方式相似，短路时，调节变压器漏感，让电路进入高频自激推挽式振荡，频率高，图1中变压器B1（图2中变压器B2）的传输效率低，振荡产生的近似正弦波在变压器的初级中谐振，故消耗的能量小，体现在输入端，就是总工作电流下降，从而实现输出短路保护功能，漏感调节是公知技术，这里不再列举其调节方法。正因为如此，现有技术的自激推挽式变换器有以下不足：

1、输出端带容性负载能力差。以图1为例，当电容C3取值过大时，变换器的电源上电时，由于电容C3的端电压为0，上电时电容C3相当于短路，电路工作在高频自激推挽式振荡下，这时变压器B1的传输效率低，无法对电容C3进行大电流充电，导致电路启动困难，需要很长时间输出端DC out才能输出正常电压，当电容C3进一步加大时，输出端会出现一直低电压输出，无法输出正常电压。如上述三个专利公开文件中的电路参数，做成输入5V，输出5V的直流变换器，当电容C3加大至220uF时，都无法正常启动。

2、短路保护功能与带容性负载能力不好兼顾。为了获得良好的带容性负载能力，只好把短路保护发生时，电路的工作电流做大，俗称短路保护电流。短路保护电流做大后，变换器在短路发生时的功耗增大，经常在几分钟内烧毁变换器内元件。如上述三个专利公开文件中的电路参数，做成输入5V，输出5V的直流变换器，若要保证变换器长期工作在输出短路的状态下，短路保护电流要小于90mA，90mA的来源如下：

(三极管的总承受最大管耗÷工作电压)=(450mW÷5V)=90mA

这是一种工程上常用的近似算法，输出短路时，工作电流产生的热量一般都集中在推挽三极管上，所以用三极管的最大管耗之和除以工作电压，可以近似算出，这个电流也称为短路保护极限电流，比这个电流大，短路发生时，变换器电路就极容易损坏；比这个电流小，短路发生时，变换器电路就相对工作在安全区。不同的工作电压和器件选型，这个短路保护极限电流要根据具体电路另行计算。

事实上，短路保护电流做到90mA，其容性负载能力仍达不到220uF的要求。所以，很多工业用的自激推挽式变换器，带有短路保护功能的电源模块，都在技术手册上明确标注最大容性负载为100uF。

3、想获得良好的短路保护功能与带大容性负载能力，必需增加数量不少的其它元件，一般包括光耦、电压检测用运算放大器，成本高，且体积不易做小。

发明内容

本发明的目的是提供一种自激推挽式变换器的短路保护方法，能够克服自激推挽式变换器现有的短路保护的缺点，在不增加元件的前提下，使得自激推挽式变换器可以带大容性负载，且短路发生时，仍有很低的短路保护电流，自激推挽式变换器可以长期工作在输出短路状态下。

本发明的目的是通过以下技术措施实现的：

一种自激推挽式变换器的短路保护方法，所述的自激推挽式变换器的短路保护方法包括以下步骤：

步骤A：将自激推挽式变换器的输出端短路，调节自激推挽式变换器中主功率变压器的漏感，使得自激推挽式变换器的短路保护电流大于短路保护极限电流；

步骤B：增大自激推挽式变换器中启动电容的电容量，使得自激推挽式变换器进入间隙式高频振荡状态并且短路保护电流降低到短路保护极限电流以下；

步骤C：消除自激推挽式变换器的输出端短路状态。

对于自振荡Jensen电路结构的自激推挽式变换器，在所述步骤A还包括：

调节所述的两端子网络的参数和自激推挽式变换器中磁饱和变压器的漏感，使得自激推挽式变换器的短路保护电流大于短路保护极限电流。

为了使得变换器在能给大容性负载提供足够大的充电电流的前提下，使得短路保护电流小于短路保护极限电流，以保护变换器，本发明的自激推挽式变换器的短路保护方法，在所述步骤A和步骤B之间还包括有以下步骤：

