CN108702142B - 移相精度校正电路、向量合成型移相器和无线通信机 - Google Patents

移相精度校正电路、向量合成型移相器和无线通信机 Download PDF

Info

Publication number
CN108702142B
CN108702142B CN201680082568.XA CN201680082568A CN108702142B CN 108702142 B CN108702142 B CN 108702142B CN 201680082568 A CN201680082568 A CN 201680082568A CN 108702142 B CN108702142 B CN 108702142B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
unit
phase shift
phase
gain
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201680082568.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN108702142A (zh
Inventor
丸山隆也
谷口英司
藤原孝信
堤恒次
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN108702142A publication Critical patent/CN108702142A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108702142B publication Critical patent/CN108702142B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/16—Networks for phase shifting
    • H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3282—Acting on the phase and the amplitude of the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
    • H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
    • H04L27/3863—Compensation for quadrature error in the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/336—A I/Q, i.e. phase quadrature, modulator or demodulator being used in an amplifying circuit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)

Abstract

移相精度校正电路设置有：表部(21)，其存储有控制码与可变增益放大器(13)(14)的增益之间的关系；增益控制部(22)，其设定可变增益放大器(13)(14)的增益；振幅相位检测器(25)，其检测信号合成部(15)的输出信号的振幅和相位；以及振幅相位记录部(26)，每当由增益控制部(22)设定增益时，该振幅相位记录部(26)记录对应于该增益的控制码与由振幅相位检测器(25)检测到的振幅和相位的组，表校正部(27)根据振幅相位记录部(26)的记录内容确定向量合成移相部(1)的移相特性，使用该移相特性对表部(21)中记录的控制码与增益之间的关系进行校正。

