CN102124649A - 矢量和相移器、光收发机以及控制电路校正 - Google Patents

Abstract

一种矢量和相移器，包括：90°相移器(1)，根据输入信号(VIN)产生同相信号(VINI)和正交信号(VINQ)；四象限乘法器(2I)，基于控制信号(CI)改变同相信号(VINI)的振幅；四象限乘法器(2Q)，基于控制信号(CQ)改变正交信号(VINQ)的振幅；组合器(3)，将同相信号(VINI)与正交信号(VINQ)相组合；以及控制电路(4)。控制电路(4)包括：电压发生器，产生参考电压；以及差分放大器，输出控制电压(VC)与参考电压之间的差信号作为控制信号(CI、CQ)。差分放大器执行将控制电压(VC)转换成类似于正弦波或余弦波的控制信号(CI、CQ)的模拟操作。

Description

矢量和相移器、光收发机以及控制电路校正

技术领域

本发明涉及一种使用控制电路和用于调整信号振幅的可变增益放大器或四象限乘法器来任意改变输入信号的相位并且输出该信号的矢量和相移器，一种使用矢量和相移器来调整NRZ-RZ转换的时钟时序的光收发机，以及一种将控制信号输出至诸如可变增益放大器或四象限乘法器之类的装置的控制电路。

背景技术

图41是示出了根据现有技术的矢量和相移器的布置的框图。图42A至42D是在平面上绘制的图41所示矢量和相移器的相应部分的信号的星座图。

传统矢量和相移器包括90°相移器1000、两个符号反相器1001I和1001Q、两个可变增益放大器1002I和1002Q、组合器1003、以及控制电路1004。在参考文献Kwang-Jin Koh等人的″0.13-μm CMOS Phase Shifters for X-，Ku-，and K-Band Phased Arrays″，IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol.42，no.11，Nov.2007，pp.2535-2546中公开了这种矢量和相移器。

以下描述图41所示的矢量和相移器的操作，假定输入信号VIN是理想正弦信号。图42A示出了输入信号VIN。90°相移器1000接收输入信号VIN，并且输出有90°相位差的同相信号VINI和正交信号VINQ。如图42B所示在沿着横坐标绘制的同相分量(I)和沿着纵坐标绘制的正交分量(Q)的星座图上，同相信号VINI可以仅由同相分量(I)表示，正交信号VINQ可以仅由正交分量(Q)表示。如果将两个信号VINI和VINQ相组合，则可以获得与图42B中点220(角度45°和振幅2^1/2)相对应的信号。

将同相信号VINI和正交信号VINQ分别输入至符号反相器1001I和1001Q对。，符号反相器1001I和1001Q基于控制信号SI和SQ的电平分别在直接输出输入信号和在反转电压符号之后输出信号之间进行切换。如图42C所示，在星座图上，输出同相信号VINI作为与同相分量(I)相对应的信号和通过将同相分量(I)旋转180°而获得的信号之一，并且输出正交信号VINQ作为与正交分量(Q)相对应的信号和通过将正交分量(Q)旋转180°而获得的信号之一。如果将两个信号VINI和VINQ相组合，则可获得与图42C中点221、222、223和224(角度45°、135°、225°或315°和振幅2^1/2)之一相对应的信号。

为了获得更精细的相移角，将来自符号反相器1001I和1001Q对的输出信号分别输入至可变增益放大器1002I和1002Q对。可变增益放大器1002I和1002Q分别基于控制信号DAI和DAQ的电平改变增益，并且因此改变输入信号的振幅并输出这些信号。组合器1003将从可变增益放大器1002I和1002Q对输出的同相信号VXI和正交信号VXQ进行矢量组合，并且向外部输出组合的信号作为相移器输出VOUT。

例如，当将同相信号侧上的增益设置为1，并且将正交信号侧上的增益设置为0时，可以获得与图42D的星座图中点225(角度0°和振幅1)相对应的信号作为相移器输出VOUT。类似地，当将同相信号侧上的增益设置为cos(22.5°)≈0.92，并且将正交信号侧上的增益设置为sin(22.5°)≈0.38时，可以获得与图42D中点226(角度22.5°和振幅(0.92²+0.38²)^1/2＝1)相对应的信号作为相移器输出VOUT。当将同相信号侧上的增益设置为cos(45°)≈0.71，并且将正交信号侧上的增益设置为sin(45°)≈0.71时，可以获得与图42D中点227(角度45°和振幅(0.71²+0.71²)^1/2＝1)相对应的信号作为相移器输出VOUT。

上述三个设定示例是第一象限(0°至90°)中的操作示例。控制符号反相器1001I和1001Q对允许获得在四个象限(0°至360°)内具有任意相位和振幅1(常数，与相位无关)的信号。即，当将同相信号侧上的增益设置为cos(φ)，并且将正交信号侧上的增益设置为时sin(φ)，可以获得具有角度φ和振幅1的信号作为相移器输出VOUT。

对于上述矢量和相移器的操作，控制电路1004接收要输出的包含相位φ信息的数字信号DGTL，并且产生针对符号反相器1001I和1001Q对的控制信号SI和SQ以及针对可变增益放大器1002I和1002Q对的控制信号DAI和DAQ。控制电路1004包括：数字信号处理电路(DSP)1005，计算cos和sin(或参考存储器)来产生控制信号；编码器1006，将DSP1005所产生的信号转换成特定控制信号SI、SQ、DAI和DAQ；以及多个数字/模拟转换器(DAC)1007I和1007Q，将数字数据DAI和DAQ转换成模拟信号，以控制可变增益放大器1002I和1002Q。

注意，可以通过四象限乘法器(例如，Gilbert cells)(日本专利未决公开No.2004-32446和日本专利No.3063093))来实现与符号反相器1001I和1001Q和可变增益放大器1002I和1002Q的组合的功能相同的功能。图43示出了这种情况下矢量和相移器的布置。图43中的矢量和相移器包括90°相移器、两个四象限乘法器2001I和2001Q、组合器2002以及控制电路2003。

90°相移器2000的操作与90°相移器1000的操作相同。从90°相移器2000输出的同相信号VINI和正交信号VINQ由图42B的星座图表示。

四象限乘法器2001I和2001Q基于控制信号CI和CQ的符号和电平改变输出的符号和增益，并因此分别改变同相信号VINI和正交信号VINQ的振幅，并且输出它们。

组合器2002将从四象限乘法器2001I和2001Q对输出的同相信号VXI和正交信号VXQ进行矢量组合，并且向外部输出组合的信号作为相移器输出VOUT。相移器输出VOUT由图42D的星座图表示。

控制电路2003接收要输出的包含相位φ的信息的数字信号DGTL，并且产生针对四象限乘法器2001I和2001Q对的控制信号CI和CQ。控制电路2003包括DSP2004、编码器2005以及DAC 2006I和2006Q。在图43所示的布置中，需要使用不同模拟输出类型的DAC作为控制电路2003中的DAC2006I和2006Q。

发明内容

本发明要解决的问题

传统矢量和相移器使用包括大规模数字电路和DAC的控制电路。这增加了电路规模和功耗。电路规模和功耗的这种增加导致包括矢量和相移器的光通信收发机的尺寸和成本的增加。

此外，传统矢量和相移器的控制波段(相位控制的最大速度)受限于控制电路的波段。出于该原因，当矢量和相移器用于光通信收发机中的NRZ(不回到零)-RZ(回到零)转换时，不能使针对由于环境变化的干扰(电源电压等变化)所引起的相位变化的抵抗足够高。这不能够在反馈控制NRZ-RZ转换的相位位置时实行足够高的控制波段。

控制波段的上述问题可以通过移除传统矢量和相移器的控制电路并且直接从外部提供可变增益放大器的控制信号DAI和DAQ之一(或控制信号CI和CQ之一)的模拟电平(电压或电流)来解决。然而，在该方法中，可变相位φ受限于0°至180°的范围，并且输出振幅主要根据相位(例如，当CQ固定为0.5，并且CI从-1变化到1时，则输出振幅在最大值(5^1/2)/2与最小值1/2之间变化)而改变。

本发明的目的是提供一种控制电路，无需使用数字电路和DAC来产生控制信号，并且提供一种矢量和相移器，解决传统技术的问题并且同时实现小电路规模、低功耗、宽控制波段、宽相移范围以及输出振幅变化的抑制。

解决问题的手段

根据本发明的矢量和相移器包括：90°相移器，根据输入信号产生同相信号和与该同相信号具有90°相位差的正交信号；第一四象限乘法器，基于同相信号侧上的第一控制信号改变同相信号的振幅，并且输出同相信号；第二四象限乘法器，基于正交信号侧上的第二控制信号改变正交信号的振幅，并且输出正交信号；组合器，将从第一四象限乘法器输出的同相信号与从第二四象限乘法器输出的正交信号相组合，并且输出组合的信号；以及控制电路，输出第一控制信号和第二控制信号，其中，控制电路包括：电压发生器，产生参考电压；以及差分放大器，输出参考电压与外部输入控制电压之间的差信号作为第一控制信号和第二控制信号之一，并且当控制电压接近参考电压时，差分放大器执行将控制电压转换成第一控制信号和第二控制信号之一(类似于正弦波和余弦波之一)的模拟操作。

根据本发明的一种光收发机包括：激光器，输出连续光；串行器，输出要输出的串行数据并输出时钟；第一马赫-泽德调制器，对从激光器输入的连续光进行相位或振幅调制，并且输出NRZ信号光；第一调制器驱动器，基于串行数据驱动第一马赫-泽德调制器并且输出RZ信号光；第二马赫-泽德调制器对从第一马赫-泽德调制器输入的NRZ信号光进行振幅调制，并且输出RZ信号光；矢量和相移器，接收时钟；第二调制器驱动器，基于矢量和相移器所相位调整的时钟，驱动第二马赫-泽德调制器；以及相位控制电路，输出与矢量和相移器的相移量相对应的控制电压，其中，矢量和相移器包括：90°相移器，根据时钟产生同相信号和与该同相信号具有90°相位差的正交信号；第一四象限乘法器，基于同相信号侧上的第一控制信号改变同相信号的振幅，并且输出同相信号；第二四象限乘法器，基于正交信号侧上的第二控制信号改变正交信号的振幅，并且输出正交信号；组合器，将从第一四象限乘法器输出的同相信号与从第二四象限乘法器输出的正交信号相组合，并且输出组合的信号作为相位调整的时钟；以及控制电路，输出第一控制信号和第二控制信号，控制电路包括：电压发生器，产生参考电压；以及差分放大器，输出控制电压与参考电压之间的差信号作为第一控制信号和第二控制信号之一，并且当控制电压接近参考电压时，差分放大器执行将控制电压转换成第一控制信号和第二控制信号之一(类似于正弦波和余弦波之一)的模拟操作。

根据本发明的一种控制电路包括：电压发生器，产生参考电压；以及差分放大器，输出参考电压与外部输入控制电压之间的差信号作为控制信号，其中，当控制电压接近参考电压时，差分放大器执行将控制电压转换成控制信号(类似于正弦波和余弦波之一)的模拟操作。

本发明的效果

如上所述，根据本发明，能够提供一种控制电路，使用模拟差分放大器，即使用差分放大器的输出特性(类似于正弦波或余弦波)，而不是数字电路和DAC来产生四象限乘法器的控制信号。因此，将本发明的控制电路应用于矢量和相移器使得能够提供一种矢量和相移器，同时实现小电路规模、低功耗、宽控制波段、宽相移范围、以及输出振幅变化的抑制。

