CN102315778A - 一种自激推挽式变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自激推挽式变换器，包括启动电路，所述启动电路中至少一只偏置电阻为热敏电阻，所述的启动电路在低温时，为推挽开关三极管的基极提供较常温的基极电流值大的基极电流；所述的启动电路在高温时，能为所述的推挽开关三极管的基极提供较常温的基极电流值小的基极电流，本发明的自激推挽式变换器具有良好的低温启动性能，高温时空载功耗对比低温时不再增大，在高温下电路的变换效率不再下降，变换效率维持和低温时相等或有所提高，让自激推挽式变换器在全范围工作温度内兼顾变换效率和空载功耗。

Description

一种自激推挽式变换器

技术领域

本发明涉及一种DC-DC或DC-AC变换器，特别涉及一种应用于工业控制与照明行业的自激推挽式变换器。

背景技术

现有的自激推挽式变换器，电路结构来自1955年美国罗耶(G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，这也是实现高频转换控制电路的开端；部分电路来自1957年美国查赛(Jen Sen，有的地方译作“井森”)发明的自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路；这两种电路，后人统称为自激推挽式变换器。自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号7-121-00211-6。电路的主要形式为上述著名的Royer电路和自振荡Jensen电路。

图1示出的电路为自激推挽式变换器常见应用，电路结构为Royer电路，其中与偏置电阻R1并联的电容C1在很多场合可以省去；图2示出的电路为自激推挽式变换器另一种常见应用，电路结构为Jensen电路，其中与偏置电阻R1并联的电容C1在很多场合可以省去。

电路中的电阻R1和电容C1组成启动电路，在较高的电源电压输入时，C1可以省去；省去电容C1降低了图1、图2中电容C1在开机时对推挽开关三极管的基极至发射极的冲击。偏置电阻R1的两端分别与电压输入端以及为两个推挽晶体管TR1、TR2基极提供正反馈的反馈绕组N_B1和N_B2的中心抽头连接；启动电路有多种形式，如图3-1、图3-2、图3-3都可以成为Royer电路或Jensen电路的启动电路。

上述的图1至图2，以及使用图3-1至图3-5示出的电路作为启动电路的自激推挽式变换器，其中，图3-1至图3-5端子A1连接到变压器反馈绕组中心抽头上；电阻R1为上偏置电阻，连接在电源有效供电端至推挽三极管基极的回路中，在电路上电时，为推挽三极管提供初始的启动基极电流，以及在正常工作时，向推挽三极管轮流提供部分基极电流；电阻R2为下偏置电阻，连接在推挽三极管的基极与发射极的直流回路中，对上偏置电阻提供的电流起到分流作用。图3-1至图3-5等启动电路与Royer电路和Jensen电路主体组合起来，可以得到很多种电路形式，但其工作原理大同小异。在早期的文献中，自振荡Jensen电路的名称叫双变换器推挽逆变电路，在人民邮电出版社的《电源变换技术》第70页至72页有描述，该书ISBN号为7-115-04229-2/TN·353。在该书中使用的电路见该书的71页图2-40，其启动电路和图3-5的相同。它们有共同的缺点为：

1、低温启动性能差。

2、高温时空载功耗大，在高温下电路的变换效率下降。

3、启动电路中R1取值不好兼顾变换效率和带载能力。

以下为产生上述缺点的详细论述：

以Royer电路为例，Royer电路工作原理为：参见图1，Royer电路是利用磁心饱和特性进行推挽振荡，接通电源瞬间，偏置电阻R1和电容C1并联回路通过线圈N_B1和N_B2绕组为三极管TR1和TR2的基极、发射极提供了正向偏压并产生基极电流，两只三极管TR1和TR2开始导通，由于两个三极管特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先导通，假设三极管TR2先导通，产生集电极电流I_C2，其对应的线圈N_P2绕组的电压为上正下负，根据同名端关系，其基极线圈N_B2绕组也出现上正下负的感应电压，这个电压增大了三极管TR2的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通；相应地，三极管TR1对应的线圈N_B1绕组的电压为上正下负，这个电压减小了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全截止。