步骤A1：在自激推挽式变换器中两个推挽三极管集电极之间增加一只电容，并调节其容量，使得所述步骤A调节得到的短路保护电流下降到最小值；

步骤A2：如果步骤A1调节得到的短路保护电流在短路保护极限电流以下，则重复步骤A；如果步骤A1调节得到的短路保护电流大于短路保护极限电流，则进行下一步。

上述步骤反过来一样可以实现本发明的目的。

本发明的工作原理为，先让启动电容处于现有技术的容量下，这时调节电路的参数，主要是调节变压器的漏感，让短路保护电流大于短路保护极限电流，这时自激推挽式变换器不能工作很长时间，但是由于短路保护电流大，对输出端的电容充电能力很强。

加大启动电路中的启动电容的容量，当输出端发生短路时，使得自激推挽式变换器出现间隙式高频振荡，在间隙的期间，自激推挽式变换器电路是不工作的，表现出来的总体短路保护电流并不高。下文详细说明加大启动电路中的启动电容的容量，引起间隙式高频振荡的工作原理。

为了说明启动电路中的启动电容的作用，本文图3-1示出了图1、图2的部分电路；为了方便描述，在不影响连接关系的前提下，图3-1电路优化为图3-2的画法。

公知的理论可知，三极管的基极至发射极可以等效为一只二极管，那么，图3-2电路可以等效为图3-3的电路，其中二极管D_TR1等效于三极管TR1的基极至发射极，其中二极管D_TR2等效于三极管TR2的基极至发射极。

由于反馈绕组N_B1和二极管D_TR1串联，串联电路的元件互换位置而不影响原电路工作原理是公知技术，互换时注意有极性元件的方向，那么图3-3电路可以等效为图3-4的电路。

把图3-4电路进一步优化成图3-5电路，可以看到，三极管的基极至发射极的等效二极管D_TR1、二极管D_TR2和反馈绕组N_B1、反馈绕组N_B1组成全波整流电路51，在上述的变换中，反馈绕组N_B1、反馈绕组N_B2的同名端严格保持和图3-1中的一致，可以看到，在图3-5的全波整流电路51中，反馈绕组再次被变换到一起，其新的“中心抽头”成了接地端。全波整流电路51的输出电压为负压，这个负压的绝对值等于基极线圈N_B2绕组电压或基极线圈N_B1绕组电压减去二极管D_TR1或二极管D_TR2的正向压降，一般情况，基极线圈N_B2绕组电压等于基极线圈N_B1绕组电压，二极管D_TR1的正向压降等于二极管D_TR2的正向压降，即三极管TR1的基极至发射极压降等于三极管TR2的基极至发射极压降。

对图3-5电路进行优化，在不影响连接关系的前提下，用电池符号取代了原输入电压Vin，得到图3-6的电路，其中，电容Cv为输入电压Vin的内电容，公知理论把各种电源可以看成一个容量极大的电容器，其交流内阻为零，电容Cv就是输入电压Vin的内电容，电容Cv和图1、图2中的C2的并联，容量极大，远大于图3-6中启动电容C1，由此，启动电容C1可以等效于接在电阻R1和二极管的阳极连接点上和接地端之间，如图3-7所示。

上段也论述了启动电容C1一端与自激推挽式变换器反馈绕组中心抽头相连接，另一端与电源正或负相连接，最终的等效电路是相同的。

图3-7示出了图3-1最终的等效电路，启动电容C1事实上是全波整流电路51的滤波电容，由于自激推挽式变换器在正常工作时，输出波形为近似方波，所以启动电容C1即使不存在，全波整流电路51的输出电压也接近平滑直流电，从图3-7的电路可以看出，流过电阻R1的电流，是由流过二极管D_TR1的电流和流过二极管D_TR2的电流轮流接续完成的，流过二极管D_TR1的电流存在时，即基极线圈N_B1绕组电压在图3-7中为上负下正；同名端可知，基极线圈N_B2绕组电压在图3-7中也为上负下正；二极管D_TR2为反偏状态，流过二极管D_TR2的电流为零；即二极管D_TR1对应的三极管TR1导通，而二极管D_TR2对应的三极管TR2截止。

正因为如此，现有技术中，启动电容C1一般取值较小。本发明让短路保护电流大于短路保护极限电流，启动电容C1容量加大后，原来连续的高频自激振荡会发生变化。短路保护电流大于短路保护极限电流，高频自激振荡的幅度会很强，振荡产生的近似正弦波在主功率变压器的初级中谐振，利用主功率变压器的初级的漏感和分布电容产生LC回路谐振，其原理在背景技术中已提供参考资料，这里不再赘述。注：图1中的变压器B1、图2中的变压器B2为主功率变压器。