附图说明

图1是示出了根据本发明第一实施例的矢量和相移器的布置的框图；

图2A至2C是在平面上绘制的图1所示矢量和相移器的相应部分的信号的星座图；

图3是示出了根据本发明第一实施例的90°相移器布置的示例的框图；

图4是示出了根据本发明第一实施例的四象限乘法器布置的示例的框图；

图5是示出了根据本发明第一实施例的组合器布置的示例的框图；

图6是示出了根据本发明第一实施例的控制电路布置的示例的框图；

图7A至7C是示出了根据本发明第一实施例的差分放大器的电路布置和操作的图示，差分放大器是差分放大器对的组成元件；

图8A至图8C是示出了根据本发明第一实施例的差分放大器对的电路布置和操作的图示；

图9A至9C是示出了根据本发明第一实施例的差分放大器对的输入/输出特性的图；

图10A至10C是示出了根据本发明第一实施例的控制电路的输入/输出特性以及理想输入/输出特性的图；

图11是示出了根据本发明第一实施例的差分放大器的差信号与理想正弦波的偏差的平方的图；

图12是示出了根据本发明第一实施例的控制电路的详细实现示例的框图；

图13是示出了图12中同相信号侧上的差分放大器对和差分放大器的布置示例的电路图；

图14是示出了根据本发明第一实施例的控制电路的输入/输出特性的图；

图15是示出了根据本发明第一实施例的矢量和相移器的控制电压与输出信号的相移量之间的关系的图；

图16是示出了使用图12和13所示布置作为差分放大器布置的晶体管模型上控制电路的输出信号的输入/输出特性的仿真结果的图；

图17A和17B是示出了根据本发明第一实施例的差分放大器的另一电路布置和操作的图示，差分放大器是差分放大器对的组成元件；

图18是示出了图12中同相信号侧上差分放大器对和差分放大器的布置的另一示例的电路图；

图19是示出了根据本发明第二实施例的控制电路的详细实现示例的框图；

图20是示出了根据本发明第三实施例的矢量和相移器的控制电路的布置的框图；

图21是示出了根据本发明第三实施例的控制电路的详细实现示例的框图；

图22是示出了根据本发明第三实施例的控制电路的输入/输出特性的图；

图23是示出了根据本发明第三实施例的矢量和相移器的控制电压与输出信号的相移量之间关系的图；

图24是示出了根据本发明第四实施例的光收发机布置的框图；

图25是示出了根据本发明第五实施例的90°相移器布置的电路图；

图26是示出了根据本发明第六实施例的90°相移器布置的电路图；

图27是示出了根据本发明第六实施例的高增益差分放大器布置的示例的电路图；

图28是示出了根据本发明第七实施例的控制电路布置的示例的框图；

图29是示出了根据本发明第八实施例的控制电路布置的示例的框图；

图30是示出了根据本发明第九实施例的控制电路布置的示例的框图；

图31是示出了根据本发明第十实施例的控制电路布置的示例的框图；

图32是示出了根据本发明第十一实施例的控制电路布置的示例的框图；

图33是示出了根据本发明第十二实施例的控制电路布置的示例的框图；

图34是示出了根据本发明第十三实施例的控制电路布置的示例的框图；

图35是示出了根据本发明第十四实施例的控制电路布置的示例的框图；

图36是示出了使用根据本发明第十四实施例的控制电路的矢量和相移器的控制电压与输出信号的相移量之间关系的温度依赖性的图；

图37是示出了使用根据本发明第十四实施例的控制电路的矢量和相移器的控制电压与输出信号的相移量之间关系的电源电压依赖性的图；

图38是示出了使用根据本发明第十四实施例的控制电路的矢量和相移器的控制电压与输出振幅之间关系的图；

图39是示出了根据本发明第十五实施例的控制电路布置的示例的框图；

图40是示出了根据本发明第十六实施例的控制电路布置的示例的框图；

图41是示出了传统矢量和相移器的布置的框图；

图42A至42D是在平面上绘制的图41所示矢量和相移器的相应部分的信号的星座图；

图43是示出了传统矢量和相移器的另一布置的框图。

具体实施方式

[第一实施例]

现在参照附图描述本发明的实施例。图1是示出了根据本发明第一实施例的矢量和相移器的布置的框图。图2A至2C是在平面上绘制的图1所示矢量和相移器的相应部分的信号的星座图。

图1中的矢量和相移器包括：90°相移器、两个四象限乘法器2I和2Q、组合器3以及控制电路4。

以下说明图1中矢量和相移器的操作，假定输入信号VIN是理想正弦波。图2A示出了输入信号VIN。

90°相移器1接收输入信号VIN，并且输出具有90°相位差的同相信号VINI和正交信号VINQ。如图2B所示，在沿着横坐标绘制的同相分量(I)和沿着纵坐标绘制的正交分量(Q)的星座图上，同相信号VINI可以仅由同相分量(I)表示，正交信号VINQ可以仅由正交分量(Q)表示。如果将两个信号VINI和VINQ相组合，则可获得与图2B中点20(角度45°和振幅2^1/2)相对应的信号。

将同相信号VINI和正交信号VINQ分别输入到四象限乘法器2I和2Q对。每个四象限乘法器2I和2Q具有与符号反相器和可变增益放大器的功能相同的功能。四象限乘法器2I和2Q基于控制信号CI和CQ的符号和电平改变输出的符号和增益，并因此分别改变同相信号VINI和正交信号VINQ的振幅，并且输出它们。组合器3对从四象限乘法器2I和2Q对输出的同相信号VXI和正交信号VXQ进行矢量组合，并且向外部输出组合的信号作为相移器输出VOUT。

例如，当将同相信号侧上的增益设置为1，并且将正交信号侧上的增益设置为0时，可以获得与图2C的星座图中点21(角度0°和振幅1)相对应的信号作为相移器输出VOUT。类似地，当将同相信号侧上的增益设置为cos(22.5°)≈0.92，并且将正交信号侧上的增益设置为sin(22.5°)≈0.38时，可以获得与图2C中点22(角度22.5°和振幅(0.92²+0.38²)^1/2＝1)相对应的信号作为相移器输出VOUT。当将同相信号侧上的增益设置为cos(45°)≈0.71，并且将正交信号侧上的增益设置为sin(45°)≈0.71时，可以获得与图2C中点23(角度45°和振幅(0.71²+0.71²)^1/2＝1)相对应的信号作为相移器输出VOUT。

上述三个设定示例是第一象限(0°至90°)中的操作示例。改变四象限乘法器2I和2Q对的控制信号CI和CQ的符号允许获得在四个象限(0°至360°)内具有任意相位的信号。即，当将同相信号侧上的增益设置为cos(φ)，并且将正交信号侧上的增益设置为时sin(φ)，可以获得具有角度φ和振幅1的信号作为相移器输出VOUT。

对于上述矢量和相移器的操作，控制电路4接收要输出的与相位φ相对应(例如，成比例)的控制电压VC以及外部参考电压VRT和VRB，并且产生针对四象限乘法器2I和2Q对的控制信号CI和CQ。从相位控制电路(未示出)输入控制电压VC和外部参考电压VRT和VRB。控制电路4包括：模拟电路，计算cos和sin来产生控制信号CI和CQ。更具体地，使用电压发生器和差分放大器对作为组成元件来实现控制电路4，电压发生器产生多个参考电压，差分放大器对分别接收控制信号和参考电压，并且检测控制信号落在两个参考电压的范围内还是范围外。

以下详细描述矢量和相移器的每个元件。图3是示出了90°相移器1的布置的示例的框图。注意图3示意了所有信号是差信号并且通过添加栏(adding bar)来区分补充信号的示例。

90°相移器1包括三个差分放大器100、101和102。在图3所示布置中，输入信号VIN和

分到两个差分放大器100和101。直接从差分放大器100输出信号对之一作为同相信号VINI和

将另一信号对从差分放大器101输入到差分放大器102。信号被差分放大器102延迟并且作为正交信号VINQ和

输出，正交信号VINQ和

与同相信号VINI和

具有90°相位差。

令f(Hz)是输入频率，将差分放大器102的延迟时间设置为1/(4·f)sec。例如，当输入频率是25GHz时，差分放大器102的延迟时间被设计为10psec。

90°相移器1的布置不限于图3中的布置，并且可以适当地从以下各项中选择：使用90°混合电路的布置、使用具有不同地电势的晶体管对的布置、使用具有不同地电势的晶体管对的布置、使用具有不同导线长度的传输线对的布置、使用低通滤波器和高通滤波器对的布置、使用多相滤波器的布置等等。多相滤波器适合作为矢量和相移器的90°相移器，这是因为其可以容易地使同相信号侧上输出的振幅与正交输出侧上输出的振幅匹配，并且还在宽带中实现90°相移操作。备选地，90°相移器可以通过同相功率分配器与90°相移器的组合来实现，而无需除法功能。

图4是示出了每个四象限乘法器2I和2Q的布置的示例的框图。四象限乘法器2I包括：由晶体管200和201形成的差分电路，晶体管200和201具有接收控制信号CI和的基极；由晶体管202和203形成的差分电路，晶体管202和203具有接收控制信号CI和

的基极；晶体管204，具有接收同相信号VINI的基极以及连接至晶体管200和201的发射极的集电极；晶体管205，具有接收同相信号

的基极和连接至晶体管202和203的发射极的集电极；电流源206，一端连接至晶体管204和205的发射极，另一端接收电源电压VEE；负载电阻器207，一端连接至晶体管201和202的集电极，另一端接收电源电压VCC；以及负载电阻器208，一端连接至晶体管200和203的集电极，另一端接收电源电压VCC。同相信号VXI从负载电阻器207与晶体管201和202的集电极之间的节点输出。同相信号

从负载电阻器208与晶体管200和203的集电极之间的节点输出。

图4示出了四象限乘法器2I的布置。四象限乘法器2Q也具有相同的布置。更具体地，图4中的控制信号CI和

由CQ和

来代替。同相信号VINI和

由VINQ和

来代替。同相信号VXI和

由VXQ和来代替。

图4所示的四象限乘法器2I和2Q是被简单称作Gilbert cell或调制器的一般已知电路。该电路接收同相信号VINI和(或者正交信号VINQ和

)，将输入与同相信号侧上的控制信号CI和

相乘(或者正交信号侧上的控制信号CQ和

相乘)，并且输出同相信号侧上的VXI和

(或者输出正交信号侧上的VXQ和

)。

四象限乘法器2I和2Q的布置不限于图4中的布置，并且还可以如现有技术所描述的通过分离符号反相器和可变增益放大器的功能来实现。尽管在图4中使用双极晶体管，但是也可以使用场效应晶体管(FET)。例如，为了提高输入/输出的线性度，可以将电阻器插入至每个晶体管的发射极。

图5是示出了组合器3的布置的示例的框图。组合器3包括：由晶体管300和301形成的差分电路，晶体管300和301具有接收同相信号VXI和

的基极；由晶体管302和303形成的差分电路，晶体管302和303具有接收正交信号VXQ和

的基极；电流源304，一端连接至晶体管300和301的发射极，另一端接收电源电压VEE；电流源305，一端连接至晶体管302和303的发射极，另一端接收电源电压VEE；负载电阻器306，一端连接至晶体管301和303的集电极，另一端接收电源电压VCC；以及负载电阻器307，一端连接至晶体管300和302的集电极，另一端接收电源电压VCC。输出信号VOUT从负载电阻器306与晶体管301和303的集电极之间的节点输出。输出信号

