CN104539166B - 一种用于自激推挽式变换器的偏置电路 - Google Patents

一种用于自激推挽式变换器的偏置电路 Download PDF

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Abstract

一种自激推换式变换器的偏置电路，包括仅在启机时工作的第二启动电路12，第一启动电路11，以及低压辅助电源13，当自激推换式变换器正常工作时，低压辅助电源13输出电压关断了第二启动电路，同时给第一启动电路11供电，实现了正常工作时的低功耗，提高了自激推换式变换器的变换效率；第二启动电路的偏置电流可以设置较大，当变换器处于低温环境下，由于三极管放大倍数降低，导致现有技术的低温启动性能不好，本发明克服了这一不足。

Description

一种用于自激推挽式变换器的偏置电路
技术领域
本发明涉及自激推挽式变换器的偏置电路，特别涉及一种罗耶电路、井森电路使用的偏置电路。
背景技术
现有的自激推挽式变换器，总的来说分为两类：罗耶电路和井森电路。
罗耶电路来自1955年美国罗耶(G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，通常简称为Royer电路，这也是实现高频转换控制电路的开端；1957年美国查赛(Jen Sen，大部份文献译作“井森”)发明了自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路、自激推挽式Jensen电路，大部份文献称作井森电路；这两种电路，后人都称为自激推挽式变换器。
图1示出了罗耶电路的典型应用原理图；图2示出了井森电路的典型应用原理图。
自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号为7-121-00211-6。电路的主要形式为上述的罗耶电路和井森电路。
罗耶电路的自振荡和驱动功能都由一只变压器完成，井森电路改由磁饱和变压器来实现，因此，井森电路的主功率变压器工作在不饱和状态。虽然井森电路的磁饱和变压器出现磁饱和，因为其体积小，磁饱和消耗的能量小，电路的总体变换效率比罗耶电路高。与相同条件下的罗耶电路比较，在工作电压、负载、温度发生变化时，井森电路的自振荡频率相对比较稳定，并且效率高。
井森电路的磁饱和变压器单独完成自振荡和驱动功能，所以也叫驱动变压器，这样它的变换效率可以做得比较好。但是，使用中国申请号201110436359.X、201110436259.7这两份文件公开的磁心，后被申请人、发明人定义为荣岭磁心，用于罗耶电路中，罗耶电路的变换效率可以做得很高，这使得井森电路似乎失去了存在的空间。使用荣岭磁心的罗耶电路，输出采用同步整流后，可以实现输入5V，输出5V/0.2A的微功率电源的效率高达92％，而输入48V，输出12V/1A的变换器，可以实现94％的高效率。
在中国申请号201410696579.X和201410696562.4中，分别简称为背景1、背景2文件，特别是后一份，本发明人提出了一种实现同步整流的井森电路与方法，实现了主功率开关管在零电压下开通，在零电流下关断，极大地提高了变换效率，申请书中记载的变换效率高达95.1％，其电路为：输入48V，输出12V/1A的变换器。
图3示出了实现同步整流的井森电路的典型应用。
很明显，这是一种中间母线电源(Bus Converter)。美国Vicor公司在这方面是强项，其输入48V，输出12V/2A的变换器的效率也仅能达到93％；美国Synqor公司的，没有这么小功率的产品，其输入48V，输出12V/55A的660W变换器的效率高达到96％；这两家公司代表了目前全球的最高水准，垄断了高效率中间母线电源，其高昂的价格也让很多发展中国家不敢采用，影响很多科技领域的科研工作，导致科技水平无法进一步快速提升。
众所周知，开关电源俗称为变换器，其变换效率一旦超过92％，每提升1个点，指1％，如从92％升至93％，都要付出极大的代价，目前全球较为通用的市电供电电源的标准正在向各行业渗透，由美国能源署制定的80PLUS系列，其中，工作在230VAC下，50％负载下，铜牌不低于85％；银牌不低于89％；金牌不低于92％；铂金不低于94％；钛金不低于96％；每进步2％，全球几乎花了近3年时间，而且，越到后来，进步越慢，从94％提升到96％，花了业界近4年的时间。在业界，变换效率一旦超过92％，那怕是提升0.2％，都会是一个重大突破，参研者都会欢心鼓舞，令人兴奋。
上述的背景2文件，在实际调试中，制作成输入48V，输出12V/1A的变换器，其效率已超越申请文件记载的95.1％，满载效率已高达96％，已达截止2014年底全球的一流水平，但效率无法进一步提升。