Description

移相精度校正电路、向量合成型移相器和无线通信机
技术领域
本发明涉及对向量合成型移相器的移相精度进行校正的移相精度校正电路、安装有该移相精度校正电路的向量合成型移相器、安装有该向量合成型移相器的无线通信机。
背景技术
例如，在安装有相控阵天线的雷达装置等中，为了使波束方向可变，需要搭载能够使高频信号的相位移位的移相器。
作为能够使高频信号的相位移位的移相器，公知有向量合成型移相器。
一般而言，向量合成型移相器具有根据高频信号生成相互正交的I(In-phase：同相)信号和Q(Quadrature：正交)信号的正交信号生成部、对由正交信号生成部生成的I信号进行放大的第1可变增益放大器、对由正交信号生成部生成的Q信号进行放大的第2可变增益放大器、对由第1可变增益放大器放大后的I信号和由第2可变增益放大器放大后的Q信号进行合成并输出该I信号与Q信号的合成信号的信号合成部。
并且，向量合成型移相器具有存储有移相量与第1可变增益放大器和第2可变增益放大器的增益之间的关系的表部、以及参照该表取得与从外部提供的移相量对应的增益并将第1可变增益放大器和第2可变增益放大器的增益设定成所取得的增益的增益控制部。
这里，在移相精度较高的向量合成型移相器中，由正交信号生成部生成的I信号和Q信号的相位差没有从90°偏移，确保I信号与Q信号的正交性。并且，I信号和Q信号的振幅对齐成相同振幅。
一般而言，正交信号生成部大多通过由电阻和电容构成的RC型多相滤波器实现，但是，例如，在由于RC型多相滤波器的制造偏差的影响而产生I信号与Q信号的正交误差或振幅误差的情况下，移相精度降低，因此，需要去除该制造偏差的影响。
在以下的非专利文献1中公开有如下的校正方式：准备能够用作RC型多相滤波器的电容的多个变容二极管，根据I信号与Q信号的正交误差或振幅误差，从多个变容二极管中选择RC型多相滤波器中使用的变容二极管，由此去除制造偏差的影响。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：H.Kodama,H.Ishikawa,N.Oshima,and A.Tanaka,“A 1.3-degreeI/Q phase error,7.1-8.7-GHz LO generator with single-stage digital tuningpolyphase filter,”IEEE Symp.VLSI Circuits,Dig.Tech.Pap.,pp.145-146,2010.
发明内容
发明要解决的课题
现有的向量合成型移相器如上所述构成，因此，如果采用通过从多个变容二极管中选择RC型多相滤波器中使用的变容二极管来去除制造偏差的影响的校正方式，则能够改善某种程度的移相精度。但是，一般而言，变容二极管具有无法忽略的寄生串联电阻分量Rp，因此，RC型多相滤波器的传递函数如下述式(1)所示。
Figure BDA0001776312440000021
在式(1)中，C1是变容二极管的电容分量，R1是RC型多相滤波器中的电阻的电阻值，s是拉普拉斯算子。ΔVIout是差动的I信号即+I信号与-I信号的差分，ΔVQout是差动的Q信号即+Q信号与-Q信号的差分。
在选择了具有能够消除I信号与Q信号的正交误差的电容分量C1的变容二极管的情况下，式(1)的分子和分母不一致，产生I信号与Q信号的振幅误差。
因此，在从多个变容二极管中选择RC型多相滤波器中使用的变容二极管的校正方式中，存在无法同时消除I信号与Q信号的振幅误差和正交误差而无法充分改善移相精度这样的课题。
本发明正是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，得到能够改善向量合成型移相器的移相精度的移相精度校正电路。
并且，本发明的目的在于，得到安装有该移相精度校正电路的向量合成型移相器和安装有该向量合成型移相器的无线通信机。
用于解决课题的手段
本发明的移相精度校正电路设置有：表部，其存储有对应于移相量的控制码与安装于向量合成型移相器的可变增益放大器的增益之间的关系；增益控制部，其对可变增益放大器设定与控制码对应的增益；检测器，其检测向量合成型移相器的输出信号的振幅和相位；以及记录部，每当由增益控制部设定增益时，该记录部记录对应于该增益的控制码与由检测器检测到的振幅和相位的组，校正部根据记录部的记录内容确定向量合成型移相器的移相特性，使用该移相特性对表部中记录的控制码与增益之间的关系进行校正。
发明效果
根据本发明，校正部根据记录部的记录内容确定向量合成型移相器的移相特性，使用该移相特性对表部中记录的控制码与增益之间的关系进行校正，因此，具有能够改善向量合成型移相器的移相精度的效果。
附图说明
图1是示出安装有本发明的实施方式1的移相精度校正电路的向量合成型移相器的结构图。
图2是示出本发明的实施方式1的移相精度校正电路的处理内容的流程图。
图3是示出向量合成型移相器的移相误差的IQ平面图。
图4是示出表部21的表中记录的内容的说明图。
图5是示出由表校正部27校正增益前后的移相量的特性的说明图。
具体实施方式
下面，为了更加详细地说明本发明，根据附图对用于实施本发明的方式进行说明。
实施方式1
图1是示出安装有本发明的实施方式1的移相精度校正电路的向量合成型移相器的结构图。
图1的向量合成型移相器例如安装于无线发送机或无线接收机等无线通信机，假设由无线通信机发送由向量合成型移相器使相位移位后的RF(radio frequency：射频)信号的情况、由向量合成型移相器使由无线通信机接收到的RF信号的相位移位的情况等。
在图1中，向量合成型移相器由向量合成移相部1和移相精度校正电路2构成。
向量合成移相部1由正交信号生成部11和向量信号合成器12构成，在输入作为输入信号的差动的RF信号时，根据该RF信号生成相互正交的I(In-phase：同相)信号和Q(Quadrature：正交)信号，对该I信号和Q信号进行放大后，对放大后的I信号和Q信号进行向量合成，输出其合成信号。
移相精度校正电路2由表部21、增益控制部22、频率转换器23、模拟数字转换器(以下称作“A/D转换器”)24、振幅相位检测器25、振幅相位记录部26和表校正部27构成，根据从外部提供的控制码Wc对向量信号合成器12的可变增益放大器13、14的增益GI(Wc)、GQ(Wc)进行控制，并且对控制码Wc与可变增益放大器13、14的增益GI(Wc)、GQ(Wc)之间的关系进行校正。控制码Wc为0以上的整数值。
在该实施方式1中，设向量合成型移相器具有N比特的移相分辨率，移相的切换宽度为360°/2N。因此，向量合成型移相器的移相量由(360°/2N)×Wc表示。
例如，如果Wc＝0，则移相量为0°，如果Wc＝2N-2，则移相量为90°，如果Wc＝2N-1，则移相量为180°，如果Wc＝2N-1+2N-2，则移相量为270°。
可变增益放大器13、14的增益GI(Wc)、GQ(Wc)根据控制码Wc被设定成0～1的值。
在本实施方式1中，对向量合成型移相器的输入信号为RF信号的例子进行说明，但是，输入信号不限于RF信号，也可以被输入无线频率以外的频率的信号。
正交信号生成部11例如通过由电阻和电容构成的RC型多相滤波器实现，根据作为输入信号的差动的RF信号生成相互正交的I信号(第1信号)和Q信号(第2信号)，将差动的I信号输出到可变增益放大器13，将差动的Q信号输出到可变增益放大器14。
向量信号合成器12由可变增益放大器13、14和信号合成部15构成。
可变增益放大器13是如下的第1可变增益放大器：以由增益控制部22设定的增益GI(Wc)对从正交信号生成部11输出的差动的I信号进行放大，将放大后的I信号输出到信号合成部15。
可变增益放大器14是如下的第2可变增益放大器：以由增益控制部22设定的增益GQ(Wc)对从正交信号生成部11输出的差动的Q信号进行放大，将放大后的Q信号输出到信号合成部15。
信号合成部15对由可变增益放大器13放大后的差动的I信号和由可变增益放大器14放大后的差动的Q信号进行合成，输出该I信号和Q信号的合成信号。
表部21例如由RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)或硬盘等存储装置实现，存储有表示对应于移相量的控制码Wc与表示从可变增益放大器13、14输出的I信号、Q信号的符号的符号信号PI、PQ和可变增益放大器13、14的增益GI、GQ之间的关系的表。
增益控制部22例如由安装有CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)的半导体集成电路或单片微机等实现。
增益控制部22在对表部21中存储的表进行校正时，依次设定多个增益作为可变增益放大器13、14的增益GI(Wc)、GQ(Wc)。
例如，依次设定与0度的移相量对应的增益GI(Wc＝0)、GQ(Wc＝0)、与90度的移相量对应的增益GI(Wc＝2N-2)、GQ(Wc＝2N-2)、与180度的移相量对应的增益GI(Wc＝2N-1)、GQ(Wc＝2N-1)、与270度的移相量对应的增益GI(Wc＝2N-1+2N-2)、GQ(Wc＝2N-1+2N-2)，作为可变增益放大器13、14的增益GI(Wc)、GQ(Wc)。
增益控制部22在输出I信号和Q信号的合成信号的实际使用时，从表部21中存储的表取得与控制码Wc对应的符号信号PI、PQ和增益GI(Wc)、GQ(Wc)，对可变增益放大器13设定该符号信号PI和增益GI(Wc)，对可变增益放大器14设定该符号信号PQ和增益GQ(Wc)。
频率转换器23将向量合成移相部1的输出信号即从信号合成部15输出的合成信号的频率降频成例如中间频率等。
A/D转换器24将由频率转换器23转换频率后的合成信号转换成数字信号，将该数字信号输出到振幅相位检测器25。
振幅相位检测器25是检测从A/D转换器24输出的数字信号的振幅和相位的检测器。