从负载电阻器307与晶体管300和302的集电极之间的节点输出。

组合器3实现对从四象限乘法器2I和2Q输出的同相信号VXI和

与正交信号VXQ和

进行矢量组合的功能。由于这是对彼此正交的两个信号(同相分量和正交分量)进行组合，可以简单将电压或电流相加。图5所示电路将同相信号VXI和

与正交信号VXQ和

的电流相加，并且将和转换成电压，从而获得输出信号VOUT和

组合器3的布置不限于图5所示的布置，并且例如可以使用Wilkinson类型功率组合器。

图6是示出了控制电路4的布置的示例的框图。控制电路4接收要输出的与相位φ相对应的控制电压VC，并且产生针对四象限乘法器2I和2Q对的控制信号CI和CQ。为此，控制电路包括实时地将接收到的控制电压VC转换成控制信号CI＝cos(VC)和CQ＝sin(VC)的模拟操作电路。更具体地，控制电路4通过使用电压发生器400和差分放大器对401I、401Q、402I和402Q作为组成元件来实现，电压发生器400产生多个参考电压，差分放大器对401I、401Q、402I和402Q中的每一个接收控制电压VC和两个参考电压，并且检测控制电压VC落在两个参考电压范围内还是范围外。

电压发生器400接收两个外部参考电压VRT和VRB，并且产生多个参考电压V1至V10。电压发生器400例如可以通过电阻器阶梯来实现。基于矢量和相移器的必要总相移量Δφ，参考电压的必要数目N(N是2或更大的整数)由以下公式给出

N＝4×(Δφ-90°)/360°+2                    …(1)

在图6中，将参考电压的数目N设置为10，以实现相移量Δφ＝810°。

每个差分放大器对401I、401Q、402I和402Q接收控制电压VC和两个参考电压Vm和Vn，并且检测控制电压VC落在两个参考电压Vm和Vn的范围内还是范围外。在该实施例中，差分放大器对401I、401Q、402I和402Q不需要具有简单检测控制电压VC或者两个参考电压范围内/外的两种状态的功能，而是通过模拟操作将接收到的控制电压VC转换成控制信号CI＝cos(VC)和CQ＝sin(VC)的功能。将描述作为差分放大器对401I、401Q、402I和402Q的组成元件的差分放大器的模拟操作。

图7A至7C是示出了差分放大器的电路布置和操作的图示。图7A是差分放大器的电路图。图7B是示出了图7A中差分放大器的符号的电路图。图7C是示出了图7A中差分放大器的输入/输出特性(VC-CI特性)的图。

如图7A所示，差分放大器包括：晶体管410，具有接收控制电压VC的基极；晶体管411，具有接收参考电压Vm的基极；电流源412，一端连接至晶体管410和411的发射极，另一端接收电源电压VEE；负载电阻器413，一端连接至晶体管411的集电极，另一端接收电源电压VCC；以及负载电阻器414，一端连接至晶体管410的集电极，另一端接收电源电压VCC。控制信号CI从负载电阻器413与晶体管411的集电极之间的节点输出。控制信号

从负载电阻器414和晶体管410的集电极之间的节点输出。该差分放大器由图7B中的符号表示。

令α是双极晶体管的基极地的电流放大因子，IEE是电流源412的电流值，RL是负载电阻413和414的电阻值，并且VT是常数(VT＝kT/q＝26Mv，其中k是玻尔兹曼常数，T是绝对温度，q是电子电荷)，作为差分放大器的输出电压的控制信号CI由以下公式给出：

CI＝RL·α·IEE/(1+exp((-VC+Vm)/VT))         …(2)

考虑控制电压VC的极限值，当VC→∞时，控制信号CI收敛到VH＝RL·α·IEE。当VC→-∞时，控制信号CI收敛到VL＝0。另一方面，当控制电压VC接近参考电压Vm时，控制信号CI具有VH与VL之间的中间电平。在该实施例中，将控制电压VC设置为接近参考Vm的值，以使用中间电平，从而通过模拟操作将控制电压VC转换成类似于cos(VC)的控制信号CI。图7A至7C所示的示例指示用于计算控制信号CI的布置。用于计算控制信号CQ的布置也是相同的。可以通过模拟操作将控制电压VC转换成类似于sin(VC)的控制信号CQ。

图8A至8C是示出了差分放大器对401I的电路布置和操作的图示。图8A是差分放大器对401I的电路图。图8B是示出了图8A中差分放大器对401I的符号的电路图。图8C是示出了图8A中差分放大器对401I的输入/输出特性(VC-CI特性)的图。

如图8A所示，差分放大器对401I包括：由晶体管415和416形成的差分电路，晶体管415和416具有接收控制电压VC和参考电压Vm的基极；由晶体管417和418形成的差分电路，晶体管417和418具有接收控制电压VC和参考电压Vn的基极；电流源419，一端连接至晶体管415和416的发射极，另一端接收电源电压VEE；电流源420，一端连接至晶体管417和418的发射极，另一端接收电源电压VEE；负载电阻器421，一端连接至晶体管416和417的发射极，另一端接收电源电压VCC；以及负载电阻器422，一端连接至晶体管415和418的集电极，另一端接收电源电压VCC。因此差分放大器对401I包括两个差分放大器。将控制电压VC和参考电压Vm输入到一个差分放大器。将控制电压VC和参考电压Vn输入到另一个差分放大器。

两个差分放大器的输出反相连接。控制信号CI从负载电阻器421与晶体管416和417的集电极之间的节点输出。控制信号

从负载电阻器422与晶体管415和418的集电极之间的节点输出。该差分放大器由图8B中的符号表示。注意，输入可以反相连接，并且输出可以同相连接。

作为差分放大器对401I的输出电压的控制信号CI由以下公式给出：

CI＝RL·α·IEE/(1+exp((-VC+Vn)/VT))

+RL·α·IEE/(1+exp((VC-Vm)/VT))         …(3)

考虑控制电压VC的极限值，当VC→∞时，公式(3)的第一项收敛至VH＝RL·α·IEE，并且第二项收敛至VL＝0。因此，控制信号CI收敛至VH＝RL·α·IEE。当VC→-∞时，公式(3)的第一项收敛至VL＝0，并且第二项收敛到VH＝RL·α·IEE。因此，控制信号CI收敛到VH＝RL·α·IEE。另一方面，当控制电压VC接近参考电压Vm或参考电压Vn时，控制信号CI具有VH与VL之间的中间电平。在该实施例中，将控制电压VC设置为接近参考电压Vm的值到接近参考电压Vn的值，以使用中间电平。

图9A至9C是示出了差分放大器的输入/输出特性(VC-CI特性)的图。图9A是示出了当参考电压Vm与Vn之间的差值远大于常数VT(|Vm-Vn|＞＞8VT)时输入/输出特性的图。图9B是示出了当参考电压Vm与Vn之间的差值几乎是常数VT的8倍(|Vm-Vn|≈8VT)时输入/输出特性的图。图9C是示出了当参考电压Vm与Vm之间的差值远小于常数VT(|Vm-Vn|＜＜8VT)时输入/输出特性的图。

通常，当控制电压VC对应于参考电压Vm与Vn之间的中间电压时，控制信号CI最小。然而，控制信号CI的行为根据常数VT与电压差(参考电压Vm与Vn之间的电压差)之间的幅度差关系而改变。如果参考电压Vm与Vn之间的差远大于常数VT，则如图9A所示，控制信号CI在控制电压VC的宽范围内固定为VL＝0。相反，如果参考电压Vm与Vn之间的差远小于常数VT，则如图9C所示，当控制电压VC对应于参考电压Vm与Vn之间的中间电压时控制信号CI最小。然而，控制信号CI的电压值永远不会降低至VL。

假定适当选择常数VT与电压差(参考电压Vm和Vn之间的电压差)之间的关系(例如，将参考电压Vm与Vn之间的电压差设置为常数VT的大约8倍)。在这种情况下，当控制电压VC对应于参考电压Vm与Vn之间的中间电压时，控制信号CI降低接近VL＝0，并且具有类似余弦波形或正弦波形的最小值。

如上所述，当适当选择常数VT与电压差(参考电压Vm与Vn之间的电压差)之间的关系时，可以使控制信号CI相对于控制信号VC变化的特性类似于cos(VC)或sin(VC)。此外，控制信号CI主要相对于控制电压VC的改变而改变，并且主要受到噪声的影响。出于该原因，控制信号CI适合作为控制信号。

当参考电压Vm与Vn之间的电压差小于常数VT的2倍或者大于常数VT的12倍时，控制信号CI具有与余弦波或正弦波的波形不同的波形。为了使控制信号CI具有类似于正弦波或余弦波的波形，将参考电压Vm与Vn之间的电压差设置在从常数VT的2倍(包括2倍)到常数VT的12倍(包括12倍)的范围内是有效的。

本实施例的主要特性特征是使用差分放大器的输出的伪余弦特性或正弦特性来控制四象限乘法器。

当控制电压VC接近参考电压Vn(n是整数)之一时，控制电路的输入/输出特性可以由一个差分放大器的传递函数来表示。对具有类似于正弦波或余弦波特性的差分放大器输出进行说明。一般差分放大器的差信号的输入/输出特性可以用y＝tanh(x)的形式来描述(参考，Paul R.Gray，Robert G.Meyer，″Analysis and design of analog integrated circuits″，John Wiley & Sons，Inc.，1977，pp.227-231)。据此，接近VC的差分放大器的差信号Vo的传递函数由以下公式给出：

[数学公式1]

$\mathrm{Vo}=\mathrm{CI}-\stackrel{\‾}{\mathrm{CI}}=\mathrm{RL}\·\mathrm{\α}\·\mathrm{IEE}\tanh [(\mathrm{VC}-\mathrm{Vn})/(2\·\mathrm{VT})]...\left(4\right)$

利用大约x＝0的泰勒展开，tanh(x)由以下公式给出：

[数学公式2]

$\tanh \left(x\right)=x-\frac{x^3}{3}+\frac{{2x}^5}{15}-\frac{17x^7}{315}+......\left(5\right)$

另一方面，利用大约x＝0的泰勒展开，sin(x)由以下公式给出：

[数学公式3]

$\sin \left(x\right)=\frac{x}{1!}-\frac{x^3}{3!}+\frac{x^5}{5!}-\frac{x^7}{7!}......\left(6\right)$

将表示针对大约x＝0的tanh(0)泰勒展开公式(5)与表示针对大约x＝0的sin(x)泰勒展开的公式(6)相比较。由于第一项匹配，并且第二项仅系数不同，因此这两个公式是类似的。

根据上述显而易见的是，接近x＝0(与VC＝Vn相对应，并且在该实施例中VC＝Vm)，差分信号的差信号的输入/输出特性(tanh波形)类似于正弦波形。

接着将描述控制电路的输入/输出特性与更宽范围中正弦波或余弦波之间的相似度。根据VC＝Vn至VC＝V(n+1)至VC＝V(n+2)＝Vm，将控制电路的输入/输出特性描述为两个相邻差分放大器的组合输入/输出特性。

Vo＝RL·α·IEE[tanh[(VC-Vn)/(2·VT)]

+tanh[(V(n+2)-VC)/(2·VT)]-1]            …(7)

为了获得具有较大振幅的控制电路输出CI和CQ，对于VC＝V(n+1)，需要两个相邻差分放大器均几乎开启或关闭。为了两个差分放大器均几乎开启或关闭，需要(V(n+2)-Vn)远大于VT(＝kT/q)。另一方面，如果(V(n+2)-Vn)过大，则控制信号CI和CQ呈现图9A所示的特性，即，与理想正弦波偏离的特性由以下公式给出：