即使采用中国申请号201110200894.5、201210056583.0中提及的使用恒流源作为启动电路的井森电路变换器应用于上述背景2的产品中，效率无法进一步提升。
在本发明人的另一份中国申请号201210174076.7中，简称为背景3，《一种自激推挽式变换器的短路保护方法》授权文件第0029段至0035段，以及其附图的图3-1至图3-7，给出了现有罗耶或井森电路的偏置电路的演变，并给出了详细的工作原理。
现有的偏置电路，一般采用电阻，若使用恒流源，或像中国申请号201210056583.0那样，使用外特性为负阻特性的恒流源作为偏置，都无法进一步提升自激推换式变换器的效率。
综上，包括背景1、2文件的现有技术自激推换式变换器的偏置电路存在以下缺点：
效率无法进一步提升。
发明内容
有鉴于此，本发明要解决现有自激推换式变换器的偏置电路的不足，提供一种偏置电路，让自激推换式变换器的效率进一步提升。
本发明的目的是通过以下技术措施实现的：
一种自激推换式变换器的偏置电路，包括第一启动电路，其特征在于：还包括第二启动电路，低压辅助电源；当自激推换式变换器启机时，第二启动电路向第一启动电路供电，使得自激推换式变换器的主功率开关管完成启动；当自激推换式变换器处于正常的工作状态时，低压辅助电源输出一个较自激推换式变换器工作电压低的电压关断第二启动电路，同时低压辅助电源向第一启动电路供电，维持自激推换式变换器的正常工作状态。
作为上述技术方案的具体实施方案，偏置电路还包括第一二极管；
第一启动电路内部的具体电路与现有的自激推换式变换器的启动电路相同，至少包括一只第一电容，其与外部电路的连接关系为：第一启动电路的输入端与第一二极管的阴极连接，第一电容的一端与自激推挽式变换器反馈绕组中心抽头连接，第一电容的另一端与第一二极管的阴极或第一二极管的阳极相连，或第一电容的另一端直接接地；
低压辅助电源包括：绕在自激推挽式变换器主变压器上的辅助绕组，第二二极管，第二电容，其连接关系为：辅助绕组一端连接输入工作电压的地，同时连接第二电容的一端，连接点也是低压辅助电源的输出地，连接至自激推换式变换器工作电压的输入地；辅助绕组的另一端连接第二二极管阳极，第二二极管的阴极连接第二电容的另一端，连接点形成低压辅助电源的输出正；第一二极管的阳极连接低压辅助电源的输出正；第二启动电路至少包括四个端子：输入端、输出端、接地端、控制端，其连接关系为：第二启动电路输入端连接自激推换式变换器工作电压，第二启动电路的输出端连接第一启动电路的输入端或自激推挽式变换器反馈绕组的中心抽头，第二启动电路的接地端连接自激推换式变换器工作电压的输入地；控制端连接至低压辅助电源的输出正；
上述自激推换式变换器的偏置电路，其特征是：控制端接地时，第二启动电路的输出端有电流输出，控制端为高电平时，第二启动电路的输出端无电流输出，且第二启动电路处于低功耗状态，包括控制端的总功耗在10mW以下；绕在主变压器上的辅助绕组取最少匝数，在自激推换式变换器的输入电压处于低压下限时，最少匝数要确保低压辅助电源的输出电压在0.7V以上。
以上称为原始技术方案。
优选地，上述原始技术方案中，第二启动电路的方案一包括：第一三极管、第二三极管、第三三极管，以及第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻，其中，第一三极管为PNP型，第二三极管和第三三极管为NPN型，其连接关系为：第四电阻的一端和第五电阻的一端相连，连接点还连接第一三极管的发射极并形成第二启动电路的输入端；第一电阻的一端与第一三极管的集电极相连，第一电阻的另一端为第二启动电路的输出端；第五电阻的另一端连接第一三极管的基极，连接点同时连接第三电阻的一端，第三电阻的另一端连接第三三极管的集电极，第三三极管的发射极和第二三极管的发射极连接，连接点形成第二启动电路的接地端；第三三极管的基极连接第四电阻的另一端，同时连接第二三极管的集电极，第二三极管的基极连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端即为第二启动电路的控制端；
优选地，上述原始技术方案中，第二启动电路的方案二包括：第一三极管、第二三极管、第三三极管，以及第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻，其中，第一三极管和第三三极管为PNP型，第二三极管为NPN型，其连接关系为：第一三极管的发射极和第三三极管的发射极相连，连接点还连接第五电阻的一端并形成第二启动电路的输入端；第一电阻的一端与第一三极管的集电极相连，第一电阻的另一端为第二启动电路的输出端；第一三极管的基极连接第三三极管的集电极，连接点还连接第三电阻的一端，第三电阻的另一端和第二三极管的发射极连接，连接点形成第二启动电路的接地端；第五电阻的另一端连接第三三极管的基极，连接点同时连接第四电阻的一端，第四电阻的另一端连接第二三极管的集电极，第二三极管的基极连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端即为第二启动电路的控制端；
