CN201352768Y - 一种带有源箝位和同步整流功能的控制电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及开关电源领域，具体是指用于驱动开关电源初级侧箝位电路中的场效应管实现有源箝位功能或者驱动开关电源次级侧整流电路中的场效应管实现同步整流功能的一种控制电路。所述控制电路包括驱动电路单元及与其连接的低通滤波网络单元和偏置电路单元；所述控制电路至少包括五个端口，分别为Vcc、Gate、Vss、Con、Bias。本实用新型控制电路简洁，功能多样，其既可以应用于开关电源初级侧箝位电路中驱动箝位用场效应管实现有源箝位功能，使主开关管电压应力减小，使变压器磁芯双向磁化能可靠复位，能减小箝位电路的损耗；又可以应用在开关电源次级侧整流电路中驱动场效应管实现同步整流，减少整流管的损耗，提高电源效率，达到节能要求。

Description

一种带有源箝位和同步整流功能的控制电路

技术领域

本实用新型涉及开关电源领域，具体是指用于驱动开关电源初级侧箝位电路中的场效应管实现有源箝位功能或者驱动开关电源次级侧整流电路中的场效应管实现同步整流功能的一种控制电路。

背景技术

目前在开关电源次级侧整流电路中可以采用电压驱动场效应管实现同步整流，但电压驱动只能在变压器次级电压近似为方波且工作电流是连续的情况下实现同步整流，如果次级电压不是近似方波形式或工作电流不连续，则开关电源空载或轻载时损耗非常大、效率低、甚至输出不正常，同步整流功能也不能实现。

目前在开关电源初级侧缓冲箝位电路中，一般分为RCD箝位、LCD箝位、复位绕组箝位、有源箝位等方式，其中有源箝位方式可以减小箝位电路损耗，减小开关管电压应力，变压器磁芯可以双向对称磁化，可以为主开关创造零电压关断的条件。虽然有源箝位方式有很多优点，但需要专用的集成电路来控制主开关管和箝位开关管，如果箝位开关管接在高电位点，则箝位开关管需要用变压器来驱动或者用带自举驱动功能的集成电路来驱动，增加了电路的复杂性和成本，而且在工作电流不连续的情况下，是不能够用变压器的绕组电压来直接驱动箝位开关管的。

现有技术中，一般用于同步整流电路和有源箝位电路的控制电路只能驱动N沟道场效应管，不能驱动P沟道场效应管。因此，有必要用新的控制电路来解决以上问题。

实用新型内容

本实用新型需解决的技术问题是：

1、当开关电源工作轻负载或空载且电流不连续的时候，控制电路要能够消除在电流不连续区间的振铃波形，将变压器附加绕组的电压整形用来驱动场效应管；

2、控制电路要能够利用变压器附加绕组的电压来驱动开关电源初级侧箝位电路中的场效应管实现有源箝位功能或者驱动开关电源次级侧整流电路中的场效应管实现同步整流功能，而不需要用专门的集成电路来驱动；

3、控制电路要能够驱动N沟道场效应管，又能够驱动P沟道场效应管。

为解决上述技术问题本实用新型采取的技术方案是：

提供一种带有源箝位和同步整流功能的控制电路，用于驱动开关电源初级侧箝位电路中的场效应管实现源箝位或者驱动开关电源次级侧整流电路中的场效应管实现同步整流，所述控制电路包括驱动电路单元及与其连接的低通滤波网络单元和偏置电路单元。

所述控制电路至少包括五个端口，分别为Vcc、Gate、Vss、Con、Bias。

所述驱动电路单元包括三极管Q1、Q2和稳压二极管Z1、Z2；三极管Q1集电极与稳压二极管Z1阴极连接后作为控制电路的Vcc端口，三极管Q2集电极与稳压二极管Z2阳极相连作为控制电路的Vss端口，三极管Q1、Q2发射极相连作为控制电路的Gate端口；Q1、Q2基极与Z1阳极、Z2阴极相连同时与低通滤波网络单元和偏置电路单元连接。

所述低通滤波网络单元包括依次串联的电阻R1、R2和电感L1，电阻R2和电感L1两端分别并联有电容C1和电容C2，电感L1另一端作为控制电路的Con端口，电阻R1另一端与驱动电路单元连接。

所述偏置电路单元包括串联的电容C3和电阻R3，电容C3另一端连接驱动电路单元，电阻R3另一端作为控制电路的Bias端口。

相对于现有技术，本实用新型的有益效果在于：所述控制电路用途广泛，兼容性强；其既可以用于开关电源的次级整流电路中驱动场效应管实现同步整流功能，又可以用于开关电源初级侧箝位电路中驱动箝位场效应管实现有源箝位功能；既可以驱动N沟道场效应管，又可以驱动P沟道场效应管，减少整流管的损耗，提高电源效率，达到节能要求；同时所述控制电路电路简洁，所用元件少，成本低，易于实现。