Videal＝RL·α·IEEsin[(VC-Vn)·π/VT]       …(8)

Videal表示差分放大器的差信号Vo的理想值。控制信号CI和CQ的特性与理想正弦波形的偏离导致相移操作的不良线性度，或者输出振幅的不良稳定度。图10A至10C示出了由公式(7)表示的控制电路的输入/输出特性与由公式(8)表示的理想输入/输出特性的计算结果。在图10A至10C中，横坐标表示输出电压，纵坐标表示控制电压VC。图10A示出了当V(n+2)-Vn为4.6VT时的特性。图10B示出了当V(n+2)-Vn为7.7VT时的特性。图10C示出了当V(n+2)-Vn为15.4VT时的特性。

如图11所示，从VC＝Vn到VC＝V(n+2)的21个点处，对应于差分放大器的差信号Vo与理想正弦波的偏离的平方和(Vo-Videal)²的值Δ(任意单位)在V(n+2)-Vn为196mV(即7.5VT(当环境温度是300K))时最小。

显而易见的，当参考电压Vm与Vn之间的差几乎等于常数VT的8倍(更严格地，根据图10A至10C所示的示例大约为7.5倍)，控制电路的输入/输出特性与正弦波或余弦波之间的相似度升至较宽的范围内。为了获得可以视为正弦波或余弦波的控制电路输入/输出特性，优选地将参考电压Vm和Vn之间的电压差设置在从常数的二倍(包括二倍)到12倍(包括12倍)的范围内。理由如下。

参考电压Vm与Vn之间的电压差的上限基于以下条件来确定：差分放大器的差信号Vo与理想正弦波的偏差|Vo-Videal|的最大值落在理想正弦波的最大振幅的25％内。当Vm-Vn从196mV(＝7.5·VT)增大时，|Vo-Videal|的最大值在Vm-Vn＝303mV(＝11.7·VT)时达到理想正弦波的最大振幅的25％。因此，可以估计参考电压Vm与Vn之间的电压差的上限大约是常数VT的12倍。

考虑(A)和(B)来估计参考电压Vm与Vn之间的电压差的下限。

(A)当参考电压Vm与Vn之间的电压差Vm-Vn从196mV(＝7.5·VT)减小时，控制信号CI和CQ的振幅变得更小，并且根据计算与理想值偏离。然而，波形本身保持接近正弦波或余弦波(图10A)。因此，对于下限而言，可以放宽差分放大器的差信号Vo与理想正弦波的偏离|Vo-Videal|的最大值落在理想正弦波的最大振幅的25％内的条件。下限可以基于以下条件来确定：偏离|Vo-Videal|的最大值落在理想正弦波的最大振幅的50％内。更具体地，当Vm-Vn从196mV(＝7.5·VT)减小时，|Vo-Videal|的最大值在Vm-Vn＝102mV(＝3.9·VT)时达到理想正弦波的最大振幅的50％。

(B)当通过级联差分放大器的两级来实现差分放大器时，参考电压Vm与Vn之间的电压差Vm-Vn几乎减半。考虑这种情况，需要进一步对参考电压Vm与Vn之间的电压差的下限进行减半。更具体地，下限是Vm-Vn＝51mV(＝2·VT)。因此，可以估计出参考电压Vm与Vn之间的电压差的下限大约是常数VT的2倍。

由于上述原因，为了获得可以视为正弦波或余弦波的控制电路输入/输出特性，优选地将参考电压Vm与Vn之间的电压差设置在从常数VT的2倍(包括2倍)到12倍(包括12倍)。

注意，向包括在差分放大器对内的每个差分放大器添加负反馈电路允许调整差分放大器的增益，并因此改变差分放大器对的输入/输出(VC-CI)特性。例如，可以通过将电阻器插到每个晶体管的发射极来添加负反馈。添加负反馈电路实现了调整差分放大器对的输入/输出特性的设计，而不会改变Vm、Vn和VT的条件，并因此提高伪余弦特性或伪正弦特性。

参考图7至9描述了产生控制信号CI和

的差分放大器对。然而，产生控制信号CQ和

的差分放大器对也可以通过相同布置来实现。

图12是示出了控制电路4的更详细实现示例的框图。电压发生器400由包括电阻器430至438的电阻器阶梯来形成。差分放大器对401I包括差分放大器440I和441I。差分放大器对402I包括差分放大器442I和443I。类似地，差分放大器对401Q包括差分放大器440Q和441Q。差分放大器对402Q包括差分放大器442Q和443Q。同相信号侧上差分放大器440I至444I构成第一差分放大器组。正交信号侧上差分放大器440Q至444Q构成第二差分放大器组。

参考电压的数目N(N是2或更大的整数)可以选自任意整数，以获得矢量和相移器的必要总相移量。在图12中，N＝10。包括在第一差分放大器组中的差分放大器的数目与包括在第二差分放大器组中的差分放大器的数目的和是N。因此，为了实现N＝9，从图12所示的布置中移除差分放大器444I。为了实现N＝8，移除差分放大器444I和444Q。

在上述描述中，差分放大器对被视为实现一种功能的单元。然而，实现产生伪余弦特性或正弦特性的功能的最小单元是差分放大器。一个差分放大器对(即，两个差分放大器)可以实现与360°的余弦特性和正弦特性相对应的特性。然而，可以通过差分放大器来添加或移除特性。添加或移除对应于添加或移除与180°的余弦特性或正弦特性相对应的特性。

在图12中，可以使用5个差分放大器(两个差分放大器对和一个差分放大器)来产生同相信号侧上的控制信号CI。可以使用5个差分放大器(两个差分放大器对和一个差分放大器)来产生正交信号侧上的控制信号CQ。因此，可以在同相信号侧和正交信号侧中的每一个上获得与180°×5＝900°相对应的余弦特性或正弦特性。然而，针对控制信号CI和CQ的操作可以偏移与90°相对应的相位。因此，在矢量和相移器中，获得900°-90°＝810°的相移量。

图13是示出了图12中同相信号侧上差分放大器对401I和402I以及差分放大器444I的布置的示例的电路图。差分放大器440I包括晶体管450和451、电流源454、以及负载电阻器465和466。差分放大器441I包括晶体管452和453、电流源455以及负载电阻器465和466。差分放大器442I包括晶体管456和457、电流源460以及负载电阻器465和466。差分放大器443I包括晶体管458和459、电流源461以及负载电阻器465和466。差分放大器444I包括晶体管462和463、电流源464以及负载电阻器465和466。

图14是示出了控制电路4的输入/输出特性的图。为了理解更宽概念的操作，整个控制电路4的操作可以参考图6所示的控制电路4的布置以及图9所示差分放大器的输入/输出特性来描述。

首先，将重点放在差分放大器对401I上来描述操作，差分放大器对401I接收电压V9作为参考电压Vm并且接收电压V7作为参考电压Vn。在控制电压VC高于电压V6且低于电压V10的范围中，控制信号CI具有与图9B相同的特性。更具体地，将电压V6视为相位的基准(0°)。假定将控制信号CI的电平理解为，在VC＝V6时为cos(0°)，在VC＝Vn＝V7时为cos(90°)、在VC＝V8时为cos(180°)以及在VC＝Vm＝V9时为cos(270°)。参照图9B，针对cos(0°)的电压值是VH，针对cos(180°)的电压值是VL，以及针对cos(90°)和cos(270°)的电压值是VH与VL之间的中间值。在该实施例中，如图14所示，VH定义为“1”，VL定义为“-1”，并且VH与VL之间的中间值定义为“0”。

将重点放在差分放大器对402I上来描述操作，差分放大器对402I接收电压V5作为参考电压Vm并且接收电压V3作为参考电压Vn。在控制电压VC高于电压V2且低于电压V6的范围中，控制信号CI具有与图9B相同的特性。更具体地，将电压V2视为相位的基准(0°)。假定将控制信号CI的电平理解为，在VC＝V2时为cos(0°)，在VC＝Vn＝V3时为cos(90°)、在VC＝V4时为cos(180°)以及在VC＝Vm＝V5时为cos(270°)。

显而易见的，上述两个差分放大器对401I和402I可以获得与720°相对应的伪余弦特性，其中控制电压VC从电压V2变化到电压V10。当提供接收电压V1的差分放大器(图12中的差分放大器444I)时，控制信号CI在电压V1下具有与cos(270°)相对应的值。将两个差分放大器对401I和402I与差分放大器444I相组合允许获得与810°相对应的伪余弦特性，其中控制电压VC从电压V1变化到电压V10。

将重点放在差分放大器对401Q上来描述操作，差分放大器对401Q接收电压V10作为参考电压Vm并且接收电压V8作为参考电压Vn。在控制电压VC高于电压V7的范围中，控制信号CQ具有与图9B中控制信号CI的特性相同的特性。基准偏移90°，并且将电压V6视为相位的基准(0°)。假定将控制信号CQ的电平理解为，在VC＝V6时为sin(0°)，在VC＝V7时为sin(90°)、在VC＝Vn＝V8时为sin(180°)以及在VC＝V9时为sin(270°)。

将重点放在差分放大器对402Q上来描述操作，差分放大器对402Q接收电压V6作为参考电压Vm，并且接收电压V4作为参考电压Vn。在控制电压VC高于电压V3且低于电压V7的范围中，控制信号CQ具有与图9B中控制信号CI的特性相同的特性。更具体地，基准偏移90°，并且将电压V2视为相位的基准(0°)。假定将控制信号CQ的电平理解为，在VC＝V2时为sin(0°)，在VC＝V3时为sin(90°)、在VC＝Vn＝V4时为sin(180°)以及在VC＝V5时为sin(270°)。

显而易见的，上述两个差分放大器对401Q和402Q可以获得与720°相对应的伪正弦特性，其中控制电压VC从电压V2变化到电压V10。当提供接收电压V2的差分放大器(图12中的差分放大器444Q)时，控制信号CQ在VC＝V1下具有与sin(0°)相对应的值，并且在VC＝V1下具有与sin(270°)相对应的值。将两个差分放大器对401Q和402Q与差分放大器444Q相组合允许获得与810°相对应的伪正弦特性，其中控制电压VC从电压V1变化到电压V10。

如上所述，该实施例的控制电路4是模拟操作电路，将接收到的控制电压VC实时地转换成控制信号CI＝cos(VC)和CQ＝sin(VC)。可以同时获得同相信号侧上的控制信号CI和正交信号侧上的控制信号CQ，这是因为将控制电路4中电压发生器400所产生的多个参考电压交替输入到在同相信号侧上执行计算的差分放大器对和在正交信号侧上执行计算的差分放大器对。该连接方法是表征实施例的主要因素。例如，在图12所示的示例中，电压V9、V7、V5、V3和V1用于同相信号侧上的计算，并且V10、V8、V6、V4和V2用于正交信号侧上的计算。

理想地当没有任何错误地实现将接收到的控制电压VC转换成控制信号CI＝cos(VC)和CQ＝sin(VC)的模拟操作时，即使在改变控制电压VC来改变矢量和相移器的输出信号的相移量φ的情况下，矢量和相移器的输出振幅也可以保持恒定。然而，该实施例的控制电路4的目的在于产生伪余弦特性或正弦特性。实际上，输出振幅不能严格保持恒定，这是由于设计误差或外部环境变化所引起的误差的存在。当设计该实施例的矢量和相移器时，基于输出振幅恒定要求来确定模拟操作的必要设计精确度。