优选地，上述原始技术方案中，第二启动电路的方案三包括：第一三极管，以及第一电阻、第二电阻、第三电阻，以及一只光耦，其中，第一三极管为PNP型，其连接关系为：第一三极管的发射极和光耦的集电极相连，连接点形成第二启动电路的输入端；第一电阻的一端与第一三极管的集电极相连，第一电阻的另一端为第二启动电路的输出端；第一三极管的基极连接光耦的发射极，连接点还连接第三电阻的一端，第三电阻的另一端和光耦的阴极连接，连接点形成第二启动电路的接地端；光耦的阳极连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端即为第二启动电路的控制端；
优选地，上述三种方案中，所有三极管的基极与发射极之间，还分别、独立地、对应地并联一只高频损耗小的小容量电容；较优地，高频损耗小的电容选择贴片电容中的COG(NPO)电容；较优地，电容的容值为1000pF以下。
优选地，第二启动电路的偏置电流大于第一启动电路的偏置电流。本发明的原理：
根据上述的技术方案，可以看出，本发明的偏置电路，设置了低压辅助电源，在上电时，由于低压辅助电源没有输出，第二启动电路中的第一三极管的基极可以通过第三电阻得到电流，然后通过第一电阻向第一启动电路供电，自激推换式变换器的主功率开关管可以完成启动，并实现推换工作，一旦自激推换式变换器处于正常的工作状态，这时，低压辅助电源输出一个较低的电压，注：与自激推换式变换器的工作电压相比。低压辅助电源输出电压向第一启动电路供电，维持自激推换式变换器的正常工作状态；同时低压辅助电源输出的电压，让第二三极管饱和导通，关断第一三极管，这样实现了偏置电路不从自激推换式变换器的工作电压取电，如工作电压为48V，降为低压辅助电源的2V以下，同样的偏置电流，如3mA，那么原来的损耗为144mW，称为启动损耗，现降为：
2V×3mA＝6mW
这是直接损耗，低压辅助电源本身存在整流损耗，如整流用的第一二极管的压降为0.4V，那么绕组上的实际输出功率为(2.4V×3mA)＝7.2mW，考虑低压辅助电源和自激推换式变换器的工作电压之间也存在一个变换效率，如背景技术中的94％，那么，本发明的偏置电路在正常工作后，实际上给自激推换式变换器的工作电压带来的稳态损耗是：
(低压辅助电源输出电压+第一二极管的正向压降)×第一启动电路的偏置电流/对低压辅助电源的变换效率
那么，上述的稳态损耗为7.2/0.94＝7.66mW，相比上述的144mW，减少了136.3mW，对于用3mA偏置电路的输入48V，输出为12V/1A的变换器，效率为96％，输出12W的产品，原输入功率为12/0.96＝12.5W，使用本发明后，降为12.36367W，那么效率上升到12/12.36367＝97.05％，与现有技术相比，上升了1.05％。
对于方案三，光耦替代了第二三极管，仍可关断第一三极管的基极到发射极，实现第一三极管在自激推换式变换器正常时处于截止状态。
对于工作电压为24V、12V的产品，显示易见，本发明的技术方案仍可以实现效率提升；对于工作电压为5V的产品，低压辅助电源输出控制在0.7V，仍然可以实现效率的最大提升，若采用光耦控制，该电压在1.2V左右，仍然有较可观的效率提升。
从上述工作原理可以看出，本发明解决了现有自激推换式变换器的偏置电路的不足，提供一种偏置电路，让自激推换式变换器的效率进一步提升。
综上，本发明自激推换式变换器的偏置电路的有益效果为：
(1)效率进一步得到提升；
(2)低温启动性能得到提升：第二启动电路的偏置电流可以设置较大，当电
路处于低温环境下，由于三极管放大倍数降低，现有技术启动性能不好，本
发明克服了这一不足。
(3)电路仍然很简单，保留了自激推换式变换器的简单、高可靠性优点；
附图说明
图1为罗耶电路的典型应用原理图；
图2为井森电路的典型应用原理图；
图3为中国申请号201410696562.4的实现同步整流的井森电路的典型应用原理图；
图4为本发明原始技术方案原理框图；
图5为本发明第一实施例的具体电路原理图；
图6为本发明第二实施例的具体电路原理图；
图7为本发明第二实施例的另一种等效实施原理图；
图8为本发明第三实施例的具体电路原理图。
具体实施方式
为了便于理解本发明的技术方案，这里，先对发明中涉及的名词进行注解：