振幅相位记录部26例如由RAM或硬盘等存储装置实现，是如下的记录部：每当由增益控制部22控制增益时，记录对应于该增益的控制码Wc与由振幅相位检测器25检测到的振幅和相位的组。
表校正部27例如由安装有CPU的半导体集成电路或单片微机等实现。
表校正部27是如下的校正部：根据振幅相位记录部26的记录内容确定向量合成移相部1的移相特性argOUT，使用该移相特性argOUT对表部21中记录的控制码Wc与增益GI(Wc)、GQ(Wc)之间的关系进行校正。
图2是示出本发明的实施方式1的移相精度校正电路的处理内容的流程图。
图3是示出向量合成型移相器的移相误差的IQ平面图。
图3的IQ平面图示出利用符号信号PI、PQ的值区分的各象限内的移相误差。
在图3中，以I信号为基准，在作为第1象限的PI＝1、PQ＝1的情况下，I信号与Q信号的移相误差为β。
并且，在作为第2象限的PI＝-1、PQ＝1的情况下，I信号与-I信号的移相误差为α。-I信号是I信号的反转。
并且，在作为第3象限的PI＝-1、PQ＝-1的情况下，I信号与-Q信号的移相误差为γ。-Q信号是Q信号的反转。
接着对动作进行说明。
最初，说明移相精度校正电路2对表部21的表中记录的控制码Wc与增益GI(Wc)、GQ(Wc)之间的关系进行校正时的处理内容。
例如，假设在向量合成型移相器的出厂时或电源接通时等实施该校正处理，但是，该校正处理的实施时期是任意的。
在移相精度校正电路2的表部21中存储有图4所示的表。
图4是示出表部21的表中记录的内容的说明图。
在该表中记录有与移相量对应的控制码Wc、表示从可变增益放大器13、14输出的I信号、Q信号的符号的符号信号PI、PQ和可变增益放大器13、14的增益GI、GQ。
首先，移相精度校正电路2的增益控制部22参照表部21中存储的表，取得与对应于0°移相量的控制码Wc成组的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ。
即，对应于0°移相量的控制码Wc为0，因此，增益控制部22取得与Wc＝0对应的(PI、PQ)＝(1、1)和(GI(0)、GQ(0))＝(1、0)。
增益控制部22取得符号信号(PI、PQ)＝(1、1)和增益(GI(0)、GQ(0))＝(1、0)时，对可变增益放大器13设定符号信号PI＝1和增益GI(0)＝1，对可变增益放大器14设定符号信号PQ＝1和增益GQ(0)＝0(图2的步骤ST1)。并且，增益控制部22将控制码Wc＝0输出到振幅相位记录部26。
另外，增益G＝1是可变增益放大器的最大增益。增益G＝0意味着可变增益放大器的增益为0，没有信号输出。
向量合成移相部1的正交信号生成部11根据作为输入信号的差动的RF信号生成相互正交的I信号和Q信号，将差动的I信号输出到可变增益放大器13，将差动的Q信号输出到可变增益放大器14。
可变增益放大器13从正交信号生成部11接收到差动的I信号时，由增益控制部22设定的符号信号为PI＝1，增益GI(Wc)为GI(0)＝1，因此，不对该I信号的符号进行反转而以最大增益对该I信号进行放大，将放大后的I信号输出到信号合成部15。
由增益控制部22设定的增益GQ(Wc)为GQ(0)＝0，因此，可变增益放大器14即使从正交信号生成部11接收到差动的Q信号，也不将Q信号输出到信号合成部15。
未从可变增益放大器14输出差动的Q信号，因此，信号合成部15从可变增益放大器13接收到放大后的差动的I信号时，输出差动的I信号作为合成信号。
移相精度校正电路2的频率转换器23从信号合成部15接收到合成信号时，将其频率降频成例如中间频率等。
A/D转换器24将由频率转换器23转换频率后的合成信号转换成数字信号，将该数字信号输出到振幅相位检测器25。
振幅相位检测器25从A/D转换器24接收到数字信号时，检测该数字信号的振幅AI，并且检测该数字信号的相位θI。
振幅相位检测器25检测到数字信号的振幅AI和相位θI后，振幅相位记录部26记录从增益控制部22输出的控制码Wc＝0与该振幅AI和相位θI的组(步骤ST2)。
下面，根据需要，有时如振幅AI(0)和相位θI(0)那样表记控制码Wc＝0时的振幅AI和相位θI。
接着，移相精度校正电路2的增益控制部22参照表部21中存储的表，取得与对应于90°移相量的控制码Wc成组的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ。
即，对应于90°移相量的控制码Wc为2N-2，因此，增益控制部22取得与Wc＝2N-2对应的(PI、PQ)＝(-1、1)和(GI(2N-2)、GQ(2N-2))＝(0、1)。
增益控制部22取得符号信号(PI、PQ)＝(-1、1)和增益(GI(2N-2)、GQ(2N-2))＝(0、1)时，对可变增益放大器13设定符号信号PI＝-1和增益GI(2N-2)＝0，对可变增益放大器14设定符号信号PQ＝1和增益GQ(2N-2)＝1(图2的步骤ST3)。并且，增益控制部22将控制码Wc＝2N-2输出到振幅相位记录部26。
向量合成移相部1的正交信号生成部11根据作为输入信号的差动的RF信号生成相互正交的I信号和Q信号，将差动的I信号输出到可变增益放大器13，将差动的Q信号输出到可变增益放大器14。
由增益控制部22设定的增益GI(Wc)为GI(2N-2)＝0，因此，可变增益放大器13即使从正交信号生成部11接收到差动的I信号，也不将I信号输出到信号合成部15。
可变增益放大器14从正交信号生成部11接收到差动的Q信号时，由增益控制部22设定的符号信号为PQ＝1，增益GQ(Wc)为GQ(2N-2)＝1，因此，不对该Q信号的符号进行反转而以最大增益对该Q信号进行放大，将放大后的Q信号输出到信号合成部15。
未从可变增益放大器13输出差动的I信号，因此，信号合成部15从可变增益放大器14接收到放大后的差动的Q信号时，输出差动的Q信号作为合成信号。
移相精度校正电路2的频率转换器23从信号合成部15接收到合成信号时，将其频率降频成例如中间频率等。
A/D转换器24将由频率转换器23转换频率后的合成信号转换成数字信号，将该数字信号输出到振幅相位检测器25。
振幅相位检测器25从A/D转换器24接收到数字信号时，检测该数字信号的振幅AQ，并且检测该数字信号的相位θQ。
振幅相位检测器25检测到数字信号的振幅AQ和相位θQ后，振幅相位记录部26记录从增益控制部22输出的控制码Wc＝2N-2与该振幅AQ和相位θQ的组(步骤ST4)。
下面，根据需要，有时如振幅AQ(2N-2)和相位θQ(2N-2)那样表记控制码Wc＝2N-2时的振幅AQ和相位θQ。
表校正部27根据振幅相位记录部26中记录的移相量为0°时的振幅AI(0)和移相量为90°时的振幅AQ(2N-2)，如下述式(2)所示，计算振幅AQ(2N-2)相对于振幅AI(0)的振幅比AQ/I1，将该振幅比AQ/I1记录在振幅相位记录部26中。
Figure BDA0001776312440000091
并且，表校正部27根据振幅相位记录部26中记录的移相量为0°时的相位θI(0)和移相量为90°时的相位θQ(2N-2)，如下述式(3)所示，计算该相位θI(0)与相位θQ(2N-2)的相位差Δθ1。
Δθ1＝|θI(0)-θQ(2N-2)| (3)
表校正部27计算出相位差Δθ1后，如下述式(4)所示，计算该相位差Δθ1与理想值90°的误差即图3所示的移相误差β，将该移相误差β记录在振幅相位记录部26中(图2的步骤ST5)。
β＝Δθ1-90 (4)
接着，移相精度校正电路2的增益控制部22参照表部21中存储的表，取得与对应于180°移相量的控制码Wc成组的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ。
即，对应于180°移相量的控制码Wc为2N-1，因此，增益控制部22取得与Wc＝2N-1对应的(PI、PQ)＝(1、-1)和(GI(2N-1)、GQ(2N-1))＝(1、0)。
增益控制部22取得符号信号(PI、PQ)＝(1、-1)和增益(GI(2N-1)、GQ(2N-1))＝(1、0)时，对可变增益放大器13设定符号信号PI＝1和增益GI(2N-1)＝1，对可变增益放大器14设定符号信号PQ＝-1和增益GQ(2N-1)＝0(图2的步骤ST6)。并且，增益控制部22将控制码Wc＝2N-1输出到振幅相位记录部26。
向量合成移相部1的正交信号生成部11根据作为输入信号的差动的RF信号生成相互正交的I信号和Q信号，将差动的I信号输出到可变增益放大器13，将差动的Q信号输出到可变增益放大器14。
可变增益放大器13从正交信号生成部11接收到差动的I信号时，由增益控制部22设定的符号信号为PI＝1，增益GI(Wc)为GI(2N-1)＝1，因此，不对该I信号的符号进行反转而以最大增益对该I信号进行放大，将放大后的I信号输出到信号合成部15。
由增益控制部22设定的增益GQ(Wc)为GQ(2N-1)＝0，因此，可变增益放大器14即使从正交信号生成部11接收到差动的Q信号，也不将Q信号输出到信号合成部15。
未从可变增益放大器14输出差动的Q信号，因此，信号合成部15从可变增益放大器13接收到放大后的差动的I信号时，输出差动的I信号作为合成信号。
移相精度校正电路2的频率转换器23从信号合成部15接收到合成信号时，将其频率降频成例如中间频率等。
A/D转换器24将由频率转换器23转换频率后的合成信号转换成数字信号，将该数字信号输出到振幅相位检测器25。
振幅相位检测器25从A/D转换器24接收到数字信号时，检测该数字信号的振幅AI，并且检测该数字信号的相位θI。
振幅相位检测器25检测到数字信号的振幅AI和相位θI后，振幅相位记录部26记录从增益控制部22输出的控制码Wc＝2N-1与该振幅AI和相位θI的组(步骤ST7)。
下面，根据需要，有时如振幅AI(2N-1)和相位θI(2N-1)那样表记控制码Wc＝2N-1时的振幅AI和相位θI。