图15是示出了根据实施例的矢量和相移器的控制电压VC与输出信号的相移量φ之间关系的图。当控制电压VC从电压V1变化到电压V10时，矢量和相移器的输出信号VOUT的相位可以从0°变化到180°。

图16是示出了使用图12和13所示布置作为差分放大器布置的实际晶体管模型上的控制电路4的输入/输出的仿真结果的图。从图16显而易见的是，可以获得几乎与图14中的伪余弦特性或正弦特性匹配的伪余弦特性或正弦特性。

图17A和17B是示出了图7A所示差分放大器的另一电路布置和操作的图示。图17A是差分放大器的电路图。图17B是示出了图17A中差分放大器的输入/输出特性(VC-CI特性)的图。参照图17B，150表示图7A所示差分放大器的输入/输出特性，151表示图17A所示差分放大器的输入/输出特性。

如图17A所示，差分放大器包括：晶体管500，具有接收控制电压VC的基极；晶体管501，具有接收参考电压Vm的基极；电流源502，一端接收电源电压VEE；电平移动电阻器503，一端接收电源电压VCC；负载电阻器504，一端连接至晶体管500的集电极，另一端连接至电平移动电阻器503的另一端；负载电阻器505，一端连接至晶体管501的集电极，另一端连接至电平移动电阻器503的另一端；负反馈电阻器506，一端连接至晶体管500的发射极，另一端连接至电流源502的另一端；负反馈电阻器507，一端连接至晶体管501的发射极，另一端连接至电流源502的另一端；晶体管508，具有连接至晶体管500的集电极的基极；晶体管509，具有连接至晶体管501的集电极的基极；电流源510，一端接收电源电压VEE；负载电阻器511，一端连接至晶体管508的集电极，另一端接收电源电压VCC；负载电阻器512，一端连接至晶体管509的集电极，另一端接收电源电压VCC；负反馈电阻器513，一端连接至晶体管508的发射极，另一端连接至电流源510的另一端；以及负反馈电阻器514，一端连接至晶体管509的发射极，另一端连接至电流源510的另一端。控制信号CI从负载电阻器511与晶体管508的集电极之间的节点输出。控制信号

从负载电阻器512与晶体管509的集电极之间的节点输出。

在图7A所示的电路中，参考电压Vm与Vn之间的电压差需要是常数VT的大约8倍。当环境温度是300K时，常数VT是26mV。因此，外部参考电压VRT与VRB之间的电压差被确定为8VT·4.5≈1V，导致设计自由度程度较低。在图7A所示的电路中，如上所述，可以通过负反馈电阻器(添加至每个晶体管的发射极的电阻器)来调整差分放大器的输入/输出特性。然而，仅可以沿着增大外部参考电压VRT与VRB之间的电压差的方向进行调整。

然而，在图17A所示的电路中，如图17B所示，将多个差分放大器级联以获得比图7A中差分放大器的输入/输出特性(VC-CI特性)更陡峭的输入/输出特性。这使得能够设计出外部参考电压VRT与VRB之间较小的电压差(例如，大约0.5V)。假定参考电压V 1与外部参考电压VRT相对应，并且参考电压V10与图14中外部参考电压VRB相对应。在这种情况下，如果VC-CI特性的正弦波曲线陡峭，则V1与V10(VRT与VRB)之间的电势差更小。此外，外部参考电压VRT与VRB之间的电压差可以通过负反馈电阻器来增大，获得更高程度的设计自由度。在图17A所示的电路中，提供电平移动电阻器503以将多个差分放大器级联，而不使用发射极跟随器。这有效地降低了电路规模和功耗。

图18是示出了图12中同相信号侧上差分放大器对401I和402I和差分放大器444I的布置的另一示例的电路图。差分放大器440I包括晶体管470、471和476、电流源474以及电阻器478。差分放大器441I包括晶体管472、473和477、电流源475以及电阻器479。差分放大器442I包括晶体管480、481和486、电流源484以及电阻器488。差分放大器443I包括晶体管482、483和487、电流源485以及电阻器489。差分放大器444I包括晶体管490、491和493、电流源492以及电阻器494。根据图18所示电路，能够获得与图13中电路的输入/输出特性相同的输入/输出特性。注意，正交信号侧上差分放大器对401Q和402Q以及差分放大器444Q也可以由于图18中的布置相同的布置来实现。

[第二实施例]

接着描述本发明的第二实施例。图19是示出了根据本发明第二实施例的控制电路4的详细实现示例的框图。这是示出了图12所示控制电路4的另一实现示例的框图。电压发生器接收两个外部参考电压VRT和VRB，并且产生多个参考电压V1至V10。在图12所示第一实施例的布置中，由单个电阻器阶梯形成电压发生器400。第二实施例的不同之处在于，同相信号侧上电压发生器400I和正交信号侧上电压发生器400Q由电阻器阶梯独立形成。

同相信号侧上的电压发生器400I由包括电阻器520至524的电阻器阶梯形成。正交信号侧上的电压发生器400Q由包括电阻器525至529的电阻器阶梯形成。在两个电阻器阶梯中使用两种类型的电阻值。当将电阻器520和529的电阻值设置为R时，将电阻器521至528的电阻值设置为2R。即，例如可以将相邻参考电压(例如，V10和V9或V2和V1)之间提供的电阻器的电阻值设置为R，将间隔参考电压(例如V10和V8或V9和V7)之间提供的电阻器的电阻值设置为2。这使得同相信号侧上电压发生器400I所产生的参考电压V1、V3、V5、V7和V9以及正交信号侧上电压发生器400Q所产生的参考电压V2、V4、V6、V8和V10交替具有等间隔电压电平(V10-V9＝V9-V8＝V8-V7＝…＝V2-V1＝常数)。

根据该实施例，同相信号侧上的电压发生器400I和正交信号侧上的电压发生器400Q由电阻器阶梯独立形成。这允许同相信号侧上电压发生器400I到差分放大器440I至444I的互连和正交信号侧上电压发生器400Q到差分放大器440Q至444Q的互连具有相同长度。因此，同相信号侧和正交信号侧可以具有相同配线寄生电容量。因此，能够向差分放大器精确给出同相信号侧上的参考电压和正交信号侧上的参考电压，并因此防止同相信号侧与正交信号侧之间的操作不平衡。

[第三实施例]

接着描述本发明的第三实施例。图20是示出了根据本发明第三实施例的控制电路4a的布置的框图。与图6中的附图标记相同的附图标记表示图20中的相同部件。矢量和相移器的总体布置与第一实施例中布置相同。

在该实施例中，将参考电压的数目N设置为8，使得矢量和相移器的总相移量Δφ为630°。因此，同相信号侧上第一差分放大器组和正交信号侧上第二差分放大器组中的每一个包括4个差分放大器。

图21是示出了控制电路4a的更详细实现示例的框图。电压发生器400a由包括电阻器430至436的电阻器阶梯形成。差分放大器对401I包括差分放大器440I和441I。差分放大器对402I包括差分放大器442I和443I。类似地，差分放大器对401Q包括差分放大器440Q和441Q。差分放大器对402Q包括差分放大器442Q和443Q。

图22是示出了控制电路4a的输入/输出特性的图。参照图20所示控制电路4a的布置以及图9所示差分放大器的输入/输出特性描述整个控制电路4a的操作。

首先，将重点放在差分放大器对401I上来描述操作，差分放大器对401I接收电压V9作为参考电压Vm并且接收电压V7作为参考电压Vn。在控制电压VC高于电压V6且低于电压V10的范围中，控制信号CI具有与图9B相同的特性。更具体地，将电压V6视为相位的基准(0°)。假定将控制信号CI的电平视为，在VC＝V6时为cos(0°)，在VC＝Vn＝V7时为cos(90°)、在VC＝V8时为cos(180°)以及在VC＝Vm＝V9时为cos(270°)。

将重点放在差分放大器对402I上来描述操作，差分放大器对402I接收电压V5作为参考电压Vm并且接收电压V3作为参考电压Vn。在控制电压VC高于电压V2且低于电压V6的范围中，控制信号CI具有与图9B相同的特性。更具体地，将电压V2视为相位的基准(0°)。假定将控制信号CI的电平理解为，在VC＝V2时为cos(0°)，在VC＝Vn＝V3时为cos(90°)、在VC＝V4时为cos(180°)以及在VC＝Vm＝V5时为cos(270°)。

显而易见的，上述两个差分放大器对401I和402I可以获得与720°相对应的伪余弦特性，其中控制电压VC从电压V2变化到电压V10(与630°相对应，其中控制电压VC从电压V3变化到电压V10)。

将重点放在差分放大器对401Q上来描述操作，差分放大器对401Q接收电压V10作为参考电压Vm并且接收电压V8作为参考电压Vn。在控制电压VC高于电压V7的范围中，控制信号CQ具有与图9B中控制信号CI的特性相同的特性。基准偏移90°，并且将电压V6视为相位的基准(0°)。假定将控制信号CQ的电平理解为，在VC＝V6时为sin(0°)，在VC＝V7时为sin(90°)、在VC＝Vn＝V8时为sin(180°)以及在VC＝V9时为sin(270°)。

将重点放在差分放大器对402Q上来描述操作，差分放大器对402Q接收电压V6作为参考电压Vm，并且接收电压V4作为参考电压Vn。在控制电压VC高于电压V3且低于电压V7的范围中，控制信号CQ具有与图9B中控制信号CI的特性相同的特性。更具体地，基准偏移90°，并且将电压V2视为相位的基准(0°)。假定将控制信号CQ的电平理解为，在VC＝V2时为sin(0°)，在VC＝V3时为sin(90°)、在VC＝Vn＝V4时为sin(180°)以及在VC＝V5时为sin(270°)。

显而易见的，上述两个差分放大器对401Q和402Q可以获得与630°相对应的伪正弦特性，其中控制电压VC从电压V3变化到电压V10。

如上所述，该实施例的控制电路4a是将接收到的控制电压VC实时地转换成控制信号CI＝cos(VC)和CQ＝sin(VC)。可以同时获得同相信号侧上的控制信号CI和正交信号侧上的控制信号CQ，这是因为将控制电路4a中电压发生器400所产生的多个参考电压交替输入到在同相信号侧上执行计算的差分放大器对和在正交信号侧上执行计算的差分放大器对。该连接方法是表征实施例的主要因素。例如，在图20所示的示例中，电压V9、V7、V5、V3和V1用于同相信号侧上的计算，并且V10、V8、V6、V4和V2用于正交信号侧上的计算。

图23是示出了根据实施例的矢量和相移器的控制电压VC与输出信号的相移量φ之间关系的图。当控制电压VC从电压V3变化到电压V10时，矢量和相移器的输出信号VOUT的相位可以从0°变化到630°

注意在上述第一到第三实施例中，在同相信号侧和正交信号侧中的每一个上布置多个差分放大器对。然而，第一至第三实施例的控制电路4和4a的操作(将接收到的控制信号转换成类似于正弦波或余弦波的控制信号的模拟操作)也可以使用包括在同相信号侧和正交信号侧中的每一个上布置的一个差分放大器对的布置来实现。

第一至第三实施例的控制电路4和4a的操作也可以使用包括在同相信号侧和正交信号侧中的每一个上布置的一个差分放大器的布置来实现。

在第一至第三实施例中，从外部输入要输入到电压发生器400至400a的参考电压VRT和VRB。然而，本发明不限于此。可以在控制电路4或4a内产生参考电压VRT和VRB。

[第四实施例]

接着描述本发明的第四实施例。图24是示出了根据本发明第四实施例的光收发机的布置的框图。在该实施例中，将根据第一至第三实施例的矢量和相移器应用于光收发机的NRZ-RZ转换电路。

