CN201766520U

CN201766520U - 用于交流负载的高效率驱动装置

Info

Publication number: CN201766520U
Application number: CN2010202635622U
Authority: CN
Inventors: 肖培海
Original assignee: SUMIDA ELECTRONICS Corp
Current assignee: SUMIDA ELECTRONICS Corp
Priority date: 2010-07-16
Filing date: 2010-07-16
Publication date: 2011-03-16
Anticipated expiration: 2020-07-16

Abstract

一种用于交流负载的高效率驱动装置，其包括罗耶电路、两个第二电容、两个二极管以及两个第二电阻。其中，罗耶电路包括两个NPN晶体管以及第二绕组，每一晶体管的射极接地，且第二绕组的两端分别耦接每一晶体管的基极。每一第二电容的两端分别耦接每一NPN晶体管的集极与射极。每一二极管的一端分别与第二绕组的两端耦接，每一二极管的另一端分别与每一第二电阻的一端耦接，每一第二电阻的另一端接地。根据上述的电路结构，可使驱动装置将直流电转换成交流电，且驱动装置所损耗的功率降低，以提高驱动装置的效率。

Description

用于交流负载的高效率驱动装置

技术领域

本实用新型涉及一种驱动装置，特别涉及一种用于交流负载的高效率驱动装置。

背景技术

目前市售台式及笔记型计算机、个人数字助理(Personal Digital Assistant，PDA)、联网板(Webpad)所用的液晶显示屏幕(Liquid Crystal Display，LCD)，其电力的供应主要是借由驱动装置以使得直流电转换交流电。现有的驱动装置是因电路结构的不同，一般分有半桥式驱动装置、全桥式驱动装置及推挽式驱动装置等。

请参考图1，为现有推挽式驱动装置的电路结构及其于启动阶段的电流路径示意图。变压器T1是将电路区分成为初级电路101与次级电路102。初级电路101包括电源104、第一电感105、第一晶体管106、第二晶体管108、第一电容110及二第一电阻112、114，次级电路102包括第四电容116及负载118。由于第一晶体管106与第二晶体管108的性能不可能完全一样，所以在接通电源104的同时，电流经由第一电阻112、114的电流值大小不相同，流经第一晶体管106的集极电流值I1与第二晶体管108的集极电流值I2大小亦不同。

请参照图2A与图2B，分别为现有推挽式驱动装置于第一反馈阶段与第二反馈阶段的电流路径示意图。在第一反馈阶段时，假设流经第一晶体管106的集极电流值I1大于流经第二晶体管108的集极电流值I2，则变压器T1的磁通的变化在第一绕组120产生响应的感应电势。由于第一绕组120的感应电势使第二晶体管108的基极电位下降，第一晶体管106的基极电位上升。对第二晶体管108形成负反馈，使第二晶体管108的集极电流值I2越小，对第一晶体管106形成正反馈，使第一晶体管106的集极电流值I1越大。磁通的变化及感应电势的相互作用使第一晶体管106饱和导通，第二晶体管108截止。此时，磁通达最大值，且与磁通变化率成正比的感应电势亦为零。

在第二反馈阶段时，第一绕组120的感应电势消失，使第一晶体管106基极的电位下降，第一晶体管106的集极电流值I1亦下降。电流的变化率反向引起磁通的变化率反向，而导致第一绕组120的感应电势反向。磁通的变化及感应电势的相互作用使第二晶体管108饱和导通，第一晶体管106截止。

因此，可借由上述的第一晶体管106与第二晶体管108的性能不同与变压器T1中第一绕组120所产生的感应电势变换，使得次级电路102形成振荡而产生交流电以提供给负载118。

如将上述的现有推挽式驱动装置中的第一电感105、变压器T1、第一电容110、第一晶体管106与第二晶体管108理想化，仅第一电阻112、114为产生功率消耗的组件，则第一电阻112、114的电阻值的选择即决定现有推挽式驱动装置100的效率。

现有推挽式驱动装置100在启动阶段时，第一电阻112、114决定偏置电流的大小；现有推挽式驱动装置100在第一反馈阶段与第二反馈阶段时，第一电阻112、114为第一绕组120的限流电阻。

推挽式驱动装置100在启动阶段，当第一电阻112、114的电阻值越大时，第一晶体管106与第二晶体管108的偏置电流越小，此时推挽式驱动装置100所损耗的功率越小。但推挽式驱动装置100在反馈阶段时，需要足够大的基极电流以使得第一晶体管106与第二晶体管108处于饱和状态，由于第一电阻112、114的电阻值很大，第一绕组120所产生的感应电动势有部分被第一电阻112、114分掉，使得此时的推挽式驱动装置100所损耗的功率越大。