表校正部27根据振幅相位记录部26中记录的移相量为0°时的相位θI(0)和移相量为180°时的相位θI(2N-1)，如下述式(5)所示，计算该相位θI(0)与相位θI(2N-1)的相位差Δθ2。
Δθ2＝|θI(0)-θI(2N-1)| (5)
表校正部27计算出相位差Δθ2后，如下述式(6)所示，计算该相位差Δθ2与理想值180°的误差即图3所示的移相误差α，将该移相误差α记录在振幅相位记录部26中(图2的步骤ST8)。
α＝Δθ2-180 (6)
接着，移相精度校正电路2的增益控制部22参照表部21中存储的表，取得与对应于270°移相量的控制码Wc成组的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ。
即，对应于270°移相量的控制码Wc为2N-1+2N-2，因此，增益控制部22取得与Wc＝2N-1+2N-2对应的(PI、PQ)＝(-1、-1)和(GI(2N-1+2N-2)、GQ(2N-1+2N-2))＝(0、1)。
增益控制部22取得符号信号(PI、PQ)＝(-1、-1)和增益(GI(2N-1+2N-2)、GQ(2N-1+2N -2))＝(0、1)时，对可变增益放大器13设定符号信号PI＝-1和增益GI(2N-1+2N-2)＝0，对可变增益放大器14设定符号信号PQ＝-1和增益GQ(2N-1+2N-2)＝1(图2的步骤ST9)。并且，增益控制部22将控制码Wc＝2N-1+2N-2输出到振幅相位记录部26。
向量合成移相部1的正交信号生成部11根据作为输入信号的差动的RF信号生成相互正交的I信号和Q信号，将差动的I信号输出到可变增益放大器13，将差动的Q信号输出到可变增益放大器14。
由增益控制部22设定的增益GI(Wc)为GI(2N-1+2N-2)＝0，因此，可变增益放大器13即使从正交信号生成部11接收到差动的I信号，也不将I信号输出到信号合成部15。
可变增益放大器14从正交信号生成部11接收到差动的Q信号时，由增益控制部22设定的符号信号为PQ＝-1，增益GQ(Wc)为GQ(2N-1+2N-2)＝1，因此，以最大增益对该Q信号进行放大并对符号进行反转，将符号反转的放大后的Q信号输出到信号合成部15。
未从可变增益放大器13输出差动的I信号，因此，信号合成部15从可变增益放大器14接收到放大后的差动的Q信号时，输出差动的Q信号作为合成信号。
移相精度校正电路2的频率转换器23从信号合成部15接收到合成信号时，将其频率降频成例如中间频率等。
A/D转换器24将由频率转换器23转换频率后的合成信号转换成数字信号，将该数字信号输出到振幅相位检测器25。
振幅相位检测器25从A/D转换器24接收到数字信号时，检测该数字信号的振幅AQ，并且检测该数字信号的相位θQ。
振幅相位检测器25检测到数字信号的振幅AQ和相位θQ后，振幅相位记录部26记录从增益控制部22输出的控制码Wc＝2N-1+2N-2与该振幅AQ和相位θQ的组(步骤ST10)。
下面，根据需要，有时如振幅AQ(2N-1+2N-2)和相位θQ(2N-1+2N-2)那样表记控制码Wc＝2N-1+2N-2时的振幅AQ和相位θQ。
表校正部27根据振幅相位记录部26中记录的移相量为180°时的振幅AI(2N-1)和移相量为270°时的振幅AQ(2N-1+2N-2)，如下述式(7)所示，计算振幅AQ(2N-1+2N-2)相对于振幅AI(2N-1)的振幅比AQ/I2，将该振幅比AQ/I2记录在振幅相位记录部26中。
Figure BDA0001776312440000111
并且，表校正部27根据振幅相位记录部26中记录的移相量为0°时的相位θI(0)和移相量为270°时的相位θQ(2N-1+2N-2)，如下述式(8)所示，计算该相位θI(0)与相位θQ(2N-1+2N -2)的相位差Δθ3。
Δθ3＝|θI(0)-θQ(2N-1+2N-2)| (8)
表校正部27计算出相位差Δθ3后，如下述式(9)所示，计算该相位差Δθ3与理想值270°的误差即图3所示的移相误差γ，将该移相误差γ记录在振幅相位记录部26中(图2的步骤ST11)。
γ＝Δθ3-270 (9)
接着，表校正部27使用振幅相位记录部26中记录的移相量为0°时的符号信号(PI、PQ)和增益(GI、GQ)、移相量为90°时的符号信号(PI、PQ)和增益(GI、GQ)、移相量为180°时的符号信号(PI、PQ)和增益(GI、GQ)、移相量为270°时的符号信号(PI、PQ)和增益(GI、GQ)、移相误差α、β、γ、振幅比AQ/I1、AQ/I2，如下述式(10)～式(13)所示，确定向量合成移相部1的移相特性argOUT(图2的步骤ST12)。
(1)Wc＝0～2N-2-1的情况
Figure BDA0001776312440000121
(2)Wc＝2N-2～2N-1-1的情况
Figure BDA0001776312440000122
(3)Wc＝2N-1～2N-1+2N-2-1的情况
Figure BDA0001776312440000123
(4)Wc＝2N-1+2N-2～2N-1的情况
Figure BDA0001776312440000124
表校正部27确定向量合成移相部1的移相特性argOUT后，使用该移相特性argOUT定义下述式(14)～式(17)所示的评价函数E(Wc)。
(1)Wc＝0～2N-2-1的情况
Figure BDA0001776312440000131
(2)Wc＝2N-2～2N-1-1的情况
Figure BDA0001776312440000132
(3)Wc＝2N-1～2N-1+2N-2-1的情况
Figure BDA0001776312440000133
(4)Wc＝2N-1+2N-2～2N-1的情况
Figure BDA0001776312440000134
表校正部27定义评价函数E(Wc)后，按照在0°～360°内以360°/2N的宽度移位的每个控制码Wc，求出该评价函数E(Wc)最小的可变增益放大器13、14的增益GI(Wc)、GQ(Wc)。
求出评价函数E(Wc)最小的增益GI(Wc)、GQ(Wc)的处理相当于所谓的求解最优化问题的处理，作为求解最优化问题的方法，可以使用任意方法，但是，例如能够使用遗传算法等。
表校正部27按照每个控制码Wc求出评价函数E(Wc)最小的可变增益放大器13、14的增益GI(Wc)、GQ(Wc)后，将与表部21内的表中记录的控制码Wc对应的增益GI(Wc)、GQ(Wc)改写成已求出的增益GI(Wc)、GQ(Wc)，由此对控制码Wc与增益GI(Wc)、GQ(Wc)之间的关系进行校正(图2的步骤ST13)。
这里，图5是示出由表校正部27校正增益前后的移相量的特性的说明图。
校正增益之前的移相量的特性具有移相误差，因此，移相量的特性波动，但是，校正增益之后的移相量的特性消除了移相误差，因此，移相量的特性成为直线。
接着，对根据RF信号生成I信号和Q信号并输出I信号和Q信号的合成信号的、本发明的移相器的通常的处理内容进行说明。
增益控制部22从外部接收到与期望移相量对应的控制码Wc时，参照表部21中存储的表，取得与该控制码Wc对应的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ。
例如，如果期望移相量为90°，则取得与Wc＝2N-2对应的符号信号(PI、PQ)＝(-1、1)和增益(GI(2N-2)、GQ(2N-2))。该增益(GI(2N-2)、GQ(2N-2))是之前被改写的增益。
增益控制部22取得与该控制码Wc对应的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ时，对可变增益放大器13设定该符号信号PI和增益GI，对可变增益放大器14设定符号信号PQ和增益GQ。
向量合成移相部1的正交信号生成部11根据作为输入信号的差动的RF信号生成相互正交的I信号和Q信号，将差动的I信号输出到可变增益放大器13，将差动的Q信号输出到可变增益放大器14。
可变增益放大器13从正交信号生成部11接收到差动的I信号时，根据由增益控制部22设定的增益GI和符号信号PI所示的极性对该I信号进行放大和反转，将放大后的I信号输出到信号合成部15。
可变增益放大器14从正交信号生成部11接收到差动的Q信号时，根据由增益控制部22设定的增益GQ和符号信号PQ所示的极性对该Q信号进行放大和反转，将放大后的Q信号输出到信号合成部15。
信号合成部15从可变增益放大器13接收到放大后的差动的I信号且从可变增益放大器14接收到放大后的差动的Q信号时，对该I信号和Q信号进行合成，输出该I信号和Q信号的合成信号。
由上可知，根据本实施方式1，表校正部27根据振幅相位记录部26的记录内容确定向量合成移相部1的移相特性argOUT，使用该移相特性argOUT对表部21中记录的控制码Wc与增益GI(Wc)、GQ(Wc)之间的关系进行校正，因此，发挥能够改善向量合成移相部1的移相精度的效果。
即，根据本实施方式1，能够对控制码Wc与增益GI(Wc)、GQ(Wc)之间的关系进行校正，而不用在向量合成移相部1的信号线路上附加新的电路。因此，能够消除伴随着制造偏差等的移相误差，而不会受到伴随着附加新电路的特性劣化的影响。因此，能够提高向量合成型移相器的成品率。
在本实施方式1中，示出在移相精度校正电路2对表部21的表中记录的控制码Wc与增益GI(Wc)、GQ(Wc)之间的关系进行校正时，增益控制部22取得与对应于0°、90°、180°、270°移相量的控制码Wc成组的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ，对可变增益放大器13设定该符号信号PI和增益GI，对可变增益放大器14设定该符号信号PQ和增益GQ。
但是，移相精度校正电路2取得的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ不限于与对应于0°、90°、180°、270°移相量的控制码Wc成组的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ。