光收发机的发射机包括激光器10、马赫-泽德调制器11、串行器12、调制器驱动器13以及NRZ-RZ转换电路14。

NRZ-RZ转换电路14包括马赫-泽德调制器15、矢量和相移器16、相位控制电路17以及调制器驱动器18。

串行器12接收低速并行数据，并且输出高速串行数据。例如，当调制方案是OOK(On-Off Keying开关键控)或DPSK(Differential Phase Shift Keying差分相移键控)时，串行器12输出一个数据(对于差信号是2个数据)。当调制方案是DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying差分正交相移键控)，串行器12输出2个数据(对于差信号是4个数据)。

调制器驱动器13将从串行器12输出的数据放大成能够驱动马赫-泽德调制器11的电压振幅。

根据来自调制器驱动器13的输出信号，马赫-泽德调制器11将从激光器10输入的连续光进行相位或振幅调制，并且输出NRZ信号光。

在接收到NRZ信号光和时钟时，NRZ-RZ转换电路14将NRZ信号转换成RZ信号光并输出。

通过矢量和相移器16将从串行器12到NRZ-RZ转换电路14的时钟输入调整到最优相位，并且通过调制器驱动器18将该时钟输入放大到能够驱动马赫-泽德调制器15的电压振幅。注意，最优相位意味着在输入到马赫-泽德调制器15的NRZ信号光与时钟输入之间最适合的相位关系。通常，这指示通过时钟将使NRZ信号光最稳定的相位切割成RZ信号的相位关系。

马赫-泽德调制器15基于来自调制器驱动器8的输出信号切割(即，振幅调制)接收到的NRZ信号光，从而输出RZ信号光。

将时钟调整到最优相位例如通过使相位控制电路17监控来自矢量和相移器16的波形输出并控制该波形输出来进行。例如，检测时钟相位与最优相位的偏移作为电压信息。相位控制电路17基于该信息输出控制电压VC，以将时钟调整到最优相位，从而控制矢量和相移器16。

在该实施例中，将根据第一至第三实施例的矢量和相移器应用于光收发机，从而实现尺寸和成本降低。具体地，当将根据第一至第三实施例矢量和相移器应用于光收发机中的NRZ-RZ转换时，由于可以确保更宽的控制波段，可以减小对由于环境变化的干扰(电源电压等变化)所引起的相位变化的抵抗。还能够在模拟级别执行相位控制。在该实施例中，当从外部以模拟形式执行宽带控制时，可以从传统方法中的180°极大地扩展相移使能范围(例如，扩展到810°)。此时，可以抑制输出振幅的变化。

注意在该实施例中，将根据第一至第三实施例的矢量和相移器应用于光收发机的NRZ-RZ转换电路。然而，本发明不限于此。矢量和相移器还适用于诸如任意波形发生器或脉冲图案发生器之类的测量仪器。

[第五实施例]

接着描述本发明的第五实施例。图25是示出了根据本发明第五实施例的90°相移器的布置电路图。在该实施例中，根据第一至第三实施例的矢量和相移器中的90°相移器1可以由多相滤波器来实现。

多相滤波器包括：电阻器600，一端连接至输入信号VIN的输入端，另一端连接至同相信号VINI的输出端；电阻器601，一端连接至输入信号VIN的输入端，另一端连接至正交信号VINQ的输出端；电阻器602，一端连接至输入信号

的输入端，另一端连接至同相信号

的输出端；电阻器603，一端连接至输入信号

的输入端，另一端连接至正交信号

的输出端；电容604，一端连接至输入信号VIN的输入端，另一端连接至正交信号VINQ的输出端；电容605，一端连接至输入信号VIN的输入端，另一端连接至同相信号的输出端；电容606，一端连接至输入信号

的输入端，另一端连接至正交信号

的输出端；以及电容607，一端连接至输入信号

的输入端，另一端连接至同相信号VINI的输出端。

令Rp是电阻器600至603的电阻值，并且Cp是电容604至607的电容值。将具有角频率ω＝1/(RpCp)的差信号输入到多相滤波器，作为输入信号VIN和

多相滤波器从电阻器600与电容607之间节点输出具有0°相位的单相信号，从电阻器601与电容604之间节点输出具有90°相位的单相信号，从电阻器602与电容605之间节点输出具有180°相位的单相信号，以及从电阻器603与电容606之间节点输出具有270°相位的单相信号。在单相信号中，将具有0°和180°相位的信号定义为同相信号VINI和

并且将具有90°和270°相位的信号定义为正交信号VINQ和

因此获得同相信号VINI和

以及正交信号VINQ和

正交信号VINQ和与同相信号VINI和

具有90°相位差。

注意，当在多相滤波器的输入处提供差分放大器时，尽管在图25中未示出，差分放大器起到单平衡(单相差分)转换器的作用。即使从外部输入的输入信号VIN是单相信号，也可以将差信号输入到多相滤波器，以获得同相信号VINI和以及正交信号VINQ和作为多相滤波器的另一布置示例，可以以与图25不同的方式来连接电阻器和电容，或者可以以多级来连接电阻器和电容。

[第六实施例]

接着描述本发明的第六实施例。图26是示出了根据本发明第六实施例的90°相移器的布置的电路图。在该实施例中，根据第一至第三实施例的矢量和相移器中的90°相移器可以由多相滤波器来实现。将说明与第五实施例的布置示例不同的布置示例。

在该实施例的多相滤波器中，将高增益差分放大器608和高增益差分放大器609添加至图25所示第五实施例的布置，高增益差分放大器608接收从电阻器600和电容器607之间节点输出的信号作为非反转输入信号PPSI，以及接收从电阻器602与电容器605之间节点输出的信号作为反转输入信号

高增益差分放大器609接收从电阻器601与电容器604之间节点输出的新作为非反转输入信号PPSQ，并且接收从电阻器603与电容器606之间节点输出的信号作为反转输入信号

来自高增益差分放大器608的输出是同相信号VINI和

来自高增益差分放大器609的输出是正交信号VINQ和

高增益差分放大器608和609的增益通常是2或更大。

第五实施例的布置是无源滤波器并因此具有传输损耗。为此，输出信号的振幅远小于输入信号的振幅(通常是输入信号的1/2或更小)。当将具有小振幅的同相信号VINI和

以及正交信号VINQ和输入矢量和相移器的四象限乘法器时，矢量和相移器的输出信号不仅具有更小的振幅，而且受到波形劣化的影响并且抖动增大。插入两个高增益差分放大器608和609来补偿传输损耗，并因此向四象限乘法器输入具有适当振幅的同相信号VINI和以及正交信号VINQ和

在该实施例中，也可以移除在图25所示布置中产生的同相噪声。

图27是示出了高增益放大器608的布置的示例的电路图。高增益放大器608包括晶体管700至707、电阻器708至716以及电流源717至720。图27所示的布置被称作Cherry Hooper型或总反馈型。图27所示的电路布置适合于确保高带宽和高增益，并且可以补偿在第五实施例的布置中产生的传输损耗。注意，尽管已经参照图27描述了高增益差分放大器608的示例，但是图27中的布置当然也适合于高增益放大器609。

[第七实施例]

接着描述本发明的第七实施例。图28是示出了根据本发明第七实施例的控制电路的布置示例的框图。在该实施例中，描述根据第一实施例的矢量和相移器的电压发生器400的另一布置示例。控制电路使用作为构成组件的电压发生器400、差分放大器440I至444I以及440Q至444Q来实现，电压发生器400产生多个参考电压，差分放大器440I至444I以及440Q至444Q接收控制电压和参考电压。

电压发生器400由包括电阻器4000至4008的电阻器阶梯形成。第一实施例的电压发生器从外部接收参考电压VRT和VRB。然而，在第七实施例中，在电源电压VCC与电源VRT之间提供电阻器4009，在电源电压VEE与电压VRB之间提供电阻器4010，以在内部产生第一实施例的电压发生器所需的参考电压VRT和VRB。在电阻器阶梯中使用一种电阻值。即，电阻器4000至4008具有相同电阻值R，使得电压发生器400所产生的参考电压V1、V2、V3、V4、V5、V6、V7、V8、V9和V10具有等间隔。

令RTL是电阻器阶梯中电阻器4000至4008的合成电阻值，RT是电阻器4009的电阻值，RB是电阻器4010的电阻值。当忽略流至差分放大器440I至444I以及440Q至444Q的输入的电流时，流至电阻器4009和4010的电流由(VCC-VEE)/(RT+RTL+RB)表示。电压VRT由VRT＝VCC-RT×(VCC-VEE)/(RT+RTL+RB)给出。电压VRB由VRB＝VEE+RB×(VCC-VEE)/(RT+RTL+RB)给出。因此，适当设计电阻器4009和4010的电阻值RT和RB允许将电压VRT和VRB设置在任意电压电平。

如上所述，根据该实施例，可以在电压发生器400内产生第一实施例的电压发生器所需的外部参考电压VRT和VRB。这避免了对来自外部电压施加的需要。在该实施例中，参考电压产生由电阻分压来实现。为此，即使在电阻值具有温度依赖性的情况下，从电压发生器输出的参考电压V1至V10也不具有温度依赖性。如上所述，参考电压VRT和VRB由电阻值来确定。假定电阻值RTL、RT以及RB具有相同的温度系数。在这种情况下，即使电阻值RTL、RT以及RB具有温度依赖性，参考电压VRT和VRB也保持恒定，这是由于分数的分子和分母消除了变化。假定电阻值由于温度变化而例如变成1.1倍。即使当将RT＝1.1×RT、RTL＝1.1×RTL以及RB＝1.1×RB代入VRT＝VCC-RT×(VCC-VEE)/(RT+RTL+RB)和VRB＝VEE+RB×(VCC-VEE)/(RT+RTL+RB)时，参考电压VRT和VRB也不改变。这揭示出即使当电阻值具有温度依赖性，从电压发生器输出的参考电压V1至V10也不具有温度依赖性。

[第八实施例]

接着描述本发明的第八实施例。图29是示出了根据本发明第八实施例的控制电路的布置的示例的框图。与图28中的附图标记相同的附图标记表示图29中相同的部件。在第七实施例中，电压发生器400由单个电阻器阶梯形成。与第二实施例相同，第八实施例的不同之处在于，在同相信号侧上的电压发生器400I和在正交信号侧上的电压发生器400Q由电阻器阶梯独立形成。

同相信号侧上的电压发生器400I由包括电阻器4011至4015的电阻器阶梯形成。正交信号侧上的电压发生器400Q由包括电阻器4016至4020的电阻器阶梯形成。将参考电压VRT和VRB共同提供给同相信号侧上的电阻器阶梯和正交信号侧上的电阻器阶梯。第二实施例的电压发生器接收来自外部的参考电压VRT和VRB。然而，在第八实施例中，在电源电压VCC与电压VRT之间提供电阻器4009，并且在电源电压VEE与电压VRB之间提供电阻器4010，可以在内部产生第二实施例的电压发生器所需的参考电压VRT和VRB。

在两个电阻器阶梯中使用两种电阻值。当将电阻器4011和4020的电阻值设置为R时，将电阻器4012和4019的电阻值设置为2R。即，例如，将相邻参考电压(例如，V10和V9或V2和V1之间)之间提供的电阻器的电阻值设置为R，并且将在间隔参考电压(例如，V10和V8或V9和V7)之间提供的电阻器的电阻值设置为2R。这使得由正交信号侧上的电压发生器400I产生的参考电压V1、V3、V5、V7和V9和由正交信号侧上电压发生器400Q产生的参考电压V2、V4、V6、V8和V10交替具有等间隔电压电平(V10-V9＝V9-V8＝V8-V7＝…＝V2-V1＝常数)。