附图说明

图1是本实用新型控制电路组成原理图；

图2是本实用新型应用于驱动反激式电源次级N沟道场效应管实现同步整流功能的连接原理图；

图3是本实用新型应用于驱动反激式电源次级P沟道场效应管实现同步整流功能的连接原理图；

图4是本实用新型驱动正激式或者反激式电源初级侧箝位电路中的N沟道场效应管实现有源箝位功能的一种电路连接图；

图5是图2电路在轻负载DCM模式下辅助绕组N1f的引脚4对引脚3之间的电压波形；

图6是图2电路在轻负载DCM模式下控制电路中的A点和Con端口之间的波形图；

图7是图2电路在轻负载DCM模式下LC网络的谐振频率近似等于电源的开关频率时的控制电路中的Gate端口的输出波形图；

图8是图2电路在轻负载DCM模式下LC网络的谐振频率高于电源的开关频率时的控制电路中的Gate端口的输出波形图；

图9是图2电路在轻负载DCM模式下LC网络的谐振频率低于电源的开关频率时的控制电路中的Gate端口的输出波形图。

具体实施方式

为了便于本领域技术人员的理解，下面将结合具体实施例及附图对本实用新型作进一步的详细描述。

参见附图1是本实用新型控制电路组成原理图，图2为图1所示控制电路应用于驱动反激式电源次级N沟道场效应管实现同步整流功能的连接原理图。

如图2，该应用中，所述反激式电源包括最基本的组成元件变压器T11、N沟道场效应管Q11、滤波电容C11以及整流二极管D11和本实用新型所述控制电路I11。变压器T11至少包括三个绕组，分别为初级主绕组N1p、次级绕组N1s、次级辅助绕组N1f。

其工作原理为：当反激式电源工作在轻负载的DCM模式时，变压器T11的次级绕组引脚2的电压由负变为正时，场效应管Q11的体内寄生二极管先导通，此时，T11的辅助绕组N1f的引脚4也由负变为正，辅助绕组N1f的引脚4对引脚3之间的电压波形如图9所示，正向电压使整流二极管D11导通，给控制电路Vcc端口及Bias端口提供正向电压，该电压经偏置电路单元的R3、C3限流后，输入到驱动电路单元的三极管Q1、Q2的基极，因Q1、Q2的基极和控制电路Con端口之间接有低通滤波网络单元，在滤波网络的A点和Con端口之间接入了一个LC谐振网络，已知谐振频率fr＝1/(2π×sqrt(L×C))，A点和Con端口之间的波形近似正弦波，波形如图10所示，谐振频率近似等于电源的开关频率，因电阻R1对LC网络的限流和电容C3的加速作用，Q1、Q2的基极电压快速上后按正弦规律上升，当上升到稳压管Z2的稳压值Vz后，Q1、Q2的基极电压被箝位在Vz值，经过一段时间后，基极电压开始按正弦规律下降，当下降到辅助绕组N1f的引脚4电压开始向负向变化的时刻，在R3、C3作用下，快速下降到0，而辅助绕组N1f的引脚4电压此时不会变化到0，而是按正弦规律衰减振荡，因LC并联谐振网络固有谐振频率，A点和Con端口之间电压要按正弦规律负向变化，因此，控制电路Bias端口的按正弦规律衰减的振铃波不会出现在Q1、Q2的基极，而是被LC网络滤除了，功能上等效为谐振频率以上的高频波被滤除，而谐振频率以下的低频波将保留下来作为驱动电路单元的输入信号，经控制电路驱动电路单元的Q1、Q2缓冲后在Gate端口输出电压去驱动场效应管Q11实现同步整流。

LC网络中电感L1和电容C2的参数要合适，使得LC网络的谐振频率小于或等于电源的开关频率，当LC网络的谐振频率近似等于电源的开关频率时，在控制电路的Gate端口输出的驱动波形如图11所示，当LC网络的谐振频率高于电源的开关频率时，在控制电路的Gate端口输出的驱动波形如图12所示，当LC网络的谐振频率低于电源的开关频率时，在控制电路的Gate端口驱动波形如图13所示。从波形比较可以看出，实际选取LC的参数时，不能使LC网络的谐振频率低于电源的开关频率，否则，会因关断场效应管Q11的能量不够使得Q11延迟导通一段时间，从而造成共通使损耗增加或同步整流失败，LC网络的谐振频率也不能比电源的开关频率高很多，如果高很多，会造成Q11导通时间不够，而场效应管Q11的体内寄生二极管自然导通，因Q11的体内寄生二极管是快恢复二极管，导通压降大，损耗大，使电源效率降低。