主变压器：主功率变压器的简称，用于向负载传输能量的线性变压器，将电压变换为所需要的数值，工作在不饱和状态，其原边中心抽头连接于供电电源，即自激推换式变换器的工作电压，其原边另两个端子分别与推挽三极管的两个集电极相连，副边绕组接一路或多路全波整流电路。如图1、图2、图3中的变压器B2；图2、图3中的变压器B1为驱动变压器。
反馈绕组中心抽头：指连接于两只推挽三极管基极之间的绕组的中心抽头，如图1中绕组NB1和NB2的中心抽头；图2和图3中绕组N11和N12的中心抽头，在图5、图6、图7和图8中的数字标示14与反馈绕组中心抽头相连接。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
第一实施例
请参阅图4，图4为本发明原始技术方案的原理框图，一种自激推换式变换器的偏置电路，应用于包括罗耶电路、井森电路的自激推换式变换器中，包括第一启动电路11，第二启动电路12，低压辅助电源13，第一二极管D1；
第一启动电路11为原自激推换式变换器的启动电路，至少包括一只第一电容，原来连接自激推换式变换器工作电压Vin的输入端不再与输入的工作电压连接，第一启动电路11的输入端与第一二极管D1的阴极连接；
低压辅助电源13包括：绕在主变压器B2上的辅助绕组NA，第二二极管D2，第二电容C2，其连接关系为：辅助绕组NA一端连接输入工作电压的地GND，同时连接第二电容C2的一端，连接点也是低压辅助电源的输出地，连接至自激推换式变换器工作电压的输入地GND；辅助绕组NA的另一端连接第二二极管阳极D2，第二二极管D2的阴极连接第二电容C2的另一端，连接点形成低压辅助电源的输出正；
第一二极管D1的阳极连接低压辅助电源13的输出正；
第二启动电路12至少包括四个端子：输入端、输出端、接地端、控制端，第二启动电路12输入端连接自激推换式变换器工作电压Vin，第二启动电路的输出端连接第一启动电路11的输入端，即图4中第一二极管D1的阴极，第二启动电路12的接地端连接自激推换式变换器工作电压的输入地GND；控制端连接至低压辅助电源的输出正，即图4中第一二极管D1的阳极；
图4的自激推换式变换器的偏置电路，其特征是：控制端接地时，即低压辅助电源13的输出电压为0V，第二启动电路12的输出端有电流输出，控制端为高电平时，即低压辅助电源13的输出电压为正常时，第二启动电路12的输出端无电流输出，且第二启动电路12处于低功耗状态，包括控制端的总功耗在10mW以下；绕在主变压器上的辅助绕组取最少匝数，在自激推换式变换器的输入电压处于低压下限时，最少匝数要确保低压辅助电源的输出电压在0.7V以上。
上述方案显然不能让本技术领域的人直接地实施，图5给出了第一实施例的具体电路，上述图4的原始技术方案中，第二启动电路12包括：第一三极管Q1、第二三极管Q2、第三三极管Q3，以及第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5，其中，第一三极管Q1为PNP型，第二三极管Q2、第三三极管Q3为NPN型，其连接关系为：第四电阻R4的一端和第五电阻R5的一端相连，连接点还连接第一三极管Q1的发射极，连接点形成第二启动电路12的输入端，连接工作电压Vin；第一电阻R1的一端与第一三极管Q1的集电极相连，第一电阻R1的另一端为第二启动电路12的输出端，第二启动电路12的输出端连接第一启动电路11的输入端；第五电阻R5的另一端连接第一三极管Q1的基极，连接点同时连接第三电阻R3的一端，第三电阻R3的另一端连接第三三极管Q3的集电极，第三三极管Q3的发射极和第二三极管Q2的发射极连接，连接点形成第二启动电路的接地端，连接GND；第三三极管Q3的基极连接第四电阻R4的另一端，同时连接第二三极管Q2的集电极，第二三极管Q2的基极连接第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端即为第二启动电路的控制端；
第一启动电路11为原自激推换式变换器的启动电路，这里选用了图1示出的罗耶电路，至少包括一只第一电容C1，和一只偏置电阻Ra，原来连接自激推换式变换器工作电压Vin的输入端不再与输入的工作电压Vin连接，第一启动电路的输入端与第一二极管D1的阴极连接；图5中给出了清晰的连接。那么，电阻Ra和电容C1的下连接端，图5中以14来表示，仍连接图1中反馈绕组NB1和NB2的中心抽头上。
现有技术展示：
图1的电路使用中国申请号201110436359.X、201110436259.7这两份文件公开的荣岭磁心，做成输入48V，输出12V/1A的变换器，可以实现94％的高效率。需要注意是的，偏置电阻Ra为36KΩ。