根据该实施例，可以获得与第七实施例相同的效果。此外，在该实施例中，同相信号侧上的电压发生器400I和正交信号侧上的电压发生器400Q由电阻器阶梯独立形成。这允许同相信号侧上从电压发生器400I到差分放大器440I至444I的互连和正交信号侧上从电压发生器400Q到差分放大器440Q至444Q的互连具有相同长度。因此，同相信号侧和正交信号侧可以具有相同的配线寄生电容量。因此，能够向差分放大器精确给出同相信号侧上的参考电压和正交信号侧上的参考电压，并因此防止同相信号侧与正交信号侧之间的操作不平衡。

[第九实施例]

接着描述本发明的第九实施例。图30是示出了根据本发明第九实施例的控制电路的布置的示例的框图。与图28中的附图标记相同的附图标记表示图30中的相同部件。如在第七实施例中，电压发生器400b由包括电阻器4000至4008的电阻器阶梯形成。此外，在该实施例中，在电源电压VCC与电压VRT之间提供电阻器4009，在电源电压VEE与电压VRB之间提供恒定电流源4021，以在内部产生第一实施例的电压发生器所需的参考电压VRT和VRB。

令I是恒定电流源4021的电流值，RTL是电阻器阶梯中电阻器4000至4008的合成电阻值，RT是电阻器4009的电阻值。当忽略流至差分放大器440I至444I以及440Q至444Q的输入的电流时，电压VRT由VRT＝VCC-RT×I给出，电压VRB由VRB＝VCC-(RT+RTL)×I给出。因此，适当设计电阻器4009的电阻值RT和恒定电流源4021的恒定电流值I允许将电压VRT和VRB设置在任意电压电平。

根据该实施例，可以在电压发生器400b内产生第一实施例的电压发生器所需的外部参考电压VRT和VRB。这避免了对来自外部的电压施加的需要。在该实施例中，当假定恒定电流源4021的恒定电流值I不依赖于电源电压VEE时，电压发生器400b所产生的参考电压V1至V10不依赖于电源电压VEE。

[第十实施例]

接着描述本发明的第十实施例。图31是示出了根据本发明第十实施例的布置的示例的框图。与图28中附图标记相同的附图标记表示图31中相同的部件。在第十实施例中，电压发生器400b由单个电阻器阶梯形成。与第二实施例相同，第十实施例的不同之处在于，同相信号侧上的电压发生器400Ib和正交信号侧上的电压发生器400Qb由电阻器阶梯独立形成。

正交信号侧上的电压发生器400Ib由包括电阻器4011至4015的电阻器阶梯形成。正交信号侧上的电压发生器400Qb由包括电阻器4016至4020的电阻器阶梯形成。将参考电压VRT和VRB共同提供给同相信号侧上的电阻器阶梯和正交信号侧上的电阻器阶梯。该实施例中，在电源电压VCC与电压VRT之间提供电阻器4009，并且在电源电压VEE与电压VRB之间提供恒定电流源4021，以在内部产生第二实施例的电压发生器所需的参考电压VRT和VRB。

根据该实施例，可以获得与第九实施例相同的效果。此外，在该实施例中，同相信号侧上的电压发生器400Ib和正交信号侧上的电压发生器400Qb由电阻器阶梯独立形成。因此，同相信号侧和正交信号侧可以具有相同配线寄生电容量。因此能够向差分放大器精确给出同相信号侧上的参考电压和正交信号侧上的参考电压，并因此防止同相信号侧与正交信号侧之间的操作不平衡。

[第十一实施例]

接着描述本发明的第十一实施例。图32是示出了根据本发明第十一实施例的控制电路的布置的示例的框图。与图28中的附图标记相同的附图标记表示图32中相同的部件。如在第七实施例中，电压发生器400c由包括电阻器4000至4008的电阻器阶梯形成。此外，在该实施例中，在电源电压VCC与电压VRT之间提供用于精细电压电平调整的电平移动二极管4022和4023以及电阻器4024，在电源电压VEE与电压VRB之间提供恒定电流源4021，以在内部产生第一实施例的电压发生器所需的参考电压VRT和VRB。

令VLS是每个电平移动二极管4022和4023的压降，I是恒定电流源4021的电流值，RTL是电阻器阶梯中电阻器4000中4008的合成电阻值，RR是电阻器4024的电阻值。当忽略流至差分放大器440I至444I以及440Q至444Q的输入的电流时，电压VRT由VRT＝VCC-2×VLS-RR×I给出，电压VRB由VRB＝VCC-2×VLS-(RR+RTL)×I给出。因此，适当设计电平移动二极管4022和4023的级数以及恒定电流源4021的电流值I允许将电压VRT和VRB设置在任意电压电平。

根据该实施例，可以在电压发生器400c内产生第一实施例的电压发生器所需的外部参考电压VRT和VRB。这避免了对来自外部的电压施加的需要。在该实施例中，当假定恒定电流源4021的恒定电流值I不依赖于电源电压VEE时，电压发生器400c所产生的参考电压V1至V10不依赖于电源电压VEE。此外，在该实施例中，即使当恒定电流值I依赖于电源电压VEE时，也可以抑制从电压发生器400c输出的参考电压V1至V10对电源电压VEE的依赖性，这是由于电平移动二极管的压降的电流依赖性(欧姆定律)通常小于电阻器的压降的电流依赖性。

注意，用于精细电压电平调整的电阻器4024不是电压发生器400c的实质组成元件，并且还保持RR＝0。

[第十二实施例]

接着描述本发明的第十二实施例。图33是示出了根据本发明第十二实施例的控制电路的布置的示例的框图。与图28中附图标记相同的附图标记表示图33中相同的部件。在第十一实施例中，电压发生器400c由单个电阻器阶梯形成。与第二实施例相同，第十二实施例的不同之处在于，同相信号侧上的电压发生器400Ic和正交信号侧上的电压发生器400Qc由电阻器阶梯独立形成。

同相信号侧上的电压发生器400Ic由包括电阻器4011至4015的电阻器阶梯形成。正交信号侧上的电压发生器400Qc由包括电阻器4016至4020的电阻器阶梯形成。将参考电压VRT和VRB共同提供给同相信号侧上的电阻器阶梯和正交信号侧上的电阻器阶梯。在该实施例中，在电源电压VCC与电压VRT之间提供电平移动二极管4022和4023以及电阻器4024，并且在电源电压VEE与电压VRB之间提供恒定电流源4021，以在内部产生第二实施例的电压发生器所需的参考电压VRT和VRB。

根据该实施例，可以获得与第十一实施例相同的效果。此外，在该实施例中，同相信号侧上的电压发生器400Ic和正交信号侧上的电压发生器400Qc由电阻器阶梯独立形成。因此，同相信号侧和正交信号侧可以具有相同配线寄生电容量。因此，能够向差分放大器精确给出同相信号侧上的参考电压和正交信号侧上的参考电压，并因此防止同相信号侧与正交信号侧之间的操作不平衡。

[第十三实施例]

接着描述本发明的第十三实施例。图34是示出了根据本发明第十三实施例的控制电路的布置的示例的框图。与图28至33中附图标记相同的附图标记表示图34中的相同部件。该实施例与第十一实施例的不同之处在于添加了PVT补偿电路800。PVT补偿电路800包括晶体管8000、电平移动二极管8001、电阻器8002和8003以及恒定电流源8004。

PVT补偿电路800用作使控制电压VC的电平移动的发射极跟随器。使以下电路常数与电压发生器400c的常数匹配。使PVT补偿电路800的发射极跟随器(晶体管8000)和电平移动二极管8001的总级数与电压发生器400c的电平移动二极管4022和4023的级数匹配。使PVT补偿电路800的电阻器8002的电阻值与用于电压发生器400c的精细电压电平调整的电阻器4024的电阻器值RR匹配。此外，使PVT补偿电路800的恒定电流源8004的恒定电流值与电压发生器400c的恒定电流源4021的恒定电流中I匹配。PVT补偿电路800的电阻器8003的电阻器值RTDL是可任意选择的。例如，电阻值RTDL可以等于电压发生器400c的电阻器阶梯中电阻器4000至4008的合成电阻值RTL，或者是该合成电阻值RTL的1/2。

注意，如果电压发生器400c仅包括一级电平电平移动二极管4022，则不需要PVT补偿电路800的电平移动二极管8001。如果电压发生器400c不使用针对精细电压电平调整(RR＝0)的电阻器4024，则不需要PVT补偿电路800的电阻器8002。

令VLS是每个电平移动二极管4022和4023的压降，I是恒定电流源4021的电流值，RTL是电阻器阶梯中电阻器4000至4008的合成电阻值，以及RR是该实施例的电压发生器400c的电阻器4024的电阻值。当当忽略流至差分放大器440I至444I以及440Q至444Q的输入的电流时，电压VRT由VRT＝VCC-2×VLS-RR×I给出，电压VRB由VRB＝VCC-2×VLS-(RR+RTL)×I给出。因此，适当设计电平移动二极管4022和4023的级数、电阻器4024的电阻值RR以及恒定电流源4021的电流值I允许将电压VRT和VRB设置在任意电压电平。

另一方面，在该实施例的PVT补偿电路800中，控制电压VC的电平由发射极跟随器的晶体管8000、电平移动二极管8001以及电阻器8002来移动。假定晶体管8000的基极至发射极电压与每个电平移动二极管4022、4023和8001的压降VLS相同。要发送给差分放大器440I至444I以及440Q至444Q的电平移动控制电压VCLS由VCLS＝VC-2×VLS-RR×I给出。

因此，VRT-VCLS＝VCC-VC，并且VCLS-VRB＝RTL×I-(VCC-VC)。电压VRT与VCLS之间的电压差和电压VCLS与VRB之间的电压差由(VCC-VC)的函数表示。

根据该实施例，可以在电压发生器400c内产生第一实施例的电压发生器所需的外部参考电压VRT和VRB。这避免了对来自外部的电压施加的需要。在该实施例中，当假定恒定电流源4021的恒定电流值I不依赖于电源电压VEE时，电压发生器400c所产生的参考电压V1至V10不依赖于电源电压VEE。每个电压VRT和VCLS依赖于电源电压VEE。然而，由于电压VRT和VCLS类似地根据电源电压VEE而改变，则电压VRT与VCLS之间的电压差不依赖于电源电压VEE。为此，即使恒定电流值I依赖于电源电压VEE，电压VRT与VCLS之间的电压差也是(VCC-VC)，并且不依赖于电源电压VEE。因此，与不包括PVT补偿电路800的布置相比，能够抑制控制电路对电压电压VEE的依赖性。

即使当每个电平移动二极管4022、4023和8001的电平移动电压VLS或电阻器4024和8002的电阻器值RR具有温度依赖性时，也不会影响电压VRT与VCLS之间的电压差。因此，能够抑制控制电路的温度依赖性。类似地，即使当每个电平移动二极管4022、4023和8001的电平移动电压VLS或电阻器4024和8002的电阻器值RR在过程之间变化时，也不会影响电压VRT与VCLS之间的电压差。因此，在该实施例中，即使当从电压发生器400c输出的参考电压V1至V10根据PVT而改变时，类似地PVT补偿电路800也改变控制电压VC，从而抑制依赖于PVT的控制电路输出的变化。此外，由于可以在电源电压VCC附近设置控制电压VC的电压范围，因此可以通过将电源电压VCC接地(＝0V)来增加相对于噪声的抵抗。