三极管TR2对应的线圈N_P2绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间线性增加，但磁感应强度增加到变压器B磁心的饱和点Bm时，线圈的电感量迅速减小，从而使三极管TR2开关管的集电极电流急剧增加，增加的速率远大于基极电流的增加，三极管TR2开关管脱离饱和，三极管TR2开关管的集电极到发射极的压降U_CE增大，相应地，变压器N_P2绕组上的电压就减小同一数值，线圈N_B2绕组感应的电压减小，结果使三极管TR2开关管基极电压也降低，造成三极管TR2开关管向截止方向变化，此时，变压器线圈上的电压将反向，使另一只三极管TR1导通，此后，重复进行这一过程，形成推挽振荡。

上述工作原理为公知理论，其特点为：利用磁心饱和特性进行推挽振荡，变压器输出波形为近似方波，电路的变换效率较高。

另一个与Royer电路相似的结构，就是开关驱动功能与主功率变压器脱离的电路，如图2所示。这个电路就是著名的自振荡Jensen电路，中文常音译为“井森”电路，电路的自振荡频率和驱动功能，改由磁饱和的变压器B2来实现，因此，主功率变压器B1能工作在不饱和状态，其工作原理大同小异。

在低温下，三极管TR1和三极管TR2的放大倍数都减小，以FMMT491为例，参见图4，图4为典型的直流放大倍数与集电极电流关系以及温度关系图，图4来自长电科技技术手册上，其它公司生产的三极管都有类似的图形，由图4可知，在100mA的集电极电流下，在100℃高温下，其直流放大倍数约为310，在25℃常温下，其直流放大倍数约为225，在-55℃低温下，其直流放大倍数仅为105左右，实测其在-40℃低温下，其放大倍数为128左右。

这就给电路的设计带来麻烦，电阻R1取大了，图1电路的空载功耗小，有利提高电路的变换效率，但这时，把电路放入-40℃低温下，由于三极管放大倍数下降，其集电极电流峰值较小，电路在上电时，无法进入自激式推挽振荡中，从而经常直接烧毁电路。

为了说明上偏置电阻R1的作用，图5-1示出了图1的部分电路；为了方便对原理进行述，在不影响连接关系的前提下，图5-1电路优化为图5-2的画法。

公知的理论可知，三极管的基极至发射级可以等效为一只二极管，那么，图5-2电路可以等效为图5-3的电路，其中二极管D_TR1等效于三极管TR1的基极至发射级，其中二极管D_TR2等效于三极管TR2的基极至发射级。

由于反馈绕组N_B1和二极管D_TR1串联，串联电路的器件互换位置而不影响原电路工作原理是公知技术，互换时注意有极性器件的方向，那么图5-3电路可以等效为图5-4的电路。

把图5-4电路进一步优化成图5-5电路，可以看到，三极管的基极至发射级的二极管D_TR1、二极管D_TR2和反馈绕组N_B1、反馈绕组N_B1组成全波整流电路51，在上述的变换中，反馈绕组N_B1、反馈绕组N_B2的同名端严格保持和图5-1中的一致，可以看到，在图5-5中，全波整流电路51中，反馈绕组再次被变换到一起，其新的“中心抽头”成了接地端。

对图5-5电路进行优化，在不影响连接关系的前提下，用电池符号取代了原输入电压Vin，得到图5-6的电路，其中，电容Cv为输入电压Vin的输出电容，公知理论把各种电源可以看成一个容量极大的电容器，其交流内阻为零，电容Cv就是输入电压Vin的内电容、输出电容，容量极大，远大于图5-6中电容C1，由此，电容C1可以等效于接在电阻R1和二极管的阳极连接点上和接地端之间，如图5-7所示。