考虑反馈绕组NB1和NB2的中心抽头在实际工作时，有-1.3V的负压，即偏置电电路的功耗为：
(48V+1.3V)2/36KΩ＝67.5mW；
本发明展示：
三极管Q1为2N5401、三极管Q2、三极管Q3为2N5551，电阻R1为30K、电阻R2、R3、R4均为2.7MΩ、电阻R5为1MΩ；电阻Ra为3.6KΩ，C2为0.1uF的贴片电容，D2为1N4148开关二极管；
辅助绕组NA为2匝，感应电压为2V。
实测，低压辅助电源13的输出电压仅为1.36V；
实测用于图1的上述现有技术中，效率从94％上升至94.48％，通过在空载时测试，发现，使用本发明的偏置电路，可以让空载功耗下降65mW。
在正常工作时，本发明的偏置电路的功耗为2.73mW，测试过程较复杂，这里不再展示。
事实上，本发明第一实施例中，若把辅助绕组NA改为1匝，感应电压为1V，而把D2改为RB160这样的肖特基二极管，电阻Ra调整为2.7KΩ，电阻R2调整为360KΩ，电路仍可以正常工作，效率从94％上升至94.53％，改变不大。
此时，低压辅助电源13的输出电压仅为0.85V；事实上，由于三极管Q2的集电极负载电阻R4取值很大，如本例中，取值为2.7MΩ，其集电极最大工作电流才17.8uA，所以其基极电流仅需1uA即可深度饱和，根据PN结方程，这么小的基极电流下，其基极至发射极的正向压降很小，实测才0.41V，即低压辅助电源13的输出电压仅需略大于这个0.41V的电压，并通过电阻R2提供1uA的电流即可实现功能。
当电路没有电阻R5时，那么，三极管Q3的集电极至基极的漏电流ICBO就会让三极管Q1导通，从而增加了本发明的偏置电路在关断状态下的功耗。
工作原理：当图1的自激推换式变换器正常工作时，电容C2两端建立电压，三极管Q2饱和导通，那么三极管Q3被关断，这时，三极管Q1的基极至发射极电阻R5上由于没有电流流过，三极管Q1关断，这时，电容C2的端电压产生的电流，经过二极管D1、电阻Ra、加到连接图1中反馈绕组NB1和NB2的中心抽头上、经过反馈绕组轮流加到三极管TR1和TR2的基极、经发射极接地后返回电容C2的接地端。
二极管D1的作用，在启动时，若没有二极管D1，即二极管D1若是导线，那么：电容C2两端没有电压，三极管Q2处于截止状态，三极管Q3的基极经电阻R4得电而导通，电阻R3中有电流流过，且在电阻R5两端产生的压降足以让三极管Q1导通，三极管Q1的集电极电流经电阻R1加到电容C2的两端，三极管Q2又会导通，使得最终三极管Q1被关断，那么，第二启动电路12处于振荡状态，不利于自激推换式变换器的启机，且可能会损坏自激推换式变换器的主功率开关管。
电容C1的接法，在第一实施例中，电容C1是与电阻Ra并联的，其实，在图5中，电容C1的上端子，即与二极管D1的阴极相连的一端，较好的接法是：二极管D1阴极与电阻Ra的连接点与C1的上端子与断开，C1的上端子与D1的阳极连接。当然，直接接地是可以的，电容C1的工作原理在背景技术中有提及，背景3文件的授权文档第0029段至0035段，即在图1中，电容C1与电阻Ra并联，和其上端子接地，不影响正常工作时的状态，只影响启动，当工作电压较高时，电容C1与电阻Ra并联会造成在上电时，损坏三极管TR1及TR2的基极、发射结。
很显然，在电容C2两端并联一只大阻值电阻，若并的阻值较小，会让本发明的静态功耗增加，由于电容C2的容量较小，并联的泄放电阻可以取得很大，以降低静态功耗，其功能：让电路在关机时，快速放完电容C2上的电荷，以利下次上电时快速启动。当然，若想关机后，实现短时间再上电的保护，即短时停电再上电，不让电路工作，这个特性可以用于空调、冰箱上，可以加大电容C2的容量，而无需并联一只泄放电阻。
低温启动性能得到提升的优化方案：第二启动电路12的偏置电流设置较第一启动电路11的大，当电路处于低温环境下，由于三极管放大倍数降低，现有技术启动性能不好，本发明克服了这一不足。现有技术中，若为了确保低温启动没有问题，就要让偏置电流取大，即图1中电阻Ra的取值较小，但在常温工作时，由于偏置电流大，损耗就显得很可观，特别是变压器B2在接近磁饱和时，由于偏置电流，主功率开关管的集电极损耗也会加大。
在第一实施例中，电阻R1的下端，即第二启动电路12的输出端，若不连接第一启动电路11的输入端，而是直接连接至14所指的反馈绕组中心抽头，本电路一样实现发明目的。
综上，本发明可以实现发明目的。
第一实施例中，是本发明应用于罗耶电路上的实例，背景3文件的授权文档第0029段至0035段，已经清楚地说明，偏置电路同样适用于井森电路，实施例二就是本发明的方案二应用于井森电路的实例。
第二实施例
请参阅图4，图4为本发明原始技术方案的原理框图，连接关系同实施例一，这里不再赘述。