当第一电阻112、114的电阻值越小时，推挽式驱动装置100于启动阶段所损耗的功率越大，但推挽式驱动装置100在反馈阶段时所损耗的功率越小。因此，现有推挽式驱动装置100存在有无法选取适当的第一电阻112、114的电阻值，以使得推挽式驱动装置100无论在启动阶段与反馈阶段时，推挽式驱动装置100所消耗的功率皆降到最低的问题。

实用新型内容

鉴于以上问题，本实用新型的目的在于，揭露一种用于交流负载的高效率驱动装置，借以解决现有推挽式驱动装置存在有无法选取适当的两个第一电阻的电阻值，使得推挽式驱动装置无论在启动阶段与反馈阶段时，推挽式驱动装置所消耗的功率皆降到最低的问题。

为了实现上述目的，本实用新型揭露一种用于交流负载的高效率驱动装置，其包括罗耶电路(Royer Circuit)、两个第二电容、两个二极管以及两个第二电阻。其中，罗耶电路包括两个NPN晶体管以及第二绕组，每一晶体管具有集极、基极及射极，每一晶体管的射极接地，且第二绕组的两端分别耦接每一晶体管的基极。两个第二电容的两端分别耦接两个NPN晶体管的集极与射极。每一二极管具有阳极与阴极，两个二极管的阴极分别与第二绕组的两端耦接，每一第二电阻的一端接地，另一端分别与两个二极管的阳极耦接。

依据本实用新型的一实施例，罗耶电路还包括第三电容、两个初级绕组、两个第一电阻、第二电感、电源以及功率电路。其中，第三电容的两端分别耦接每一NPN晶体管的集极。两个初级绕组的一端分别与每一NPN晶体管的集极耦接，且两个初级绕组的另一端彼此耦接。两个第一电阻的一端分别与每一NPN晶体管的基极耦接，且两个第一电阻的另一端彼此耦接。第二电感的一端分别耦接两个初级绕组的彼此耦接端与两个第一电阻的彼此耦接端。电源具有正电位端与负电位端，正电位端耦接第二电感的另一端，负电位端接地。功率电路提供交流电至交流负载。

依据本实用新型的一实施例，功率电路包括第四电容、次级绕组、第三电阻以及交流负载，次级绕组的一端接地，另一端与第三电阻的一端耦接，第三电阻的另一端耦接第四电容的一端，第四电容的另一端耦接交流负载的一端，交流负载的另一端接地。

依据本实用新型的一实施例，第二绕组、两个初级绕组及次级绕组构成变压器。

本实用新型的功效在于，依据本实用新型所揭露的用于交流负载的高效率驱动装置，可使得驱动装置于启动阶段时，电流分别流经两个第一电阻与其耦接的NPN晶体管；而于反馈阶段时，电流的路径不再经过两个第一电阻，而是流经两个NPN晶体管之一、与上述两个NPN晶体管之一耦接的第二电阻、与上述第二电阻耦接的二极管及第二绕组所形成的回路。换句话说，本实用新型所揭露的用于交流负载的高效率驱动装置于启动阶段与反馈阶段时，借由电流流经的路径不同，可选择较大的第一电阻的电阻值与较小的第二电阻的电阻值，以使得驱动装置无论在启动阶段或反馈阶段，所消耗的功率降低，进而提高驱动装置的效率。

以下结合附图和具体实施例对本实用新型进行详细描述，但不作为对本实用新型的限定。

附图说明

图1为现有推挽式驱动装置的电路结构及其于启动阶段的电流路径示意图；

图2A为现有推挽式驱动装置于第一反馈阶段的电流路径示意图；

图2B为现有推挽式驱动装置于第二反馈阶段的电流路径示意图；

图3为依据本实用新型的一实施例的电路结构及其于启动阶段的电流路径示意图；

图4A为依据本实用新型的一实施例于第一反馈阶段的电流路径示意图；以及

图4B为依据本实用新型的一实施例于第二反馈阶段的电流路径示意图。

其中，附图标记

100推挽式驱动装置

101初级电路

102次级电路

104、418电源

105第一电感

106第一晶体管

108第二晶体管

110第一电容

112、114、412、414第一电阻

116、422第四电容

118负载

120第一绕组

300用于交流负载的高效率驱动装置

304、306第二电容

308、310二极管

312、314第二电阻

400罗耶电路

402、404NPN晶体管

405第二绕组

406第三电容

408、410初级绕组

416第二电感

4181正电位端

4182负电位端

420功率电路

424次级绕组

426第三电阻

430交流负载

T1、T2变压器

I1、I2、I3、I4集极电流值

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型的结构原理和工作原理作具体的描述：

请参照图3，为依据本实用新型的一实施例的电路结构及其于启动阶段的电流路径示意图。从图中可看到用于交流负载的高效率驱动装置300包括罗耶电路(Royer Circuit)400，第二电容304、306，二极管308、310以及第二电阻312、314。其中，罗耶电路400包括NPN晶体管402、404，第二绕组405，第三电容406，初级绕组408、410，第一电阻412、414，第二电感416，电源418，功率电路420。