短路保护电流大于短路保护极限电流，高频自激振荡的幅度会很强，其幅值视回路的Q值而定，Q值大于1时，LC回路中幅值大于工作电压Vin的值，其波形接近正弦波，这时在基极线圈N_B2绕组感应电压也会很高，波形接近正弦波，相当于在图3-7中，端点53或端点54对地的感应电压会很高，感应电压经全波整流电路51整流后，点52的负压的绝对值升高，二极管D_TR1或二极管D_TR2对启动电容C1充电只发生正弦波的顶端，即对应的三极管TR1、三极管TR2的导通角也同步变得很窄，使得LC振荡回路中，下一个周期的幅度变低，这样，二极管D_TR1或二极管D_TR2对启动电容C1充电更接近正弦波的顶端，即对应的三极管TR1、三极管TR2的导通角也同步变得更窄，这样对LC振荡回路补充的能量更小，直至二极管D_TR1或二极管D_TR2对启动电容C1充电电流变为零，即对应的三极管TR1、三极管TR2的全部关断，自激推挽式变换器停振，这时启动电容C1的端电压是负压，维持了三极管TR1、三极管TR2的截止，随着电阻R1对启动电容C1的“充电”，启动电容C1的端电压52由负压趋于0V，继而变为正压，当达到0.7V左右时，自激推挽式变换器再次启动，其工作原理和首次上电工作原理相同。

再次启动后，若输出端的短路仍存在，电路再一次进入上述的工作过程，启动电容C1的端电压52形成较大的负压，迫使电路停振，形成间隙振荡，间隙振荡可以人为控制，当其它参数不变时，取决于电阻R1和启动电容C1的时间常数，即电阻R1和启动电容C1乘积。一般在几百Hz至十几KHz之间，这样总体短路保护电流很小，因此，采用本发明的自激推挽式变换器输出端短路时，其短路保护电流很小，变换器可以长期工作在输出短路状态下。

若输出没有短路，只是带大容性负载首次上电，电容两端的电压不能突变，大容性负载(大电容)在上电时相当于“短路”，电路也是高频振荡，但由于输出没有真正短路，步骤A已经调大了短路保护电流，这时对输出端的大电容的充电能力大为增强，一旦输出端的大电容端电压开始上升，相当于输出没有完全短路，只是负载过重，这时高频振荡的频率会降低，自激推挽式变换器的主功率变压器的传输效率会提升，从而进入良性循环，直到进入正常的推挽工作频率，而不会进入间隙振荡工作方式下，因此，采用本发明的自激推挽式变换器在正常工作时，即其输出端没有短路的情况下，能够以大电流给负载充电，其带大容性负载的能力强。

在实施例中会给出详尽的数据说明工作原理。

与现有技术相比，本发明具有如下显著的效果：

第一，综上所述，采用本发明的短路保护方法的自激推挽式变换器，其输出端带容性负载能力强，并且在输出端短路时短路保护电流很小，变换器的短路保护功能与带容性负载能力可良好兼顾；

第二，本发明的实施可以不需要增加任何元件，就能实现了在几乎不增加成本的前提下，获得良好的短路保护功能同时能带大容量容性负载；必要时也仅增加一只电容，成本极低。

第三，本发明的短路保护方法，只需应用在设计阶段的变换器产品上，待使用本发明的方法调试定型后，批量生产不用再做调试，只需要按定型后的规定绕制变压器并按照本发明的方法所确定的参数选取变换器的元器件，批量生产的产品性能一致性很好，都具有良好的短路保护功能与带容性负载能力；