图5-7示出了图5-1最终的等效电路，电容C1事实上是全波整流电路51的滤波电容，由于自激推挽式变换器输出波形为方波，所以电容C1即使不存在，全波整流电路51的输出电压也接近平滑直流电，从图5-7的电路可以看出，流过电阻R1的电流，是由流过二极管D_TR1的电流和流过二极管D_TR2的电流轮流接续完成的，流过二极管D_TR1的电流存在时，流过二极管DTR2的电流为零，下面以一组数据说明，设Vin为5V，那么图5-7中A1点电压为5V，若反馈绕组N_B1和反馈绕组N_B2的反馈电压为1V，二极管D_TR1的压降为0.7V，事实上这个电压为推挽三极管基极到发射级的压降，那么，那么图5-7中A2点电压为-0.3V，若此刻A3点为+1V、A4点为-1V，那么二极管D_TR2正向导通，而二极管D_TR1因为反偏而截止。由于推挽三极管是轮流导通，所以，近似地认为，流过电阻R1的电流等于流入推挽三极管在导通时的电流。而传统的理论认为，自激推挽式变换器一旦正常工作，流入推挽三极管在导通时的电流不仅包括流过电阻R1的电流，还包括反馈绕组提供的强大的电流，以获得极强的驱动能力。事实并非如此，通过上述分析，可以看到，传统的理论在这一点上并不正确，也导致了长期以来，无人对上偏置电阻R1进行探索、改进的重要原因。

一般的解决方法，是在-40℃低温下，选取较小的阻值的电阻R1，以确保在-40℃低温下电路可以正常启动，进入自激式推挽振荡中，但这时当电路在常温或高温下工作时，电路的空载损耗不容忽视，如在85℃高温下，这时推挽三极管的放大倍数升到较大数值，常引起电路的变换效率下降，下面以一组实测的数据说明：

使用图1的电路，变压器B1的副边换为图6所示电路，设计目标为：输入直流5V，输出直流5V，输出电流200mA，即输出功率1W。电路的参数如下，电容C为1uF电容，电容C1为0.1uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管FMMT491，其集电极最大工作电流为1A；变压器的副边输出采用图6的电路结构，图6为公知的全波整流电路，其中，二极管D51和二极管D52为共阴三极管BAV74，由于工作频率高，滤波电容为3.3uF的无极性电容，其中，变压器B1原边线圈N_P1和N_P2的圈数分别为20匝，反馈线圈N_B1和N_B2的圈数分别为3匝，副边线圈N_S1和N_S2的圈数分别为23匝，磁心采用外直径5毫米，横截面积1.5平方毫米的常见铁氧体环形磁心，俗称磁环。

当电阻R1取不同数值时，测量图1电路性能参数，其中，电路的变换效率采用图7的电路测试，测试时都采用图7的接线方式，RL为精密可调电阻负载，可以有效地减小测量误差。电流表和电压表均使用品牌的MY65型4位半数字万用表的200mA档和20V档或200V档，同时使用了四块及四块以上的万用表。

MY65型4位半数字万用表其测电压时，内阻为10.0MΩ，200mA电流档的内阻为1.00Ω。当电流超过200mA时，采用了两块电流表都置于200mA档并联测量，把两块表的电流读数相加，即为测量值。电流表并联测量是现有电子工程的成熟技术。

V1电压表头为工作电压Vin，即输入电压；A1电流表头为输入电流Iin，即为工作电流；V2电压表头为输出电压Vout，A2电流表头为输出电流Iout；那么变换效率可以用公式(1)计算得出。

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{Vout}\×\mathrm{Iout}}{\mathrm{Vin}\×\mathrm{Iin}}\×100\%$ ……………………………………公式(1)

图7中，负载电阻R_L为断开状态时，电流表A2读数为0mA，这时电流表A1的读数即为空载工作电流；测试时使用了小型超低温试验箱，其型号为MC-711，其温度范围为-60℃至150℃；测试记录的数据如表一所示：

表一

在-40℃下，当电阻R1取值达1.5KΩ及以上时，在低温时，电路的空载工作电流反而有所增大，这是因为在低温下，推挽三极管TR1和TR2放大倍数降低，引起三极管不能进入深度饱和，在推挽三极管轮流饱和导通时，在过渡期内，能量损失大引起。