在本实施例中，罗耶电路400的电路连接方式如下：NPN晶体管402、404的射极接地，第二绕组405的两端分别耦接NPN晶体管402、404的基极。第三电容406的两端分别耦接NPN晶体管402、404的集极。初级绕组408、410的一端分别与NPN晶体管402、404的集极耦接，且初级绕组408、410的另一端彼此耦接。第一电阻412、414的一端分别与NPN晶体管402、404的基极耦接，且第一电阻412、414的另一端彼此耦接。第二电感416的一端分别耦接初级绕组408、410的彼此耦接端与第一电阻412、414的彼此耦接端。电源418具有正电位端4181与负电位端4182，正电位端4181耦接第二电感416的另一端，负电位端4182接地。

其中，功率电路420包括第四电容422、次级绕组424、第三电阻426以及交流负载430。次级绕组424的一端接地，另一端与第三电阻426的一端耦接。第三电阻426的另一端耦接第四电容422的一端，第四电容422的另一端耦接交流负载430的一端，交流负载430的另一端接地。其中，交流负载430可为但不限于冷阴极管(Cold Cathode Fluorescent Lamp，CCFL)。

第二电容304的两端分别耦接NPN晶体管402的集极与射极，第二电容306的两端分别耦接NPN晶体管404的集极与射极。二极管308、310分别具有阴极与阳极，二极管308的阴极与第二绕组405的一端耦接，二极管308的阳极与第二电阻312的一端耦接。二极管310的阴极与第二绕组405的另一端耦接，二极管310的阳极与第二电阻314的一端耦接。第二电阻312、314的另一端接地。在本实施例中，第二绕组405、初级绕组408、410及次级绕组424构成变压器T2。

用于交流负载的高效率驱动装置300于启动阶段时，电源418所提供的电流经过高交流输入阻抗的第二电感416后，分成两条路径，分别流经第一电阻412与其耦接的NPN晶体管402及第一电阻414与其耦接的NPN晶体管404。由于NPN晶体管402、404的性能不可能完全一样，所以在接通正电位端4181的瞬间，电流分别流经第一电阻412与其耦接的NPN晶体管402及第一电阻414与其耦接的NPN晶体管404的电流值大小不同，且流经NPN晶体管402、404的集极电流值亦不同。

请参照图4A与图4B，分别为依据本实用新型的一实施例于第一反馈阶段与第二反馈阶段的电流路径示意图。在第一阶段时，假设NPN晶体管402的集极电流值I3大于NPN晶体管404的集极电流值I4时，则变压器T2的磁通大小与方向由集极电流值I3决定，而磁通的变化在第二绕组405亦产生响应的感应电势，感应电势使第二绕组405的“·”端为负。

由于第二绕组405的感应电势使NPN晶体管404的基极电位下降，NPN晶体管402的基极电位上升。对NPN晶体管404形成负反馈，使NPN晶体管404的集极电流值I4越小，对NPN晶体管402形成正反馈，使NPN晶体管402的集极电流值I3越大，合成磁通亦越大。磁通的变化及感应电势的相互作用使NPN晶体管402饱和导通，NPN晶体管404截止。此时磁通达最大值，而与磁通变化率成正比的感应电势亦为零。上述第一反馈阶段的电流路径为NPN晶体管402，第二电阻312，二极管308与第二绕组405所形成的回路。

在第二反馈阶段时，第二绕组405上感应电势的消失使NPN晶体管402的基极电位下降，NPN晶体管402的集极电流值I3亦下降。NPN晶体管402的集极电流值变化率反向引起磁通的变化率反向，而导致第二绕组405的感应电势反向，即第二绕组405的“·”端为正。

上述的电路使得NPN晶体管404的基极电位上升，NPN晶体管402的基极电位下降。对NPN晶体管402形成负反馈，使NPN晶体管402的集电极电流值I3越小，对NPN晶体管404形成正反馈，使NPN晶体管404的集极电流值I4越大，合成磁通亦越大。磁通的变化及感应电势的相互作用使NPN晶体管404饱和导通，NPN晶体管402截止。此时磁通达最大值，而与磁通变化率成正比的感应电势亦为零。上述第二反馈阶段的电流路径为NPN晶体管404，第二电阻314，二极管310与第二绕组405所形成的回路。