第四，一旦掌握本发明的方法，利用本方法调试短路保护性能极为简单，工作效率高，可以实现自激推挽式变换器短路保护电流小于空载工作电流。

附图说明

图1为自激推挽式变换器Royer电路常见应用电路图；

图2为现有技术中可以实现输出短路保护的Jensen电路的电路原理图；

图3-1为图1或图2的启动、反馈电路部分的原理图；

图3-2为图3-1的等效原理图；

图3-3为图3-2的等效原理图；

图3-4为图3-3的等效变换原理图；

图3-5为图3-4的优化后等效原理图；

图3-6为图3-5的等效原理图；

图3-7为图3-6的等效原理图；

图4为图1电路，在变压器B1中加绕2匝作为检测绕组实测波形图；

图5为图1的电路用现有技术，输出端短路时检测绕组实测波形图；

图6为实施例一，采用本发明方法的变换器，用2匝检测绕组实测波形图；

图7为图6中55展开的波形图；

图8为实施例一启动电容C1与反馈绕组N_B1和N_B2的中心抽头的连接点56，对地实测波形图；

图9为实施例三与现有技术使用的电路图。

具体实施方式

实施例一

实施例一采用和图1相同的电路拓扑，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。

为了说明实施例一的效果，对比用的现有技术的自激推挽式变换器采用相同的电路参数：包括变压器B1，变压器B1由磁心和相应的线圈绕组组成，线圈绕组包括原边功率绕组N_P1和N_P2、原边反馈绕组N_B1和N_B2、副边输出绕组N_S1和N_S2；磁心采用外径5.1mm，内径2.3mm，高度为1.7mm，材质采用天通控股股份有限公司的TPW33磁材。电阻R1为1KΩ；电容C2、电容C3为2.2uF/10V的贴片电容，启动电容C1采用0.047uF/10V贴片电容；三极管TR1和三极管TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A，这里选用了FMMT491三极管；二极管D1和二极管D2为一只共阴极的BAV74的整流管，其中，原边功率绕组N_P1和N_P2的圈数分别为12匝，原边反馈绕组N_B1和N_B2的圈数分别为2匝，副边输出绕组N_S1和N_S2的圈数分别为14匝。

上述参数的自激推挽式变换器未使用本发明的方法进行优化时，其性能实测如表一：

表一

空载工作电流(mA)	18.2mA
		短路工作电流(mA)	90mA
最大容性负载(uF)	100uF

在变压器B1中加绕2匝，作为检测绕组，实测在正常工作时，电路的工作频率为133.9KHz，参见图4，示波器均采用泰克TDS-3012C数字荧光示波器。输出端DC out短路，这时的高频振荡频率是2.598MHz，参见图5，这也是现有技术的自激推挽式变换器短路输出的保护方法产生的连续高频振荡，其幅度893mV高过图4中的750mV左右；这时输入端的工作电流为90mA，即短路工作电流90mA。随时间推移，这个电流会有所飘移，最后稳定110mA以下，之所以调成这么大电流，是为了保证100uF的容性负载能力，其测试方法为：输出端并联一只100uF电容，且接上额定负载，这里是25欧姆的电阻，即在5V输出时，消耗200mA电流。连成这种状态后，自激推挽式变换器重新上电，输出电压应在20mS至2S内达到额定的输出电压-10%以上，即4.5V以上。为了方便对比，电压爬升时间这里选在20mS，现有技术必需要把短路工作电流调在90mA，才能保证最大容性负载为100uF。容性负载加大20%，为120uF时，电路的启动时间已延长至2.6秒。

采用本发明的方法对上述参数的自激推挽式变换器进行优化设计，步骤如下：

步骤A：人为短路变换器输出端，使自激推挽式变换器输出端处于短路状态，再调节变压器B1的漏感，如适当移动线圈的位置等常用技术手段，这里不再赘述，确保此时的短路保护电流比短路保护极限电流大；这时由90mA调节至200mA左右，这个电流由于随时间快速增长，所以调节时，控制上电工作时间，确保电路没有损坏即可。

步骤B：加大启动电路中的启动电容C1的容量至1uF，即更换启动电容C1为1uF电容，输出端人为短路时，自激推挽式变换器出现间隙式高频振荡；并且短路保护电流降低到短路保护极限电流以下。

步骤C：取消变换器输出端的短路状态，获得调节后的变换器。

对该变换器进行测试，图6为在变压器B1中加绕2匝检测绕组的实测波形，图6中的55为出现振荡时，变压器B1中存在的高频振荡电压，由于频率高，很较长的扫描时间(100us/格)上显示为一簇，图6中共有3簇，从图6中可以看到，间隙式高频振荡，间隙的频率为2.51KHz，即每隔(1/2.51)ms，电路就重新启动一次，由于输出端短路，电路再次进入高频振荡，然后图1中启动电容C1的端点56出现负压，电路停振。