图6给出了第二实施例的具体电路，上述图4的原始技术方案中，第二启动电路12在第二实施例中包括：第一三极管Q1、第二三极管Q2、第三三极管Q3，以及第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5，其中，第一三极管Q1、第三三极管Q3为PNP型，第二三极管Q2为NPN型，其连接关系为：第一三极管Q1的发射极和第三三极管Q3的发射极相连，连接点还连接第五电阻R5的一端，连接点形成第二启动电路的输入端，连接工作电压Vin；第一电阻R1的一端与第一三极管Q1的集电极相连，第一电阻R1的另一端为第二启动电路12的输出端，第二启动电路12的输出端连接第一启动电路11的输入端；第一三极管Q1的基极连接第三三极管Q3的集电极，连接点还连接第三电阻R3的一端，第三电阻R3的另一端和第二三极管Q2的发射极连接，连接点形成第二启动电路的接地端，连接GND；第五电阻R5的另一端连接第三三极管Q3的基极，连接点同时连接第四电阻R4的一端，第四电阻R4的另一端连接第二三极管Q2的集电极，第二三极管Q2的基极连接第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端即为第二启动电路12的控制端；
第一启动电路11为原自激推换式变换器的启动电路，这里选用了图2示出的井森电路，至少包括一只第一电容C1，和一只偏置电阻Ra，原来连接自激推换式变换器工作电压Vin的输入端，即为电阻Ra的上端，不再与输入的工作电压Vin连接，第一启动电路11的输入端与第一二极管D1的阴极连接；图6中给出了清晰的连接。那么，电阻Ra和电容C1的连接点，图6中以14来表示，仍连接图2中反馈绕组N11和N12的中心抽头上。
很明显，第二实施例和第一实施例的连接关系不同，下面用实测数据展现工作原理：
现有技术展示：
图2的电路使用背景1这份文件公开的电路，做成输入48V，输出12V/1A的变换器，器件参数可以参考中国申请号201410696579.X的实施例二，可以实现92.9％的高效率。需要注意是的，偏置电阻Ra为27KΩ。
考虑反馈绕组N11和N12的中心抽头在实际工作时，有-1.14V的负压，即偏置电电路的功耗为：
(48V+1.14V)2/27KΩ＝89.4mW；
本发明展示：
三极管Q1、Q3为2N5401、三极管Q2为2N5551，电阻R1为22K、电阻R2、R3、R4均为3.6MΩ、电阻R5为680KΩ；电阻Ra为3.3KΩ，C2为0.22uF的贴片电容，D2为1N4148开关二极管；
辅助绕组NA为1匝，实测感应电压为1.77V。
实测，低压辅助电源13的输出电压仅为1.14V；
实测用于图2的上述现有技术中，效率从92.9％上升至93.55％，通过在空载时测试，发现，使用本发明的偏置电路，可以让空载功耗下降近88mW。
在正常工作时，本发明的偏置电路的功耗为1.6mW。
工作原理：当图2的自激推换式变换器正常工作时，电容C2两端建立电压，三极管Q2饱和导通，电阻R4中有电流流过，三极管Q3饱和导通，这时，三极管Q1的基极至发射极之间的电压为零伏，三极管Q1关断，这时，电容C2的端电压产生的电流，经过二极管D1、电阻Ra、加到连接图1中反馈绕组NB1和NB2的中心抽头上、经过反馈绕组轮流加到三极管TR1和TR2的基极、经发射极接地后返回电容C2的接地端。
在启动时，那么：电容C2两端没有电压，Q2处于截止状态，电阻R4中没有电流流过，三极管Q3处于截止状态，电阻R3中有电流流过且注入三极管Q1的基极，让三极管Q1导通，三极管Q1的集电极产生电流，实现自激推换式变换器的启机。
显然，图6中，电阻R1的下端，即第二启动电路12的输出端，若不连接第一启动电路11的输入端，而是连接反馈绕组中心抽头14，如图7所示，本电路一样实现发明目的。
当电阻Ra换成恒流源时，本发明一样实现发明目的。
显然，第一实施例和第二实施例用于图3的电路中，同样实现发明目的。由于降低了空载功耗，让自激推换式变换器的轻负载效率得到更大的提升。如在10％的负载下，效率可以提升达5.5％以上。
背景2文件中的技术方案，对应图3电路，使用第二实施例的方案后，功率为25W的样机，效率可以从96％上升至97.3％。
综上，本发明的第二实施例可以实现发明目的。
当然，不仅上述两个方案可以实现发明目的，使用光耦一样可以实现发明目的。实施例三示出这种应用。
第三实施例
请参阅图8，图8仍遵守图4的原始技术方案的连接关系，实施例一中，用于描述图4连接关系的仍适用于图8的连接关系。
这里重点说一下方案三对应的图8方案的连接关系及工作原理：