即，如果分别取得与对应于0°≦移相量<90°移相量、90°≦移相量<180°移相量、180°≦移相量<270°移相量、270°≦移相量<360°移相量的控制码Wc成组的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ，则与上述实施方式1同样，能够确定向量合成移相部1的移相特性argOUT，对表部21的表中记录的控制码Wc与增益GI(Wc)、GQ(Wc)之间的关系进行校正。
实施方式2
在上述实施方式1中，示出表校正部27根据移相量为0°时的振幅AI(0)和移相量为90°时的振幅AQ(2N-2)计算振幅AQ(2N-2)相对于振幅AI(0)的振幅比AQ/I1，并且根据移相量为180°时的振幅AI(2N-1)和移相量为270°时的振幅AQ(2N-1+2N-2)计算振幅AQ(2N-1+2N-2)相对于振幅AI(2N-1)的振幅比AQ/I2。
但是，振幅比AQ/I1不限于根据移相量为0°时的振幅AI(0)和移相量为90°时的振幅AQ(2N-2)来计算，例如，也可以根据移相量为0°时的振幅AI(0)和0°<移相量<180°的移相量时的振幅AQ来计算。
并且，振幅比AQ/I2不限于根据移相量为180°时的振幅AI(2N-1)和移相量为270°时的振幅AQ(2N-1+2N-2)来计算，例如，也可以根据移相量为180°时的振幅AI(2N-1)和180°<移相量<360°的移相量时的振幅AQ来计算。
在本实施方式2中说明如下例子：根据移相量为0°时的振幅AI(0)和移相量为45°时的振幅AQ(2N-3)计算振幅AQ(2N-3)相对于振幅AI(0)的振幅比AQ/I1，根据移相量为180°时的振幅AI(2N-1)和移相量为225°时的振幅AQ(2N-1+2N-3)计算振幅AQ(2N-1+2N-3)相对于振幅AI(2N -1)的振幅比AQ/I2。
具体而言，如下所述。
移相精度校正电路2的增益控制部22参照表部21中存储的表，取得与对应于45°移相量的控制码Wc成组的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ。
即，对应于45°移相量的控制码Wc为2N-3，因此，增益控制部22取得与Wc＝2N-3对应的(PI、PQ)＝(1、1)和(GI(2N-3)、GQ(2N-3))＝(1/√2、1/√2)。
增益控制部22取得符号信号(PI、PQ)＝(1、1)和增益((GI(2N-3)、GQ(2N-3))＝(1/√2、1/√2)时，对可变增益放大器13设定符号信号PI＝1和增益GI(2N-3)＝1/√2，对可变增益放大器14设定符号信号PQ＝1和增益GQ(2N-3)＝1/√2。并且，增益控制部22将控制码Wc＝2N-3输出到振幅相位记录部26。
向量合成移相部1的正交信号生成部11根据作为输入信号的差动的RF信号生成相互正交的I信号和Q信号，将差动的I信号输出到可变增益放大器13，将差动的Q信号输出到可变增益放大器14。
可变增益放大器13从正交信号生成部11接收到差动的I信号时，由增益控制部22设定的符号信号为PI＝1，增益GI(Wc)为GI(2N-3)＝1/√2，因此，不对该I信号的符号进行反转而以1/√2的增益对该I信号进行放大，将放大后的I信号输出到信号合成部15。
可变增益放大器14从正交信号生成部11接收到差动的Q信号时，由增益控制部22设定的符号信号为PQ＝1，增益GQ(Wc)为GQ(2N-3)＝1/√2，因此，不对该Q信号的符号进行反转而以1/√2的增益对该Q信号进行放大，将放大后的Q信号输出到信号合成部15。
信号合成部15从可变增益放大器13接收到放大后的差动的I信号且从可变增益放大器14接收到放大后的差动的Q信号时，对该I信号和Q信号进行合成，输出该I信号和Q信号的合成信号。
移相精度校正电路2的频率转换器23从信号合成部15接收到合成信号时，将其频率降频成例如中间频率等。
A/D转换器24将由频率转换器23转换频率后的合成信号转换成数字信号，将该数字信号输出到振幅相位检测器25。
振幅相位检测器25从A/D转换器24接收到数字信号时，检测该数字信号的相位θ45。
振幅相位检测器25检测到数字信号的相位θ45后，振幅相位记录部26记录从增益控制部22输出的控制码Wc＝2N-3与该相位θ45的组。
下面，如相位θ45(2N-3)那样表记控制码Wc＝2N-3时的相位θ45。
表校正部27根据振幅相位记录部26中记录的移相量为0°时的相位θI(0)和移相量为45°时的相位θ45(2N-3)，如下述式(18)所示，计算该相位θI(0)与相位θ45(2N-3)的相位差Δθ4。
Δθ4＝|θI(0)-θ45(2N-3)| (18)
表校正部27计算出相位差Δθ4后，如下述式(19)所示，计算该相位差Δθ4与理想值45°的误差即移相误差δ1，将该移相误差δ1记录在振幅相位记录部26中。
δ1＝Δθ4-45 (19)
表校正部27使用振幅相位记录部26中记录的移相误差α、β、δ1，如下述式(20)所示，计算振幅比AQ/I1，将该振幅比AQ/I1记录在振幅相位记录部26中。
Figure BDA0001776312440000171
移相精度校正电路2的增益控制部22参照表部21中存储的表，取得与对应于225°移相量的控制码Wc成组的符号信号PI、PQ和增益GI、GQ。
即，对应于225°移相量的控制码Wc为2N-1+2N-3，因此，增益控制部22取得与Wc＝2N-1+2N-3对应的(PI、PQ)＝(-1、-1)和(GI(2N-1+2N-3)、GQ(2N-1+2N-3))＝(1/√2、1/√2)。
增益控制部22取得符号信号(PI、PQ)＝(-1、-1)和增益((GI(2N-1+2N-3)、GQ(2N-1+2N -3))＝(1/√2、1/√2)时，对可变增益放大器13设定符号信号PI＝-1和增益GI(2N-1+2N-3)＝1/√2，对可变增益放大器14设定符号信号PQ＝-1和增益GQ(2N-1+2N-3)＝1/√2。并且，增益控制部22将控制码Wc＝2N-1+2N-3输出到振幅相位记录部26。
向量合成移相部1的正交信号生成部11根据作为输入信号的差动的RF信号生成相互正交的I信号和Q信号，将差动的I信号输出到可变增益放大器13，将差动的Q信号输出到可变增益放大器14。
可变增益放大器13从正交信号生成部11接收到差动的I信号时，由增益控制部22设定的符号信号为PI＝-1，增益GI(Wc)为GI(2N-1+2N-3)＝1/√2，因此，以1/√2的增益对该I信号进行放大并对符号进行反转，将符号反转的放大后的I信号输出到信号合成部15。
可变增益放大器14从正交信号生成部11接收到差动的Q信号时，由增益控制部22设定的符号信号为PQ＝-1，增益GQ(Wc)为GQ(2N-1+2N-3)＝1/√2，因此，以1/√2的增益对该Q信号进行放大并对符号进行反转，将符号反转的放大后的Q信号输出到信号合成部15。
信号合成部15从可变增益放大器13接收到放大后的差动的I信号且从可变增益放大器14接收到放大后的差动的Q信号时，对该I信号和Q信号进行合成，输出该I信号和Q信号的合成信号。
移相精度校正电路2的频率转换器23从信号合成部15接收到合成信号时，将其频率降频成例如中间频率等。
A/D转换器24将由频率转换器23转换频率后的合成信号转换成数字信号，将该数字信号输出到振幅相位检测器25。
振幅相位检测器25从A/D转换器24接收到数字信号时，检测该数字信号的相位θ225。
振幅相位检测器25检测到数字信号的相位θ225后，振幅相位记录部26记录从增益控制部22输出的控制码Wc＝2N-1+2N-3与该相位θ225的组。
下面，如相位θ225(2N-1+2N-3)那样表记控制码Wc＝2N-1+2N-3时的相位θ225。
表校正部27根据振幅相位记录部26中记录的移相量为180°时的相位θI(2N-1)和移相量为225°时的相位θ225(2N-1+2N-3)，如下述式(21)所示，计算该相位θI(2N-1)与相位θ225(2N -1+2N-3)的相位差Δθ5。
Δθ5＝|θI(2N-1)-θ225(2N-1+2N-3)| (21)
表校正部27计算出相位差Δθ5后，如下述式(22)所示，计算该相位差Δθ5与理想值45°(＝225°-180°)的误差即移相误差δ2，将该移相误差δ2记录在振幅相位记录部26中。
δ2＝Δθ5-45 (22)
表校正部27使用振幅相位记录部26中记录的移相误差α、γ、δ2，如下述式(23)所示，计算振幅比AQ/I2，将该振幅比AQ/I2记录在振幅相位记录部26中。
Figure BDA0001776312440000181
除此之外与上述实施方式1相同，因此省略详细说明。
在本实施方式2中，也与上述实施方式1同样，发挥能够改善向量合成移相部1的移相精度的效果。
即，根据本实施方式2，能够对控制码Wc与增益GI(Wc)、GQ(Wc)之间的关系进行校正，而不用在向量合成移相部1的信号线路上附加新的电路，因此，能够消除伴随着制造偏差等的移相误差，而不会受到伴随着附加新电路的特性劣化的影响。因此，能够提高向量合成型移相器的成品率。
另外，本发明能够在其发明的范围内进行各实施方式的自由组合、或各实施方式的任意结构要素的变形、或在各实施方式中省略任意结构要素。
产业上的可利用性
本发明的移相精度校正电路适用于对向量合成型移相器的移相精度进行校正。
标号说明
1：向量合成移相部；2：移相精度校正电路；11：正交信号生成部；12：向量信号合成器；13：可变增益放大器(第1可变增益放大器)；14：可变增益放大器(第2可变增益放大器)；15：信号合成部；21：表部；22：增益控制部；23：频率转换器；24：A/D转换器；25：振幅相位检测器(检测器)；26：振幅相位记录部(记录部)；27：表校正部。