用上述示波器的固有功能，把图6中的波形55展开，扫描时间为4us/格，可以清楚地看到高频振荡的波形，如图7所示，从图7的波形也可以看到，高频振荡开始幅度大，由于图3-7中的整流是峰值整流，启动电容C1上负压足够时，最终会引起电路停振，峰值整流对应的三极管开通时间短，向LC回路中补充的能量少，使得LC回路中，下一个周期的幅度变低，下一个周期的幅值低于启动电容C1上负压，则图3-7中的整流管中没有电流，对应的三极管截止，电路停振。这时启动电容C1的端电压52是仍是负压，维持了三极管TR1、三极管TR2的截止，随着电阻R1对启动电容C1的充电，启动电容C1的端电压由负压趋于0V，继而变为正压，当达到0.7V左右时，自激推挽式变换器再次启动，其工作原理和首次上电工作原理相同。

用示波器观察启动电容C1的端电压，探头一端接图1中的端点56，探头地接图1中的地GND，如图8所示，电压是1V/格，可以看到，当启动电容C1端点56的电压达到0.7V左右时，电路启动，再次振荡，由于输出短路没有消失，启动电容C1端点56的电压跌至-1.4V左右，这时，电路停振，随着电阻R1对启动电容C1的“充电”，电路再次启动，间隙的频率为2.513KHz。

若输出没有短路，仅仅是接上大的电容，首次上电时，电路也是高频振荡，但由于输出没有短路，步骤一已经调大了短路保护电流，这时对输出端的大电容的充电能力大为增强，一旦输出端的大电容端电压开始上升，相当于输出没有完全短路，只是负载过重，这时高频振荡的频率会降低，自激推挽式变换器的变压器的效率会提升，从而进入良性循环，直到进入正常的推挽工作频率。

上述使用本发明的方法优化后的自激推挽式变换器，其实测性能如表二：

表二

空载工作电流(mA)	18.2mA
		短路工作电流(mA)	35mA
最大容性负载(uF)	470uF

与表一相比，短路工作电流下降至35mA，而最大容性负载能力却上升至470uF，电路的成本仅是启动电容C1略有上升，若采用0603的贴片电容，473/10V的价钱为0.017元，而1uF/10V为0.04元，成本仅上升0.023元，却获得了性能上的显著提升。

在变压器B1中加绕2匝，作为检测绕组这是极为重要的检测方法，此前前人没有想到本说明书的短路保护方法或类似方法，是因为都是用示波器直接接在图1中三极管集电极测试，或直接接在副边输出绕组N_S上测试，由于示波器的分布电容，以及示波器机内电源与市电之间的耦合电容，引起自激推挽式变换器不能进入高频振荡，偶尔无意中得到具有短路保护的自激推挽式变换器,也无法对短路保护的工作原理进行有效的研究，更无法进一步创新，本发明人在变压器B1中加绕2匝或1匝，作为检测绕组，和原自激推挽式变换器电路的耦合电容不足1pF，阻抗比在本例中为(12/2)²=36，示波器输入阻抗为10MΩ/16pF，折算到原边功率绕组为3600M Ω/0.44pF，对变换器的工况几乎没有影响，这是产生本发明的重要基础。

本例当中，并没有在步骤二采取进行任何动作，实施例二，示出的就是步骤二也采用措施的实例。

若把步骤A中，把短路保护电流从90mA，加大至300mA，而步骤B中启动电容C1加大至1.5uF，最终的短路保护电流为41.3mA，而容性负载能力上升至680uF。

实施例二

采用本发明的完整方法对实施例一中的现有技术自激推挽式变换器优化：

步骤A，人为短路输出端，调节变压器的漏感，确保此时的短路保护电流比短路保护极限电流大；这时由90mA调节至300mA左右，这个电流由于随时间快速增长，所以调节时，控制上电后电路的工作时间；

步骤A1，在自激推挽式变换器中两个推挽三极管集电极之间增加一只电容，并调节其容量，这里调试方便，采用的是中波收音机中用的可变电容7/270pF，俗称双连，旋转其旋柄，即可改变容量，使得当输出端发生人为短路时，前一步骤A已调好的短路保护电流进一步减小到最小值，边旋转双连，边观察短路保护电流，即可找到最佳点，取下双连，测试其容量，为93pF，由于电容系列中没有这个值，该电容最后定为100pF的贴片电容，优选NPO高频电容，焊到电路上，短路保护电流降为120mA左右。这个电容相关原理可以参考在公开号102082526的中国发明专利公开说明书《一种自激推挽式变换器》中有详细说明，在公开号为102299616、名称为《一种自激推挽式变换器》的中国发明专利公开说明书中的说明书第2页第[0007]全段内有原理说明；