对上偏置电阻采用不同电阻值下的变换效率进行了测试，记录如下表二，输出电流均调节在100mA，计算方法采用了公式(1)。

表二

对比每一个电阻R1不同的取值，都会发现，在低温下，效率降低，这是由于上述的原因引起：在低温下，推挽三极管TR1和TR2放大倍数降低，引起三极管不能进入深度饱和，在推挽三极管轮流饱和导通时，在过渡期内，能量损失大引起；另一方面，推挽三极管TR1和TR2放大倍数降低，其饱和压降大也引起能量损失，从而引起效率降低。而在高温下，由于推挽三极管TR1和TR2放大倍数升高，本身引起了电路的空载工作电流增大，空载工作电流增大，就会引起变换效率降低。

在表二中，当电阻R1取值3.0KΩ时，在25℃下，变换效率达较大值，高达77.1％。而在85℃，变换效率却降低至74.1％，下跌了3％。这种情况在电阻R1取值0.5KΩ时，更为明显，下跌达10.5％.

在图7中，若把负载电阻R_L调节至25Ω，就会发现，当电阻R1取大了以后，电路无法在低温下正常启动，即输入电源加电后，图1的变换器不能正常输出5V电压，电路处于停振、或衰减振荡状态下，这是因为在低温下，推挽三极管放大倍数降低，较重的负载使得电路无法进入自激振荡中，如表三所示：

表三

这时，若是电路在空载时上电，电路可以输出正常的工作电压，把负载电阻R_L连接上输出端，并逐步调节负载电阻R_L，使得输出电流逐步增加，测试在低温下，电路的最大带载能力，当电流加到某一定数值时，电路会停振或进入反复起振状态，但输出电压会大幅跌落，记录下这个电流值，如表四所示：

表四

可以看到，尽管电阻R1取值3.0KΩ时，可以获得较好的效率，参见表二，但在低温时，若用户满载工作，或工作在较大的输出电流下，即大于101mA，电路即无法正常启动，不能实现正常的功能。通过表三可以看到，电阻R1取值1.0KΩ比较理想，但观察表二，可以看到，而在85℃，变换效率对比25℃降低至66.3％，下跌了6.7％，这是因为在高温时空载损耗增大引起的。电阻R1若取为0.5KΩ，可以改善低温启动性能，但由于空载损耗大了，电路的变换效率却降低了；电阻R1取大了，变换效率升上去了，但带载能力差了，同时在低温时的启动性能下降了，甚至不能工作。即启动电路中R1取值不能兼顾变换效率和带载能力。

设计在其它电压值的自激推挽式变换器，包括Jensen电路都存在这类缺点。

在英国公开号为GB1473582专利中，在其对应FIG.5图中，使用了可调电阻26取代了下偏置电阻，并没有解决上述现有技术的缺点，在其对应FIG.6图中，使用了极为复杂的电路，也不能解决上述现有技术的缺点。

在中国公开号为CN 2353050的专利中，采用热敏电阻串入电源供电中，也不能解决上述现有技术的缺点。

在中国公开号为CN 2324631的专利中，在权利要求3中，采用热敏电阻串入推挽三极管的发射极与地之间。在其说明书第1页第6段中陈述了该热敏电阻R_t2的作用为：这样可以保证推挽式振荡电路的三极管V1、V2不致损坏。事实上，该热敏电阻Rt2降低了电路的变换效率，同样也不能解决上述现有技术的缺点。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是：使自激推挽式变换器具有良好的低温启动性能，高温时空载功耗对比低温时不再增大，在高温下电路的变换效率不再下降，变换效率维持和低温时相等或有所提高，让自激推挽式变换器在全范围工作温度内兼顾变换效率和空载功耗。

为解决上述技术问题，本发明提供一种自激推挽式变换器，包括启动电路，其特征是：所述启动电路中至少一只偏置电阻为热敏电阻，所述的启动电路在低温时，能为推挽开关三极管的基极提供较常温时的基极电流值大的基极电流；所述的启动电路在常温时，能为所述的推挽开关三极管的基极提供正常的基极电流；所述的启动电路在高温时，能为所述的推挽开关三极管的基极提供较常温时的基极电流值小的基极电流。