Claims (4)

1.一种移相精度校正电路，其中，所述移相精度校正电路具有：
表部，其存储有对应于移相量的控制码与安装于向量合成型移相器的可变增益放大器的增益之间的关系；
增益控制部，其对所述可变增益放大器设定与所述控制码对应的增益；
检测器，其检测所述向量合成型移相器的输出信号的振幅和相位；
记录部，每当由所述增益控制部设定增益时，该记录部记录对应于该增益的控制码与由所述检测器检测到的振幅和相位的组；以及
校正部，其根据所述记录部的记录内容确定所述向量合成型移相器的移相特性，使用所述移相特性对所述表部中记录的控制码与增益之间的关系进行校正。
2.一种向量合成型移相器，其中，所述向量合成型移相器具有：
向量合成移相部，其由根据输入信号生成相互正交的第1信号和第2信号的正交信号生成部、对由所述正交信号生成部生成的第1信号进行放大的第1可变增益放大器、对由所述正交信号生成部生成的第2信号进行放大的第2可变增益放大器、以及对由所述第1可变增益放大器放大后的第1信号和由所述第2可变增益放大器放大后的第2信号进行合成并输出所述第1信号与所述第2信号的合成信号的信号合成部构成；
表部，其存储有对应于移相量的控制码与所述第1可变增益放大器和第2可变增益放大器的增益之间的关系；
增益控制部，其对所述第1可变增益放大器和第2可变增益放大器设定与所述控制码对应的增益；
检测器，其检测从所述信号合成部输出的合成信号的振幅和相位；
记录部，每当由所述增益控制部设定增益时，该记录部记录对应于该增益的控制码与由所述检测器检测到的振幅和相位的组；以及
校正部，其根据所述记录部的记录内容确定所述向量合成移相部的移相特性，使用所述移相特性对所述表部中记录的控制码与增益之间的关系进行校正。
3.根据权利要求2所述的向量合成型移相器，其中，
所述增益控制部依次设定多个增益作为所述第1可变增益放大器和第2可变增益放大器的增益，
所述校正部根据所述记录部的记录内容计算所述第1信号与所述第2信号的移相误差，根据所述移相误差和所述记录部的记录内容确定所述向量合成移相部的移相特性。
4.一种无线通信机，其中，所述无线通信机安装有向量合成型移相器，该向量合成型移相器具有：
向量合成移相部，其由根据输入信号生成相互正交的第1信号和第2信号的正交信号生成部、对由所述正交信号生成部生成的第1信号进行放大的第1可变增益放大器、对由所述正交信号生成部生成的第2信号进行放大的第2可变增益放大器、以及对由所述第1可变增益放大器放大后的第1信号和由所述第2可变增益放大器放大后的第2信号进行合成并输出所述第1信号与所述第2信号的合成信号的信号合成部构成；
表部，其存储有对应于移相量的控制码与所述第1可变增益放大器和第2可变增益放大器的增益之间的关系；
增益控制部，其对所述第1可变增益放大器和第2可变增益放大器设定与所述控制码对应的增益；
检测器，其检测从所述信号合成部输出的合成信号的振幅和相位；
记录部，每当由所述增益控制部设定增益时，该记录部记录对应于该增益的控制码与由所述检测器检测到的振幅和相位的组；以及
校正部，其根据所述记录部的记录内容确定所述向量合成移相部的移相特性，使用所述移相特性对所述表部中记录的控制码与增益之间的关系进行校正。
CN201680082568.XA 2016-03-02 2016-03-02 移相精度校正电路、向量合成型移相器和无线通信机 Active CN108702142B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2016/056429 WO2017149699A1 (ja) 2016-03-02 2016-03-02 移相精度校正回路、ベクトル合成型移相器及び無線通信機