上述的第一反馈阶段与第二反馈阶段不断重复，使得功率电路420形成振荡，以提供交流电给交流负载430。其中，第三电容406的存在使罗耶电路400(请参照图3)按照特定的频率进行简谐振荡。第四电容422为对于某些负阻抗特性的交流负载430提供正阻抗特性的补偿，或提供交流负载无噪声的正弦波电流。第三电阻426为变压器T2的寄生电阻，即变压器T2的直流阻抗。上述的NPN晶体管402、404为开关，第二电容304、306为使得开关(即NPN晶体管402、404)于零电压时切换以降低开关切换(即饱和导通与截止的切换)时的功率损耗。

上述实施例的第一反馈阶段是为用于交流负载的高效率驱动装置300于启动阶段后，假设NPN晶体管402的集极电流值I3大于NPN晶体管404的集极电流值I4，而产生的反馈作用，但本实施例并非用以限制本实用新型。举例而言，第一反馈阶亦可假设NPN晶体管402的集极电流值I3小于NPN晶体管404的集极电流值I4，电流所流经的路径变为上述的第二反馈阶段路径而产生反馈作用。

依据本实用新型所揭露的用于交流负载的高效率驱动装置300，由于流经第一电阻412、414的偏置电流仅需要让NPN晶体管402、404处于弱导通状态，且要能够让NPN晶体管402、404产生集极电流值不相等，而在用于交流负载的高效率驱动装置300于反馈阶段时，NPN晶体管402、404的驱动主要是靠第二绕组405提供，所以可选择较大的第一电阻412、414的电阻值以降低第一电阻412、414所损耗的功率。

用于交流负载的高效率驱动装置300于反馈阶段时，需要极大的基极电流，而电路中的第二电阻312、314为限制基极电流的大小，所以可选择较小的第二电阻312、314的电阻值。且由于第二电阻312、314没有大的电压降，在设计上第二绕组405可以采用更少的匝数，同时降低了成本、提高了驱动装置的效率。

依据本实用新型所揭露的用于交流负载的高效率驱动装置300，可于启动阶段时，电流分别流经第一电阻412、414与其耦接的NPN晶体管402、404；而于反馈阶段时，电流的路径不再经过第一电阻412、414，而是流经NPN晶体管402，第二电阻312，二极管308与第二绕组405或NPN晶体管404，第二电阻314，二极管310与第二绕组405所形成回路。换句话说，本实用新型所揭露的用于交流负载的高效率驱动装置于启动阶段与反馈阶段时，借由电流流经的路径不同，可选择较大的第一电阻的电阻值与较小的第二电阻的电阻值，以使得驱动装置无论在启动阶段或反馈阶段，所消耗的功率降低，进而提高驱动装置的效率。

当然，本实用新型还可有其它多种实施例，在不背离本实用新型精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本实用新型作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本实用新型所附的权利要求的保护范围。

Claims

1.一种用于交流负载的高效率驱动装置，其特征在于，包括：

一罗耶电路，包括两个NPN晶体管及一第二绕组，其中，每一该NPN晶体管具有一集极、一基极及一射极，每一该NPN晶体管的该射极接地，且该第二绕组的两端分别耦接每一该NPN晶体管的该基极；

两个第二电容，该两个第二电容的两端分别耦接该两个NPN晶体管的该集极与该射极；

两个二极管，每一该二极管具有一阳极与一阴极，每一该二极管的该阴极分别与该第二绕组的两端耦接；以及

两个第二电阻，每一该第二电阻的一端接地，另一端分别与每一该二极管的该阳极耦接。

2.根据权利要求1所述的用于交流负载的高效率驱动装置，其特征在于，该罗耶电路还包括：

一第三电容，该第三电容的两端分别耦接每一该NPN晶体管的该集极；

两个初级绕组，该两个初级绕组的一端分别与每一该NPN晶体管的该集极耦接，且该两个初级绕组的另一端彼此耦接；

两个第一电阻，该两个第一电阻的一端分别与每一该NPN晶体管的该基极耦接，且该两个第一电阻的另一端彼此耦接；

一第二电感，该第二电感的一端分别耦接该两个初级绕组的彼此耦接端与该两个第一电阻的彼此耦接端；

一电源，该电源具有一正电位端与一负电位端，该正电位端耦接该第二电感的另一端，该负电位端接地；以及

一功率电路，提供交流电至一交流负载。

3.根据权利要求2所述的用于交流负载的高效率驱动装置，其特征在于，该功率电路包括一第四电容、一次级绕组、一第三电阻以及该交流负载，该次级绕组的一端接地，另一端与该第三电阻的一端耦接，该第三电阻的另一端耦接该第四电容的一端，该第四电容的另一端耦接该交流负载的一端，该交流负载的另一端接地。

4.根据权利要求3所述的用于交流负载的高效率驱动装置，其特征在于，该第二绕组、该两个初级绕组及该次级绕组构成一变压器。