其中上述调试得到的短路保护电流最小值可以通过多次重复步骤A和步骤A1得到的，即如果步骤A1调试得到的短路保护电流最小值在短路保护极限电流以下，则重复步骤A和步骤A1，直到得到符合步骤A和步骤A1要求的短路保护电流最小值；

步骤B，加大启动电路中的启动电容C1的容量至1uF，输出端人为短路时，自激推挽式变换器出现间隙式高频振荡并且短路保护电流降低到短路保护极限电流以下，由于和图6的极为相似，这里省略了截图说明。

使用本发明的方法后，实施例二最后实测性能如表三：

表三

空载工作电流(mA)	18.2mA
		短路工作电流(mA)	9mA
最大容性负载(uF)	330uF

与表一相比，短路工作电流下降至9mA，比空载工作电流还要小，而最大容性负载能力却从100uF上升至330uF，比现有技术强，但比实施例一的470uF要小一点，电路的成本同实施例一，仅上升0.023元，却获得了性能上的显著提升。

本例中，可以把启动电容C1容量调整至474，实测短路工作电流上升至19mA，最大容性负载上升至470uF左右。

实施例三

实施例三采用了图9示出的Royer电路，与图1不同的地方，是启动电容C1一端仍与自激推挽式变换器反馈绕组中心抽头相连接，另一端与电源负(电源地)相连接,电路的参数同实施例一，做成现有技术的自激推挽式变换器，实测性能完全同表一示出的参数，数值误差在3%以内。

采用本发明的方法对实施例三中的现有技术自激推挽式变换器优化，步骤如下：

步骤A，短路输出端，调节变压器B1的漏感，确保此时的短路保护电流比短路保护极限电流大；这时短路保护电流由90mA调节至300mA左右，这个电流由于随时间快速增长，所以调节时，控制上电后电路的工作时间；

步骤A1，增加推挽三极管TR1的集电极至另一只推挽三极管TR2的集电极之间的电容，并调节其容量，使得当输出端发生人为短路时，前一步骤已调好的短路保护电流进一步减小到最小值，经调试，该电容最后定为200pF，短路保护电流降为180mA左右。

步骤B，加大启动电路中的启动电容C1的容量至1uF，输出端人为短路时，自激推挽式变换器出现间隙式高频振荡并且短路保护电流降低到短路保护极限电流以下，降至19mA，由于和图6的极为相似，这里省略截图说明。

使用本发明的方法后，实施例三最后实测性能如表四：

表四

空载工作电流(mA)	18.1mA
		短路工作电流(mA)	19mA
最大容性负载(uF)	330uF

与表一相比，短路工作电流下降至19mA，比空载工作电流略大一点，而最大容性负载能力却由100uF上升至330uF，电路的成本同实施例一，仅上升0.023元，却获得了性能上的显著提升。

本例中，可以把启动电容C1容量调整至474，实测短路工作电流上升至33mA，最大容性负载上升至560uF左右。

实施例四

实施例四采用了图2示出的Jensen电路，做成5V转5V的DC/DC变换器，功率为1W，即输出电流200mA。

为了说明实施例四的效果，对比用的现有技术的自激推挽式变换器采用下述的电路参数：电阻R1为1.5KΩ，变压器B1的磁心采用外径4mm，内径1.8mm，高度为2mm，变压器B2的磁心采用外径6mm，内径3mm，高度为1.6mm，材质均采用天通控股股份有限公司的TPW33磁材，其中，变压器B2的原边功率绕组N_P1和N_P2的圈数分别为5匝，变压器B2的副边输出绕组N_S1和N_S2的圈数分别为6匝，变压器B1的副边反馈绕组N_B1和N_B2的圈数分别为2匝，变压器B1的原边绕组为39匝。电容C2、C3为1uF/10V的贴片电容，启动电容C1原为0.047uF/10V贴片电容；三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A，这里选用了FMMT491三极管；二极管D1和D2为一只共阴极的BAV74的整流管，能让电路实现短路保护的电容Cb为360pF。