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108702142A CN108702142A (zh) 2018-10-23
CN108702142B true CN108702142B (zh) 2021-07-27

Family

ID=59743609

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680082568.XA Active CN108702142B (zh) 2016-03-02 2016-03-02 移相精度校正电路、向量合成型移相器和无线通信机

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10530338B2 (zh)
EP (1) EP3422572B1 (zh)
JP (1) JP6271101B1 (zh)
CN (1) CN108702142B (zh)
WO (1) WO2017149699A1 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11128383B2 (en) * 2018-11-13 2021-09-21 Indian Institute Of Technology Bombay Receiver of coherent optical communication link and method of compensating carrier phase offset in receiver
US11545950B2 (en) 2019-06-03 2023-01-03 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for vector modulator phase shifters
CN113363695A (zh) * 2020-03-04 2021-09-07 康普技术有限责任公司 用于基站天线的组件、移相器和基站天线
WO2024013883A1 (ja) * 2022-07-13 2024-01-18 日本電信電話株式会社 位相調整回路

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0321963A1 (en) * 1987-12-23 1989-06-28 Advantest Corporation Impedance measuring apparatus
JP2003133906A (ja) * 2001-10-26 2003-05-09 Mitsubishi Electric Corp 移相器
CN1481606A (zh) * 2000-10-17 2004-03-10 ����ɭ�绰�ɷ����޹�˾ 通信系统
EP1603292A2 (en) * 2004-06-02 2005-12-07 Broadcom Corporation System and method for adjusting multiple control loops using common criteria
CN101076004A (zh) * 2006-05-16 2007-11-21 索尼株式会社 无线通信装置
CN102124649A (zh) * 2008-08-18 2011-07-13 日本电信电话株式会社 矢量和相移器、光收发机以及控制电路校正
CN204375965U (zh) * 2015-01-14 2015-06-03 合肥正弦波无线技术有限公司 一种可调幅度和相位的信号分配器