图8显得很简洁，第二启动电路12的方案三包括：第一三极管Q1，以及第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3，以及一只光耦N1，其中，第一三极管为PNP型，其连接关系为：第一三极管Q1的发射极和光耦N1的集电极相连，连接点形成第二启动电路的输入端，连接工作电压Vin；第一电阻R1的一端与第一三极管Q1的集电极相连，第一电阻R1的另一端为第二启动电路12的输出端；第一三极管Q1的基极连接光耦N1的发射极，连接点还连接第三电阻R3的一端，第三电阻R3的另一端和光耦N1的阴极连接，连接点形成第二启动电路的接地端，连接GND；光耦N1的阳极连接第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端即为第二启动电路12的控制端；
工作原理：当图1、图2、图3的自激推换式变换器正常工作时，电容C2两端建立电压，输出电压要求大于1.1V，即光耦N1的内部发光二极管的正向二压降，一般为1.1V，那么光耦N1的集电极到发射极之间有相应的电流输出，和三极管一样，若负载较大，一样会饱和导通，且饱和压降很低，小于0.15V，三极管Q1关断，这时，电容C2的端电压产生的电流，经过二极管D1、电阻Ra、加到连接图1、图2、图3中反馈绕组中心抽头上、经过反馈绕组轮流加到三极管TR1和TR2的基极、经发射极接地后返回电容C2的接地端。
在启动时，那么：电容C2两端没有电压，光耦N1的内部发光二极管中没有电流，光耦N1的集电极到发射极之间处于开路状态，电阻R3中的电流注入三极管Q1的基极，让三极管Q1导通，三极管Q1的集电极产生电流，实现自激推换式变换器的启机。
综上，本发明的第三实施例可以实现发明目的。
第一实施例至第三实施例都是用于自激推换式变换器中，也是一种开关电源，由于开关电源的近场干扰大，为了避免强干扰引起三极管Q1、Q2、Q3出现小电流检波效应而误触发，上述所有实施例在各三极管的发射极到基极之间，并联一只高频损耗小的小容量电容，一般选用贴片电容中的COG(NPO)电容即可，小容量电容在业界一般指1000pF以下的电容，即包括1000pF，使用插件式高频瓷介电容，效果也是很好的，在我国，这种电容一般在外壳上标上黑点，以示其是高频瓷介电容。
在实际调试中，10pF至100pF效果就很好了，无需选用更大容量的电容，用两只以上电容并联成一只电容是公知常识，可以获得更宽的工作频率。以上在各实施例的基础上，在三极管的发射极到基极之间分别并联小电容，容量均取10pF，NPO的0603封装的电容，实测在20V/m的辐射场强中，辐射场的频率从150KHz至1GHz，本发明均可以正常工作。而没有加入电容的实施例，辐射场强到3V/m时，很多频段都不能工作，表现为启机时间较长，如在1MHz、4MHz，以及23MHz、40MHz(与样机的走线回路长短有关，但最终都能正常工作)。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如把N型三极管换成P型的，P型三极管换成N型的，把电源电压反过来；或采用MOS管实现上述的偏置电路，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (8)

1.一种自激推换式变换器的偏置电路，包括第一启动电路，其特征在于：还包括第一二极管、第二启动电路，低压辅助电源；当所述的自激推换式变换器启机时，所述的第二启动电路向所述的第一启动电路供电，使得所述的自激推换式变换器的主功率开关管完成启动；当所述的自激推换式变换器处于正常的工作状态时，所述的低压辅助电源输出一个较所述的自激推换式变换器工作电压低的电压关断所述的第二启动电路，同时所述的低压辅助电源向所述的第一启动电路供电，维持所述的自激推换式变换器的正常工作状态；
所述的第一启动电路内部的具体电路与现有的自激推换式变换器的启动电路相同，至少包括第一偏置电阻、第一电容，其与外部电路的连接关系为：所述的第一启动电路的输入端与所述的第一二极管的阴极连接；所述的第一偏置电阻的一端与所述的自激推挽式变换器反馈绕组中心抽头连接，所述的第一偏置电阻的另一端与所述的第一二极管的阴极连接；所述的第一电容的一端与所述的自激推挽式变换器反馈绕组中心抽头连接，所述的第一电容的另一端与所述的第一二极管的阴极或所述的第一二极管的阳极相连，或所述的第一电容的另一端直接接地；
所述的低压辅助电源包括：绕在所述的自激推挽式变换器主变压器上的辅助绕组，第二二极管，第二电容，其连接关系为：所述的辅助绕组一端连接输入工作电压的地，同时连接所述的第二电容的一端，连接点也是低压辅助电源的输出地，连接至所述的自激推换式变换器工作电压的输入地；所述的辅助绕组的另一端连接所述的第二二极管阳极，所述的第二二极管的阴极连接所述的第二电容的另一端，连接点形成低压辅助电源的输出正；