上述参数的自激推挽式变换器未使用本发明的方法进行优化时，其实测性能如表五所示：

表五

空载工作电流(mA)	16.2mA
		短路工作电流(mA)	80mA
最大容性负载(uF)	100uF
		正常工作频率	293KHz

采用本发明的方法对上述参数的自激推挽式变换器进行优化，步骤如下：

步骤A，人为短路输出端，调节变压器的漏感，如适当移动线圈的位置等现有技术中常用的手段，确保此时的短路保护电流比短路保护极限电流大；这时由80mA调节至250mA左右，这个电流由于随时间快速增长，所以调节时，控制上电后电路的工作时间；

步骤B，加大启动电路中的启动电容C1的容量至334，即0.33uF，输出端人为短路时，自激推挽式变换器出现间隙式高频振荡并且短路保护电流降低到短路保护极限电流以下，由于和图6的极为相似，这里没有截图说明，实测其间隙频率为4.87KHz；

上述使用本发明的方法优化后的自激推挽式变换器，其性能实测如表六：

表六

空载工作电流(mA)	16.2mA
		短路工作电流(mA)	37mA
最大容性负载(uF)	470uF
		正常工作频率	295KHz

与表五相比，变换器的短路工作电流下降至37mA，而最大容性负载能力却由100uF上升至470uF，电路的成本仅是启动电容C1略有上升，若采用0603的贴片电容，473/10V的价钱为0.017元，而334/10V为0.03元，成本仅上升0.013元，却获得了性能上的显著提升。

本实施例中，启动电容C1一端与自激推挽式变换器反馈绕组中心抽头相连接，另一端与电源正相连接，若将另一端改为电源地相接，做成现有技术的自激推挽式变换器，实测性能完全同表五示出的参数，误差在3%以内。同样使用本发明的方法后，可以获得和表六一样的性能上的显著提升。

而把步骤A1和A2加入后，最后得到的参数为，电容Cb为180pF，两个推挽三极管TR1和TR2的集电极之间增加一只电容容量为100pF，电路的性能为表七所示：

表七

空载工作电流(mA)	16.3mA
		短路工作电流(mA)	14.3mA
最大容性负载(uF)	270uF
		正常工作频率	324KHz

短路工作电流比空载工作电流还小，而容性负载能力仍有270uF，电路的成本仅上升一只电容的成本，却获得了性能上的显著提升。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，最终实现自激推挽式变换器在输出短路时，实现间隙式高频振荡，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。如把电阻R1换成恒流源或负阻恒流源；磁心使用荣岭磁心。荣岭磁心的定义参见我国申请号为201220206952或201220207489的实用新型申请文件。如在使用自驱同步整流的自激推挽式变换器中，使用本发明，一样实现发明目的。

Claims (3)

1.一种自激推挽式变换器的短路保护方法，其特征在于：所述的自激推挽式变换器的短路保护方法包括以下步骤：

步骤A：将自激推挽式变换器的输出端短路，调节自激推挽式变换器中主功率变压器的漏感，使得自激推挽式变换器的短路保护电流大于短路保护极限电流；

步骤B：增大自激推挽式变换器中启动电容的电容量，使得自激推挽式变换器进入间隙式高频振荡状态并且短路保护电流降低到短路保护极限电流以下；

步骤C：消除自激推挽式变换器的输出端短路状态。

2.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器的短路保护方法，其特征在于：对于自振荡Jensen电路结构的自激推挽式变换器，在所述步骤A还包括：

调节所述的两端子网络的参数和自激推挽式变换器中磁饱和变压器的漏感，使得自激推挽式变换器的短路保护电流大于短路保护极限电流。

3.根据权利要求1或2所述的自激推挽式变换器的短路保护方法，其特征在于：

在所述步骤A和步骤B之间还包括有以下步骤：

步骤A1：在自激推挽式变换器中两个推挽三极管集电极之间增加一只电容，并调节其容量，使得所述步骤A调节得到的短路保护电流下降到最小值；

步骤A2：如果步骤A1调节得到的短路保护电流在短路保护极限电流以下，则重复步骤A；如果步骤A1调节得到的短路保护电流大于短路保护极限电流，则进行下一步。

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