电阻R1主要用来调整控制电路Gate端口输出电压的幅值，R1的阻值要合适，当R1阻值合适，则Gate端口的波形就象图11所示，是比较合适的；如R1阻值比较小，则Gate端口的波形电压幅值达不到稳压管的稳压值，输出的正向电压波形近似半波正弦波，使得波形前沿和后沿电压幅值小于场效应管Q11的开启电压Vg，场效应管Q11的导通时间将变短，Q11的体内寄生二极管将导通，损耗增加；如R1阻值比较大，则Gate端口的波形电压将在T11的辅助绕组N1f全部正向时间内被稳压管箝位在Vz值，输出的正向电压波形将完全变成方波，将会使正向驱动能力强而关断能力弱而使场效应管Q11的关断滞后造成共通使损耗增加或同步整流失败。电阻R2、电容C1主要做补偿频率特性用。

控制电路驱动P沟道场效应管的工作原理也是要利用LC网络来消除轻载DCM模式时变压器辅助绕组振铃波，原理图如图3所示，和图8刚好相反，Vcc电压为负，Gate端口输出也为负，与图8中刚好相反，控制电路中稳压管Z1工作、Z2不工作。

本实用新型所述控制电路对于正激式、反激式开关电源次级侧N沟道或P沟道场效应管均可驱动实现同步整流，并且还可以应用于正激式或者反激式电源初级侧箝位电路中的驱动N沟道或P沟道场效应管实现有源箝位功能，在此不一一列举，仅以图4所示电路为例，本领域技术人员可以参照所述控制电路在图2和图4中的应用连接方式容易的得到其它应用电路。

图4为所述的控制电路驱动开关电源初级侧箝位电路中的场效应管实现有源箝位功能的一种具体电路连接图。该电路中至少包括正激式或者反激式电源中最基本的组成元件变压器T41、N沟道场效应管(主开关管)Q41、N沟道场效应管(箝位开关管)Q42、箝位电容C41、整流二极管D41、主开关管电流检测电阻R41、控制电路I41以及输入HVdc端口和GND端口。变压器T41至少包括三个绕组，分别为初级主绕组N4p、次级绕组N4s、初级辅助绕组N4b，HVdc端口和GND端口分别是输入交流市电经整流滤波后的直流电压的正端和负端。N4p的引脚2和HVdc端口以及C41的一端相连接；C41的另一端和Q42的漏极D相连接；N4p的引脚1和N4b的引脚4、Q41的漏极D、Q42的源极S以及控制电路I41的Vss端口与Con端口相连接；N4b的引脚3和D41的阳极以及I41的Bias端口相连接；D41的阴极和I41的Vcc端口相连接；Q42的栅极G和I41的Gate端口相连接；Q41的源极S和CS端口以及R41的一端相连接；R41的另一端和GND端口相连接；Q41的栅极G和Dr端口相连接；Dr端口和CS端口将连接到开关电源PWM控制集成电路。

控制电路驱动电源初级侧箝位电路中的N沟道场效应管或P沟道场效应管的工作原理和驱动次级侧的N沟道场效应管或P沟道场效应管的工作原理相似，在此不再赘述。

需要说明的是，上述实施方式仅为本实用新型较佳的实施方案，不能将其理解为对本实用新型保护范围的限制，在未脱离本实用新型构思前提下，对本实用新型所做的任何均等变化与修饰均属于本实用新型的保护范围。

Claims (1)

1、一种带有源箝位和同步整流功能的控制电路，用于驱动开关电源初级侧箝位电路中的场效应管实现源箝位或者驱动开关电源次级侧整流电路中的场效应管实现同步整流，所述控制电路包括驱动电路单元及与其连接的低通滤波网络单元和偏置电路单元，其特征在于：

所述控制电路至少包括五个端口，分别为Vcc、Gate、Vss、Con、Bias：

所述驱动电路单元包括三极管Q1、Q2和稳压二极管Z1、Z2；三极管Q1集电极与稳压二极管Z1阴极连接后作为控制电路的Vcc端口，三极管Q2集电极与稳压二极管Z2阳极相连作为控制电路的Vss端口，三极管Q1、Q2发射极相连作为控制电路的Gate端口；Q1、Q2基极与Z1阳极、Z2阴极相连同时与低通滤波网络单元和偏置电路单元连接；

所述低通滤波网络单元包括依次串联的电阻R1、R2和电感L1，电阻R2和电感L1两端分别并联有电容C1和电容C2，电感L1另一端作为控制电路的Con端口，电阻R1另一端与驱动电路单元连接；

所述偏置电路单元包括串联的电容C3和电阻R3，电容C3另一端连接驱动电路单元，电阻R3另一端作为控制电路的Bias端口。

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