所述的第一二极管的阳极连接所述的低压辅助电源的输出正；
所述的第二启动电路至少包括四个端子：输入端、输出端、接地端、控制端，其连接关系为：所述的第二启动电路输入端连接所述的自激推换式变换器工作电压，所述的第二启动电路的输出端连接所述的第一启动电路的输入端或自激推挽式变换器反馈绕组的中心抽头，所述的第二启动电路的接地端连接所述的自激推换式变换器工作电压的输入地；所述的控制端连接至所述的低压辅助电源的输出正；
所述的控制端接地时，所述的第二启动电路的输出端有电流输出，所述的控制端为高电平时，所述的第二启动电路的输出端无电流输出，且所述的第二启动电路处于低功耗状态，包括所述的控制端的总功耗在10mW以下；所述的绕在主变压器上的辅助绕组取最少匝数，在所述的自激推换式变换器的输入电压处于低压下限时，所述的最少匝数要确保所述的低压辅助电源的输出电压在0.7V以上、2V以下。
2.根据权利要求1所述的偏置电路，其特征在于：所述的第二启动电路包括第一三极管、第二三极管、第三三极管，以及第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻，其中，所述的第一三极管为PNP型，所述的第二三极管和所述的第三三极管为NPN型，其连接关系为：所述的第四电阻的一端和所述的第五电阻的一端相连，连接点还连接所述的第一三极管的发射极并形成第二启动电路的输入端；所述的第一电阻的一端与所述的第一三极管的集电极相连，所述的第一电阻的另一端为所述的第二启动电路的输出端；所述的第五电阻的另一端连接所述的第一三极管的基极，连接点同时连接所述的第三电阻的一端，所述的第三电阻的另一端连接所述的第三三极管的集电极，所述的第三三极管的发射极和所述的第二三极管的发射极连接，连接点形成所述的第二启动电路的接地端；所述的第三三极管的基极连接所述的第四电阻的另一端，同时连接所述的第二三极管的集电极，所述的第二三极管的基极连接所述的第二电阻的一端，所述的第二电阻的另一端即为所述的第二启动电路的控制端。
3.根据权利要求1所述的偏置电路，其特征在于：所述的第二启动电路包括第一三极管、第二三极管、第三三极管，以及第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻，其中，所述的第一三极管和所述的第三三极管为PNP型，所述的第二三极管为NPN型，其连接关系为：所述的第一三极管的发射极和所述的第三三极管的发射极相连，连接点还连接第五电阻的一端并形成所述的第二启动电路的输入端；所述的第一电阻的一端与所述的第一三极管的集电极相连，所述的第一电阻的另一端为所述的第二启动电路的输出端；所述的第一三极管的基极连接所述的第三三极管的集电极，连接点还连接所述的第三电阻的一端，所述的第三电阻的另一端和所述的第二三极管的发射极连接，连接点形成所述的第二启动电路的接地端；所述的第五电阻的另一端连接所述的第三三极管的基极，连接点同时连接所述的第四电阻的一端，所述的第四电阻的另一端连接所述的第二三极管的集电极，所述的第二三极管的基极连接所述的第二电阻的一端，所述的第二电阻的另一端即为所述的第二启动电路的控制端。
4.根据权利要求1所述的偏置电路，其特征在于：所述的第二启动电路包括第一三极管，以及第一电阻、第二电阻、第三电阻，以及一只光耦，其中，所述的第一三极管为PNP型，其连接关系为：所述的第一三极管的发射极和所述的光耦的集电极相连，连接点形成所述的第二启动电路的输入端；所述的第一电阻的一端与所述的第一三极管的集电极相连，所述的第一电阻的另一端为所述的第二启动电路的输出端；所述的第一三极管的基极连接所述的光耦的发射极，连接点还连接所述的第三电阻的一端，所述的第三电阻的另一端和所述的光耦的阴极连接，连接点形成所述的第二启动电路的接地端；所述的光耦的阳极连接所述的第二电阻的一端，所述的第二电阻的另一端即为所述的第二启动电路的控制端。
5.根据权利要求2至4任一所述的偏置电路，其特征在于：所有的三极管的基极与发射极之间，还分别、独立地、对应地并联一只高频损耗小的小容量电容。
6.根据权利要求5所述的偏置电路，其特征在于：所述的高频损耗小的小容量电容选择贴片电容中的COG(NPO)电容。
7.根据权利要求5所述的偏置电路，其特征在于：所述的高频损耗小的小容量电容的容值为1000pF以下。
8.根据权利要求1所述的偏置电路，其特征在于所述的第二启动电路的偏置电流大于所述的第一启动电路的偏置电流。
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