优选地，所述的启动电路第一种技术实现方案为：为推挽开关三极管基极提供电流的上偏置电阻为正温度系数的热敏电阻；

更优地，所述的热敏电阻电阻值随温度增加呈线性上升；

更优地，所述的正温度系数的热敏电阻为半导体硅单晶，又称硅热敏电阻；

更优地，所述的热敏电阻为电阻值随温度增加呈线性上升的半导体硅单晶。

优选地，所述的启动电路第二种技术实现方案为：为推挽开关三极管基极、发射极分流电流的下偏置电阻为负温度系数的热敏电阻；

更优地，所述的负温度系数的热敏电阻的电阻值随温度增加呈线性下降。

优选地，将上述两种启动电路技术实现方案结合起来使用，得到第三种技术实现方案，即，为推挽开关三极管基极提供电流的上偏置电阻为正温度系数的热敏电阻；同时，为推挽开关三极管基极、发射极分流电流的下偏置电阻为负温度系数的热敏电阻。

本发明的工作原理是，上偏置电阻采用正温度系数的热敏电阻后，在低温时，正温度系数的热敏电阻阻值较小，可以提供较大的基极电流，弥补了推挽三极管在低温下放大倍数下降引发的自激推挽式变换器上电启动不良、带载能力差，这样，可以使得自激推挽式变换器在低温时，获得良好的启动性能以及很好的带载能力。

在常温时，正温度系数的热敏电阻和普通电阻阻值相同，自激推挽式变换器的工作状况和使用普通电阻一样，可以获得相同的性能。

而在高温下，由于正温度系数的热敏电阻阻值增大，提供的电流减少，弥补了推挽三极管在高温下放大倍数上升引发的自激推挽式变换器空载工作电流大、变换效率下降。这样，可以使得自激推挽式变换器在高温时，获得良好的空载工作电流以及很好的变换效率。

使用负温度系数的热敏电阻的原理为：下偏置电阻采用负温度系数的热敏电阻后，在低温时，负温度系数的热敏电阻的阻值增大，可以减小对推挽三极管基极、发射极的分流，即推挽三极管的基极电流因此而增大，弥补了推挽三极管在低温下放大倍数下降引发的自激推挽式变换器上电启动不良、带载能力差，这样，可以使得自激推挽式变换器在低温时，获得良好的启动性能以及很好的带载能力。

在常温时，负温度系数的热敏电阻和普通电阻阻值相同，自激推挽式变换器的工作状况和使用普通电阻一样，可以获得相同的性能。

而在高温下，由于负温度系数的热敏电阻的阻值减小，增加了对推挽三极管基极、发射极的分流，即推挽三极管的基极电流因此而减小，弥补了推挽三极管在高温下放大倍数上升引发的自激推挽式变换器空载工作电流大、变换效率下降。这样，可以使得自激推挽式变换器在高温时，获得良好的空载工作电流以及很好的变换效率。

把两种方案结合起来使用，可以获得同样的效果。

为了防止出现过补偿或欠补偿，可以对热敏电阻和热敏电阻或普通电阻进行并联、串联、混联。

本发明的优点在于使用上述技术方案后，基于上述的工作原理，本发明的自激推挽式变换器和现有的自激推挽式变换器相比，在不同环境温度下，低温启动性能、空载工作电流、空载损耗、变换效率都有显著改进。下面将在具体实施方式中，结合实施例一，以一组实际测试数据说明有益效果。

附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

图1为自激推挽式变换器中Royer常见应用电路原理图；

图2为自激推挽式变换器著名的Jensen电路的常见应用原理图；

图3-1至图3-5为自激推挽式变换器中常见启动电路的五种不同电路结构；

图4为三极管典型的直流放大倍数与集电极电流关系以及温度关系图；

图5-1为图1中启动电路部分的原理图；

图5-2为图5-1所示电路的等效原理图；

图5-3为图5-2所示电路的等效原理图；

图5-4为图5-3所示电路的等效变换原理图；

图5-5为图5-4所示电路的优化后等效原理图；

图5-6为图5-5所示电路的等效原理图；

图5-7为图5-6所示电路的等效原理图；

图6为公知的全波整流电路；

图7为本发明中通用的测试原理图；

图8为本发明第一实施例原理图；

图9为本发明第一实施例中采用的热敏电阻2.0KΩ变化特性图；

图10为本发明第二实施例原理图；

图11为本发明第三实施例原理图；

图12为本发明第四实施例原理图；

图13为本发明第五实施例原理图；

图14-1至图14-9为本发明启动电路的不同的实施方式。

具体实施方式

图8为第一实施例，如图8所示，较背景技术图1中的不同处在于：采用正温度系数的热敏电阻RT1替代了原电阻R1，电路的主体为自激推挽式变换器，变压器B1的副边换为图6所示电路，输入直流5V，输出直流5V，输出电流200n1A，即输出功率1W。

电路的参数除热敏电阻RT1以外，其它完全同背景技术中表一至表四对应的电路参数。即为：电容C为1uF电容，电容C1为0.1uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管FMMT491，其集电极最大工作电流为1A；变压器的副边输出采用图6的电路结构，其中，二极管D51和二极管D52为共阴三极管BAV74，滤波电容为3.3uF的无极性电容；其中，变压器B1原边线圈N_P1和N_P2的圈数分别为20匝，反馈线圈N_B1和N_B2的圈数分别为3匝，副边线圈N_S1和N_S2的圈数分别为23匝，磁心采用外直径5毫米，横截面积1.5平方毫米的常见铁氧体环形磁心。

热敏电阻RT1采用正温度系数的热敏电阻，这里使用的是线性热敏电阻，简称为LPTC，LPTC是Linear Positive Temperature Coefficient的缩写，其在25℃下的阻值为2.0KΩ。其变化特性参见图9，图8实施例电路使用图6的整流电路后，测试电路仍采用图7所示的测试电路，具体测试方法、设备采用背景技术中介绍的方法、设备。

实现第一实施例的电路的有益效果的相关工作原理，在技术方案中有详细说明，这里不再赘述。

测试出电路的空载工作电流如表五所示：

表五

电阻R1的取值	LPTC 2.0KΩ
		-40℃下，空载工作电流(mA)	23.6
25℃下，空载工作电流(mA)	15.9
		85℃下，空载工作电流(mA)	14.7

对比表一，可以看到，空载工作电流不再随温度上升而上升了，低温时的空载电流工作上升了，有利于获得良好的低温启动性能。为了说明这一问题，测试了三种温度下的变换效率，如表六所示：

表六

电阻R1的取值	LPTC 2.0KΩ
		-40℃下，变换效率(％)	70.9
25℃下，变换效率(％)	73.8
		85℃下，变换效率(％)	74.1

对比表二，可以看到，变换效率不再随温度上升而下降了，反而有所上升。同样测试了在-40℃温度下的启动性能，如表七所示：

表七

电阻R1的取值	LPTC 2.0KΩ
		低温启动是否能启动(-40℃)	可以

对比表三，使用普通电阻时，电阻R1取值2.0KΩ不能在低温下启动，而使用本发明的电路可以正常启动。同样测试了在-40℃温度下的最大输出电流，如表八所示：

表八

电阻R1的取值	LPTC 2.0KΩ
		-40℃下最大输出电流(mA)	366

对比表四发现，在-40℃低温下，使用LPTC2.0KΩ的热敏电阻的效果可以和使用普通电阻1.0KΩ时媲美，这是由于LPTC2.0KΩ的热敏电阻在-40℃低温下，阻值已下降至990Ω所带来的有益效果。

用表五至表八的数据与表一至表四的数据进行对比，可以看到，除电阻R1以外，在同等电路参数下，本发明的自激推挽式变换器和现有的自激推挽式变换器相比，在不同温度下，低温启动性能、空载工作电流、空载损耗、变换效率都有显著改进。

其它有益效果一：上述的电路，使用LPTC2.0KΩ热敏电阻并适当在电路中靠近推挽三极管，可以改善电路在高温下的工作状况，实测背景技术中的电路，在140℃高温下，满载工作不到1分钟即烧毁，而本发明的电路在155℃下，满载工作120分钟仍正常工作，这也得益于正温度系数的热敏电阻在高温下，阻值升高带来的益处。

图10为第二实施例，如图所示，在启动电路中，上偏置电阻分采用普通电阻，下偏置电阻RT2使用负温度系数的热敏电阻，电路的工作原理为：下偏置电阻RT2采用负温度系数的热敏电阻后，在低温时，负温度系数的热敏电阻RT2的阻值增大，可以减小对推挽三极管基极、发射极的分流，即推挽三极管的基极电流因此而增大，弥补了推挽三极管在低温下放大倍数下降引发的自激推挽式变换器上电启动不良、带载能力差，这样，可以使得自激推挽式变换器在低温时，获得良好的启动性能以及很好的带载能力。

在常温时，负温度系数的热敏电阻RT2和普通电阻阻值相同，自激推挽式变换器的工作状况和使用普通电阻一样，可以获得相同的性能。

而在高温下，由于负温度系数的热敏电阻RT2的阻值减小，增加了对推挽三极管基极、发射极的分流，即推挽三极管的基极电流因此而减小，弥补了推挽三极管在高温下放大倍数上升引发的自激推挽式变换器空载工作电流大、变换效率下降。这样，可以使得自激推挽式变换器在高温时，获得良好的空载工作电流以及很好的变换效率。

图11为第三实施例，如图11所示，电路结构简化了变压器B1的反馈绕组的绕制方法而已，上偏置电阻采用正温度系列的热敏电阻，其工作原理，在技术方案中有详细说明，基本上相同，这里不再赘述。

图12为第四实施例，如图12所示，在图11的基础上，上偏置电阻采用两只正温度系列的热敏电阻RT1a和热敏电阻RT1b，其工作原理，在技术方案中有详细说明，基本上相同，这里不再赘述。

图13为第五实施例，如图所示，电路的主体为自激推挽式变换器中JenSen电路，偏置电阻采用正温度系列的热敏电阻RT1，同样可以实现本发明的目的。

图14-1至图14-9示出的9种启动电路，应用于自激推挽式变换器中，都可以实现本发明的目的。图14-1至图14-9中的端子A1连接到变压器反馈绕组中心抽头上；热敏电阻RT1均为上偏置电阻，为正温度系列的热敏电阻；热敏电阻RT2均为下偏置电阻，为负温度系列的热敏电阻；热敏电阻RT1连接在电源有效供电端至推挽三极管的直流回路中，在电路上电时，为推挽三极管提供初始的启动基极电流，以及在正常工作时，向推挽三极管轮流提供部分基极电流；电阻RT2为下偏置电阻，连接在推挽三极管的基极与发射级的直流回路中，对上偏置电阻提供的电流起到分流作用。图14-1至图14-9等启动电路与Royer电路和Jensen电路主体组合起来，可以得到很多种电路形式，但其工作原理大同小异，这里不再赘述。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，也应视为本发明的保护范围。如用PNP型三极管代替NPN型三极管，而把电源输入电压极性反过来。

Claims (10)

1.一种自激推挽式变换器，包括启动电路，其特征在于：所述启动电路中至少一只偏置电阻为热敏电阻，所述的启动电路在低温时，为推挽开关三极管的基极提供较常温的基极电流值大的基极电流；所述的启动电路在高温时，能为所述的推挽开关三极管的基极提供较常温的基极电流值小的基极电流。

2.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述启动电路中上偏置电阻为一正温度系数的热敏电阻。

3.根据权利要求2所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的正温度系数的热敏电阻的电阻值随温度增加呈线性上升。

4.根据权利要求2或3所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的正温度系数的热敏电阻为半导体硅单晶。

5.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述启动电路中下偏置电阻为负温度系数的热敏电阻。

6.根据权利要求5所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的负温度系数的热敏电阻的电阻值随温度增加呈线性下降。

7.根据权利要求5或6所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的自激推挽式变换器中上偏置电阻为一正温度系数的热敏电阻。

8.根据权利要求7所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的正温度系数的热敏电阻的电阻值随温度增加呈线性上升。

9.根据权利要求7所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的正温度系数的热敏电阻为半导体硅单晶。

10.根据权利要求7所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的正温度系数的热敏电阻为电阻值随温度增加呈线性上升的半导体硅单晶。

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