注意，在该实施例中，在PVT补偿电路800中使用由双极晶体管8000形成的发射极跟随器。然而，也可以使用由场效应晶体管形成的源极跟随器。

[第十四实施例]

接着描述本发明的第十四实施例。图35是示出了本发明的第十四实施例的控制电路的布置的示例的框图。与图28至34中附图标记相同的附图标记表示图35中相同的部件。在第十三实施例中，电压发生器400c由单个电阻器阶梯形成。第十四实施例与第十一实施例不同之处在于，同相信号侧上的电压发生器400Ic和在正交信号侧上的电压发生器400Qc由电阻器阶梯独立形成。

根据该实施例，可以获得与第十三实施例相同的效果。此外，在该实施例中，同相信号侧上的电压发生器400Ic和正交信号侧上的电压发生器400Qc由电阻器阶梯独立形成。因此，同相信号侧和正交信号侧可以具有相同配线寄生电容量。因此能够向差分放大器精确给出同相信号侧上的参考电压和正交信号侧上的参考电压，并因此防止同相信号侧与正交信号侧之间的操作不平衡。

图36是示出了IC中控制电压VC与输出信号的相移量φ之间关系的温度依赖性的图，在该IC中，使用第十四实施例的控制电路的矢量和相移器由InP HBT(Heterojunction Bipolar Transistor异质结双极晶体管)集成。至矢量和相移器的输入信号是21.5GHz的正弦波。从图36显而易见的，从0°到810°的宽范围中的相移通过改变控制电压VC来实现。采用图17A所示差分放大器使得能够实现像0.5V一样小的值的控制电压VC范围。如所见，采用图35所示的控制电路使得能够相对于从25°到80°温度变化将相位变化抑制到40°或更小。

图37是示出了IC中控制电压VC与输出信号的相移量φ之间关系的电源电压依赖性的图，在IC中，使用第十四实施例的控制电路的矢量和相移器由InP HBT来集成。至矢量和相移器的输入信号是21.5GHz的正弦波。在这种情况下，将电源电压VCC设置在地电势。如所见，采用图35所示控制电路使得能够在电源电压VEE从-5.20变化+5％(-4.94V)或-5％(-5.46V)时将相位变化抑制到40°或更小。

图38是示出了IC中控制电压VC与输出振幅之间关系的图，在IC中使用第十四实施例的控制电路的矢量和相移器由InP HBT来集成。至矢量和相移器的输入信号是21.5GHz的正弦波。采用图35所示控制电路使得能够产生接近理想正弦波或余弦波的控制信号CI和CQ。因此，针对矢量和相移器的平均输出振幅360mV的振幅变化在控制电压VC的可变范围(-0.5 to 0V)内是±11mV。如所见，能够将振幅变化抑制到大约3％。

[第十五实施例]

接着描述本发明的第十五实施例。图39是示出了根据本发明第十五实施例的布置的示例的框图。与图28至35中附图标记相同的附图标记表示图39中相同的部件。该实施例与第十三实施例的不同之处在于，添加了控制增益调整电路900。控制增益调整电路900包括电阻器9000和9001。

如第十三实施例所描述的，控制电压VC与VCLS之间的关系由VRT-VCLS＝VCC-VC表示。考虑电平移动控制电压VCLS的最大值是VRT，则控制电压VC的最大值是VCC。例如，当VRT-VRB表示为0.5V，并且将电源电压VCC接地(＝0V)时，可以在最小范围VCC-0.5V＝-0.5V至最大范围VCC-0.5V＝-0.5V(即，从-0.5V到0V)内输入控制电压VC。当像图39所示的示例控制电路使用10个差分放大器440I至444I以及440Q至444Q时，稍后描述的矢量和相移器的总相移量是810°。因此，通过用相移量除以控制电压的斜率所获得的控制电压的增益是810°/0.5V＝1620°/V。

为了提高相对于设备规范或控制电压VC的噪声或PVT的抵抗，存在任意设计控制电压VC的增益的要求。插入控制增益调整电路900来满足该要求。令R1和R2是控制增益调整电路900的电阻器9000和9001的电阻值。与没有插入控制增益调整电路900的第十四实施例相比，可以将控制增益降低至R1/(R1+R2)。控制增益调整电路900可以通过两个电阻器来实现，这是因为控制电路采用PVT补偿电路800，并且控制电压VC的最大值固定为VCC。注意，电阻器9001可以是可变电阻器。电阻器9000和9001可以由电位计来实现。根据该实施例，可以任意调整控制电路的控制增益。

[第十六实施例]

接着描述本发明的第十六实施例。图40是示出了根据本发明第十六实施例的控制电路的布置的示例的框图。与图28至39中的附图标记相同的附图标记表示图40中相同部件。在第十五实施例中，电压发生器400c由单个电阻器阶梯形成。与第二实施例相同，第十六实施例不同之处在于，同相信号侧上的电压发生器400Ic和在正交信号侧上的电压发生器400Qc由电阻器阶梯独立形成。

根据该实施例，可以获得与第十五实施例相同的效果。此外，在该实施例中，同相信号侧上的电压发生器400Ic和正交信号侧上的电压发生器400Qc由电阻器阶梯独立形成。因此，同相信号侧和正交信号侧可以具有相同配线寄生电容量。因此能够向差分放大器精确给出同相信号侧上的参考电压和正交信号侧上的参考电压，并因此防止同相信号侧与正交信号侧之间的操作不平衡。

工业应用

本发明适合于一种使用控制电路和用于调整信号振幅的可变增益放大器或四象限乘法器来调整信号振幅的矢量和相移器，一种使用矢量和相移器的光收发机，以及一种将控制信号输出至诸如可变增益放大器或四象限乘法器之类的装置的控制电路。

Claims (14)

1.一种矢量和相移器，包括：

90°相移器，根据输入信号产生同相信号和与所述同相信号具有90°相位差的正交信号；

第一四象限乘法器，基于同相信号侧上的第一控制信号改变同相信号的振幅，并且输出同相信号；

第二四象限乘法器，基于正交信号侧上的第二控制信号改变正交信号的振幅，并且输出正交信号；

组合器，将从第一四象限乘法器输出的同相信号与从第二四象限乘法器输出的正交信号相组合，并且输出组合的信号；以及

控制电路，输出第一控制信号和第二控制信号，

其中，所述控制电路包括：

电压发生器，产生参考电压；以及

差分放大器，输出参考电压与外部输入控制电压之间的差信号作为第一控制信号和第二控制信号之一，以及

当控制电压接近参考电压时，所述差分放大器执行将控制电压转换成第一控制信号和第二控制信号之一的模拟操作，所述第一控制信号和第二控制信号之一类似于正弦波和余弦波之一。

2.根据权利要求1所述的矢量和相移器，其中，所述差分放大器包括级联的多个差分放大器。

3.根据权利要求1所述的矢量和相移器，还包括：作为所述差分放大器的第一差分放大器组和第二差分放大器组，所述第一差分放大器组接收控制电压和参考电压并且输出第一控制信号，所述第二差分放大器组接收控制电压和参考电压并且输出第二控制信号，

所述第一差分放大器组和所述第二差分放大器组中的每一个包括至少一个差分放大器。

4.根据权利要求3所述的矢量和相移器，其中，所述电压发生器通过分压来产生多个参考电压，并且将多个参考电压中的每一个交替输入到所述第一差分放大器组和所述第二差分放大器组。

5.根据权利要求3所述的矢量和相移器，其中，

所述电压发生器由分别布置用于每个差分放大器组的第一电阻器阶梯和第二电阻器阶梯形成，

所述第一电阻器阶梯将每个产生的参考电压仅输入到所述第一差分放大器组，

所述第二电阻器阶梯将每个产生的参考电压仅输入到所述第二差分放大器组，以及

当交替布置所述第一电阻器阶梯所产生的参考电压和所述第二电阻器阶梯所产生的参考电压时，参考电压之间的电压电平是恒定的。

6.根据权利要求3所述的矢量和相移器，其中，

所述电压发生器产生N(N是不小于2的整数)个参考电压，以及

包括在所述第一差分放大器组中的差分放大器的数目与包括在所述第二差分放大器组中的差分放大器的数目之和是N。

7.根据权利要求3所述的矢量和相移器，其中，

包括在所述第一差分放大器组中的两个相邻差分放大器的输出反相连接，以及

包括在所述第二差分放大器组中的两个相邻差分放大器的输出反相连接。

8.根据权利要求3所述的矢量和相移器，其中

将交替设置的参考电压Vm和参考电压Vn输入到包括在所述第一差分放大器组中的两个相邻差分放大器，或者包括在所述第二差分放大器组中的两个相邻差分放大器，以及

参考电压Vm与参考电压Vn之间的电压差落在从常数VT＝kT/q的2倍到所述常数的12倍(包括12倍)的范围内，该范围包括所述常数的2倍和12倍，其中k是玻尔兹曼常数，T是绝对温度，以及q是电子电荷。

9.根据权利要求1所述的矢量和相移器，其中，所述90°相移器包括多相滤波器。

10.根据权利要求9所述的矢量和相移器，其中，所述90°相移器还包括在所述多相滤波器的后级处的高增益差分放大器。

11.根据权利要求10所述的矢量和相移器，其中，所述高增益差分放大器包括Cherry Hooper型高增益差分放大器。

12.一种光收发机，包括：

激光器，输出连续光；

串行器，输出要输出的串行数据并输出时钟；

第一马赫-泽德调制器，对从所述激光器输入的连续光进行相位或振幅调制，并且输出NRZ信号光；

第一调制器驱动器，基于串行数据驱动所述第一马赫-泽德调制器；

第二马赫-泽德调制器，对从所述第一马赫-泽德调制器输入的NRZ信号光进行振幅调制，并且输出RZ信号光；

矢量和相移器，接收所述时钟；

第二调制器驱动器，基于由所述矢量和相移器所相位调整的时钟，驱动所述第二马赫-泽德调制器；以及

相位控制电路，输出与所述矢量和相移器的相移量相对应的控制电压，

其中，矢量和相移器包括：

90°相移器，根据时钟产生同相信号和与所述同相信号具有90°相位差的正交信号；

第一四象限乘法器，基于同相信号侧上的第一控制信号改变同相信号的振幅，并且输出同相信号；

第二四象限乘法器，基于正交信号侧上的第二控制信号改变正交信号的振幅，并且输出正交信号；

组合器，将从所述第一四象限乘法器输出的同相信号与从所述第二四象限乘法器输出的正交信号相组合，并且输出组合的信号作为相位调整的时钟；以及

控制电路，输出第一控制信号和第二控制信号，

所述控制电路包括：

电压发生器，产生参考电压；以及

差分放大器，输出控制电压与参考电压之间的差信号作为第一控制信号和第二控制信号之一，以及

当控制电压接近参考电压时，所述差分放大器执行将控制电压转换成第一控制信号和第二控制信号之一的模拟操作，所述第一控制信号和第二控制信号之一类似于正弦波和余弦波之一。

13.根据权利要求12所述的光收发机，其中，所述相位控制电路产生控制电压，使得从所述矢量和相移器输出的时钟具有最优相位。

14.一种控制电路，将控制信号输出至用于调整信号振幅的装置，包括：

电压发生器，产生参考电压；以及

差分放大器，输出参考电压与外部输入控制电压之间的差信号作为控制信号，

其中，当控制电压接近参考电压时，所述差分放大器执行将控制电压转换成控制信号的模拟操作，所述控制信号类似于正弦波和余弦波之一。

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