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06283966A (ja) * 1993-03-30 1994-10-07 Toshiba Corp π／２位相制御回路
JPH0818397A (ja) * 1994-06-27 1996-01-19 Hitachi Ltd ９０度移相器
JP3098464B2 (ja) * 1997-06-26 2000-10-16 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 ９０度移相回路
JP3709316B2 (ja) * 1999-05-28 2005-10-26 松下電器産業株式会社 通信装置及び通信方法
JP4558458B2 (ja) * 2004-11-25 2010-10-06 三菱電機株式会社 位相同期回路
US7126510B2 (en) * 2004-12-17 2006-10-24 Rambus Inc. Circuit calibration system and method
US20070015472A1 (en) * 2005-07-15 2007-01-18 Simo Murtojarvi Multimode transmitter, module, communication device and chip set
JP2008028681A (ja) * 2006-07-20 2008-02-07 Sony Corp 移相器、および移相方法
US8374297B2 (en) * 2008-09-15 2013-02-12 Intel Corporation Circuit, controller and methods for dynamic estimation and cancellation of phase and gain imbalances in quadrature signal paths of a receiver
US8953663B2 (en) * 2009-09-25 2015-02-10 Intel Corporation Calibration of quadrature imbalance via loopback phase shifts
US8565681B2 (en) * 2010-01-08 2013-10-22 Samsung Electro-Mechanics Systems, methods, and apparatuses for reducing interference at the front-end of a communications receiving device
US8538355B2 (en) * 2010-04-19 2013-09-17 Rf Micro Devices, Inc. Quadrature power amplifier architecture
US8989685B2 (en) * 2010-04-20 2015-03-24 Rf Micro Devices, Inc. Look-up table based configuration of multi-mode multi-band radio frequency power amplifier circuitry
JP5603785B2 (ja) * 2011-01-14 2014-10-08 株式会社日立国際電気 増幅装置
JP5834577B2 (ja) * 2011-07-21 2015-12-24 株式会社リコー 直交信号生成回路、直交信号生成回路の調整方法、及び無線通信装置
US9124361B2 (en) * 2011-10-06 2015-09-01 Raytheon Company Scalable, analog monopulse network
EP2582043A1 (en) * 2011-10-10 2013-04-17 Astrium Limited Control system for a power amplifier
US8514007B1 (en) * 2012-01-27 2013-08-20 Freescale Semiconductor, Inc. Adjustable power splitter and corresponding methods and apparatus
US9178541B2 (en) * 2013-10-24 2015-11-03 Marvell World Trade Ltd. Cartesian digital power amplifier using coordinate rotation
JP2016167781A (ja) * 2015-03-10 2016-09-15 富士通株式会社 無線通信装置及び無線通信装置の制御方法
US9876514B1 (en) * 2016-08-31 2018-01-23 Anokiwave, Inc. Calibration of active electronically steered antennas using on-chip programming

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0321963A1 (en) * 1987-12-23 1989-06-28 Advantest Corporation Impedance measuring apparatus
CN1481606A (zh) * 2000-10-17 2004-03-10 ����ɭ�绰�ɷ����޹�˾ 通信系统
JP2003133906A (ja) * 2001-10-26 2003-05-09 Mitsubishi Electric Corp 移相器
EP1603292A2 (en) * 2004-06-02 2005-12-07 Broadcom Corporation System and method for adjusting multiple control loops using common criteria
CN101076004A (zh) * 2006-05-16 2007-11-21 索尼株式会社 无线通信装置
CN102124649A (zh) * 2008-08-18 2011-07-13 日本电信电话株式会社 矢量和相移器、光收发机以及控制电路校正
CN204375965U (zh) * 2015-01-14 2015-06-03 合肥正弦波无线技术有限公司 一种可调幅度和相位的信号分配器

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A fully integrated 6-bit vector-sum phase shifter in 0.18 um CMOS;Evgeniy V. Balashov等;《2015 International Siberian Conference on Control and Communications (SIBCON)》;20150702;1-5 *
You Zheng等.Full 360∘Vector-Sum Phase-Shifter for Microwave System Applications.《 IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers》.2010,第57卷(第4期),752 - 758. *
交流稳定电源的电路设计;兰运寿;《电测与仪表》;19730730(第7期);22-31 *
固态前置放大器与频率转换器在速度欺骗中的应用;A.M.马德尼等;《雷达与对抗》(第11期);33-37 *

Also Published As

Publication number Publication date
US10530338B2 (en) 2020-01-07
EP3422572B1 (en) 2020-04-22
CN108702142A (zh) 2018-10-23
WO2017149699A1 (ja) 2017-09-08
US20180323771A1 (en) 2018-11-08
EP3422572A4 (en) 2019-04-03
EP3422572A1 (en) 2019-01-02
JP6271101B1 (ja) 2018-01-31
JPWO2017149699A1 (ja) 2018-03-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108702142B (zh) 移相精度校正电路、向量合成型移相器和无线通信机
EP3242403B1 (en) Apparatus and methods for phase synchronization of phase-locked loops
JP4573062B2 (ja) 位相雑音補正装置及びその方法
JP4574471B2 (ja) 歪補償直交変調器及び無線送信機
US8571161B2 (en) Electronic device for generating a fractional frequency
US20060121858A1 (en) Sigma delta transmitter circuits and transceiver using the same
US9197168B2 (en) Amplitude modulation to phase modulation (AMPM) distortion compensation
KR20050096173A (ko) 수신기에서의 코히어런트 적응적 캘리브레이션을 위한시스템들 및 방법들
US11545950B2 (en) Apparatus and methods for vector modulator phase shifters
JP6242553B1 (ja) ポリフェーズフィルタおよびフィルタ回路
US20130135016A1 (en) Dividing a frequency by 1.5 to produce a quadrature signal
WO2017174142A1 (en) Phase locked loop, phase locked loop arrangement, transmitter and receiver and method for providing an oscillator signal
CN107547458B (zh) Iq调制中镜像抑制参数的设置方法、装置及射频拉远单元
CN115443442A (zh) 使用具有自校正能力的多相滤波器的时钟生成架构
US9614664B2 (en) Wireless communication apparatus and method
JP5293441B2 (ja) 位相補正装置、位相補正方法
JP6408291B2 (ja) Ｉｑミスマッチ補正方法および送受信装置
US10027357B2 (en) Transmitter with compensating mechanism of pulling effect
US7443220B2 (en) Phase shift circuit and phase correcting method
CN104579192B (zh) 使用反馈控制的射频信号放大系统及方法
US8036611B2 (en) Polar transmitter, method and apparatus for phase modulation
EP4351008A1 (en) Rf chip to improve transmit channel flatness
JP4030538B2 (ja) 無線通信装置
JP2024075043A (ja) 移相量調整装置、及び、移相量調整方法
WO2012014394A1 (ja) 受信装置及び受信方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant