JP2003008399A - 移相器 - Google Patents
移相器Info
- Publication number
- JP2003008399A JP2003008399A JP2002115921A JP2002115921A JP2003008399A JP 2003008399 A JP2003008399 A JP 2003008399A JP 2002115921 A JP2002115921 A JP 2002115921A JP 2002115921 A JP2002115921 A JP 2002115921A JP 2003008399 A JP2003008399 A JP 2003008399A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- output
- transistors
- signal
- resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/22—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/18—Networks for phase shifting
- H03H7/21—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H2007/0192—Complex filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H2011/0494—Complex filters
Landscapes
- Filters And Equalizers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】広帯域かつ振幅・位相誤差の少ないポリフェー
ズフィルタを用いた低消費電力の移相器を実現する。 【解決手段】駆動回路が、入力信号Ｓｉの電圧値を電流
値に変換し対応する入力電流信号Ｃｉを出力する電圧電
流変換回路１を備え、ＲＣポリフェーズフィルタ２が、
入力電流信号Ｃｉの供給に応じて対応する多相移相電流
信号Ｃｏを出力し、負荷回路３が、多相移相電流信号Ｃ
ｏの電流値を電圧値に変換して対応する出力信号Ｖｏを
出力する多相の電流電圧変換回路を備える。
ズフィルタを用いた低消費電力の移相器を実現する。 【解決手段】駆動回路が、入力信号Ｓｉの電圧値を電流
値に変換し対応する入力電流信号Ｃｉを出力する電圧電
流変換回路１を備え、ＲＣポリフェーズフィルタ２が、
入力電流信号Ｃｉの供給に応じて対応する多相移相電流
信号Ｃｏを出力し、負荷回路３が、多相移相電流信号Ｃ
ｏの電流値を電圧値に変換して対応する出力信号Ｖｏを
出力する多相の電流電圧変換回路を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移相器に関し、特に
ディジタル通信等における直交変復調を行うための移相
器に関する。
ディジタル通信等における直交変復調を行うための移相
器に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル通信等においては、直交変復調
技術が重要な役割を有している。このような直交変復調
を行う場合、２つの直交した、すなわち、位相差が９０
度の信号であるローカル信号、又は高周波（ＲＦ）信号
が必要になる。このような直交信号を発生させる回路を
移相器と呼ぶ。
技術が重要な役割を有している。このような直交変復調
を行う場合、２つの直交した、すなわち、位相差が９０
度の信号であるローカル信号、又は高周波（ＲＦ）信号
が必要になる。このような直交信号を発生させる回路を
移相器と呼ぶ。
【０００３】この種の移相器に要求される特性として、
（１）位相誤差、振幅誤差が少ないこと、（２）広帯
域、（３）低消費電力が挙げられる。
（１）位相誤差、振幅誤差が少ないこと、（２）広帯
域、（３）低消費電力が挙げられる。
【０００４】移相器の構成は大きく分けて（Ａ）抵抗及
び容量を用いたＲＣフィルタにより構成するＲＣフィル
タ方式、及び（Ｂ）フリップフロップを用いた分周器方
式とがある。
び容量を用いたＲＣフィルタにより構成するＲＣフィル
タ方式、及び（Ｂ）フリップフロップを用いた分周器方
式とがある。
【０００５】（Ｂ）の分周器方式は、広い帯域にわたっ
て位相、振幅誤差が少ないという利点を持つが、分周比
倍だけ高い周波数の基準信号が必要なため、扱う周波数
がフリップフロップの動作上限周波数以上では用いるこ
とができないという欠点を有する。従って、本発明で
は、（Ａ）のＲＣフィルタ方式を対象として取り上げ
る。
て位相、振幅誤差が少ないという利点を持つが、分周比
倍だけ高い周波数の基準信号が必要なため、扱う周波数
がフリップフロップの動作上限周波数以上では用いるこ
とができないという欠点を有する。従って、本発明で
は、（Ａ）のＲＣフィルタ方式を対象として取り上げ
る。
【０００６】（Ａ）のＲＣフィルタ方式は、ＲＣの時定
数がＩＣ内部では固定なため、単にローパスフィルタ、
ハイパスフィルタを組み合わせただけでは振幅誤差が増
大してしまうので、ＰＬＬなどの補正回路が別途必要と
なる。また、オールパスフィルタによる移相器も考えら
れるが、ＲＣの定数がＩＣ製造上困難な比になることが
多く、実用上問題がある場合が多い。
数がＩＣ内部では固定なため、単にローパスフィルタ、
ハイパスフィルタを組み合わせただけでは振幅誤差が増
大してしまうので、ＰＬＬなどの補正回路が別途必要と
なる。また、オールパスフィルタによる移相器も考えら
れるが、ＲＣの定数がＩＣ製造上困難な比になることが
多く、実用上問題がある場合が多い。
【０００７】また、周波数が高くなるとＲＣの時定数を
小さくしなければならないが、ＩＣ内部で精度良く作成
できる容量値には限界があり、容量値をあまり小さくで
きないため抵抗値を小さくせねばならず、ＲＣフィルタ
の入力インピーダンスを下げざるを得ない。ＲＣフィル
タの駆動にはＲＣフィルタのインピーダンスの逆数に比
例した電流が必要になるため、高周波になればなるほど
消費電流が増大する。
小さくしなければならないが、ＩＣ内部で精度良く作成
できる容量値には限界があり、容量値をあまり小さくで
きないため抵抗値を小さくせねばならず、ＲＣフィルタ
の入力インピーダンスを下げざるを得ない。ＲＣフィル
タの駆動にはＲＣフィルタのインピーダンスの逆数に比
例した電流が必要になるため、高周波になればなるほど
消費電流が増大する。
【０００８】ＲＣフィルタで広い帯域で振幅、位相誤差
の小さい直交信号を得ようとする場合、よく知られてい
る回路構成として抵抗と容量を循環的に接続したポリフ
ェーズフィルタが挙げられる。しかしながら、ポリフェ
ーズフィルタは４相のＲＣフィルタであり、入力インピ
ーダンスは通常の単相のＲＣフィルタより小さくなるた
め駆動電流を大きくするか小振幅で用いるしかない。
の小さい直交信号を得ようとする場合、よく知られてい
る回路構成として抵抗と容量を循環的に接続したポリフ
ェーズフィルタが挙げられる。しかしながら、ポリフェ
ーズフィルタは４相のＲＣフィルタであり、入力インピ
ーダンスは通常の単相のＲＣフィルタより小さくなるた
め駆動電流を大きくするか小振幅で用いるしかない。
【０００９】特開平１１−２９８２９３号公報記載の従
来の移相器をブロックで示す図８を参照すると、この従
来の移相器は、駆動用の差動増幅器１０１と、縦続接続
したＮ段のＲＣポリフェーズフィルタ（以下ポリフェー
ズフィルタ）から成る位相シフタ２０１，・・・，２０
Ｎと、バッファ用差動増幅器３０１，・・・，３０Ｎと
を備える。
来の移相器をブロックで示す図８を参照すると、この従
来の移相器は、駆動用の差動増幅器１０１と、縦続接続
したＮ段のＲＣポリフェーズフィルタ（以下ポリフェー
ズフィルタ）から成る位相シフタ２０１，・・・，２０
Ｎと、バッファ用差動増幅器３０１，・・・，３０Ｎと
を備える。
【００１０】次に、図８を参照して、従来の移相器の動
作について説明すると、この従来の移相器では、位相シ
フタは差動増幅器１０１により駆動されるが、前記理由
により大きな駆動電流を流せないため、小振幅で駆動せ
ざるを得ない。また広帯域化のために位相シフタ２０
１，・・・，２０Ｎを多段縦続接続しているが、位相シ
フタ２０１，・・・，２０Ｎでの信号電圧の損失分は、
その間に設置されるバッファ用差動増幅器３０１，・・
・，３０Ｎにより増幅して補うといったことをしてい
る。このような構成では回路規模が増大し、従って消費
電力が増大してしまう。
作について説明すると、この従来の移相器では、位相シ
フタは差動増幅器１０１により駆動されるが、前記理由
により大きな駆動電流を流せないため、小振幅で駆動せ
ざるを得ない。また広帯域化のために位相シフタ２０
１，・・・，２０Ｎを多段縦続接続しているが、位相シ
フタ２０１，・・・，２０Ｎでの信号電圧の損失分は、
その間に設置されるバッファ用差動増幅器３０１，・・
・，３０Ｎにより増幅して補うといったことをしてい
る。このような構成では回路規模が増大し、従って消費
電力が増大してしまう。
【００１１】しかし、携帯機器のような電池駆動の機器
では、消費電力の増大はそのまま使用時間の短縮に繋が
り好ましくない。そこで、この種の携帯機器に移相器を
含むＲＦブロックを組み込む場合には、より低消費電力
の移相回路が望まれる。
では、消費電力の増大はそのまま使用時間の短縮に繋が
り好ましくない。そこで、この種の携帯機器に移相器を
含むＲＦブロックを組み込む場合には、より低消費電力
の移相回路が望まれる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の移相器
は、広帯域かつ振幅・位相誤差の少ないの移相器を得る
ためには複数段のポリフェーズフィルタから成る位相シ
フタを縦続接続し、小駆動振幅で駆動するため、中間に
バッファ用差動増幅器を設けて信号電圧の損失分を補償
するという構成としているので、回路規模の増大に伴い
消費電力が増大するという欠点があった。
は、広帯域かつ振幅・位相誤差の少ないの移相器を得る
ためには複数段のポリフェーズフィルタから成る位相シ
フタを縦続接続し、小駆動振幅で駆動するため、中間に
バッファ用差動増幅器を設けて信号電圧の損失分を補償
するという構成としているので、回路規模の増大に伴い
消費電力が増大するという欠点があった。
【００１３】本発明の目的は、広帯域かつ振幅・位相誤
差の少ないポリフェーズフィルタを用いた低消費電力の
移相器を提供することにある。
差の少ないポリフェーズフィルタを用いた低消費電力の
移相器を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明の移
相器は、複数の抵抗素子と抵抗素子と同数の容量素子と
から成る複数のＲＣ回路網を所定段数縦続接続して構成
し多相移相信号を出力するポリフェーズフィルタと、入
力信号の供給を受け前記ポリフェーズフィルタを駆動す
るための駆動信号を出力する駆動回路と、前記ポリフェ
ーズフィルタの出力する前記多相の移相信号の供給を受
け対応する出力信号を負荷に出力する負荷回路とを備え
る移相器において、前記駆動回路が、前記入力信号の電
圧値を電流値に変換し対応する入力電流信号を出力する
電圧電流変換回路を備え、前記ポリフェーズフィルタ
が、前記入力電流信号の供給に応じて対応する前記多相
移相信号である多相移相電流信号を出力し、前記負荷回
路が、前記多相移相電流信号の電流値を電圧値に変換し
て対応する前記出力信号を出力する多相の電流電圧変換
回路を備えて構成されている。
相器は、複数の抵抗素子と抵抗素子と同数の容量素子と
から成る複数のＲＣ回路網を所定段数縦続接続して構成
し多相移相信号を出力するポリフェーズフィルタと、入
力信号の供給を受け前記ポリフェーズフィルタを駆動す
るための駆動信号を出力する駆動回路と、前記ポリフェ
ーズフィルタの出力する前記多相の移相信号の供給を受
け対応する出力信号を負荷に出力する負荷回路とを備え
る移相器において、前記駆動回路が、前記入力信号の電
圧値を電流値に変換し対応する入力電流信号を出力する
電圧電流変換回路を備え、前記ポリフェーズフィルタ
が、前記入力電流信号の供給に応じて対応する前記多相
移相信号である多相移相電流信号を出力し、前記負荷回
路が、前記多相移相電流信号の電流値を電圧値に変換し
て対応する前記出力信号を出力する多相の電流電圧変換
回路を備えて構成されている。
【００１５】また、請求項２記載の発明は、請求項１記
載の移相器において、前記電圧電流変換回路が、各々の
エミッタが共通接続されて定電流源に接続され各々のベ
ースにバランス信号である前記入力信号の一方及び他方
が入力し各々のコレクタが前記ＲＣポリフェーズフィル
タの一方及び他方の入力端子の各々に接続されこのＲＣ
ポリフェーズフィルタに前記入力信号の電圧値に応じた
電流信号を供給するよう構成された第１及び第２のトラ
ンジスタから成る差動増幅器を備えて構成されている。
載の移相器において、前記電圧電流変換回路が、各々の
エミッタが共通接続されて定電流源に接続され各々のベ
ースにバランス信号である前記入力信号の一方及び他方
が入力し各々のコレクタが前記ＲＣポリフェーズフィル
タの一方及び他方の入力端子の各々に接続されこのＲＣ
ポリフェーズフィルタに前記入力信号の電圧値に応じた
電流信号を供給するよう構成された第１及び第２のトラ
ンジスタから成る差動増幅器を備えて構成されている。
【００１６】また、請求項３記載の発明は、請求項１記
載の移相器において、前記ＲＣポリフェーズフィルタ
が、第１〜第４の抵抗と、一端を前記第１の抵抗の他端
に他端を第２の抵抗の一端にそれぞれ接続した第１の容
量と、一端を前記第２の抵抗の他端に他端を前記第３の
抵抗の一端にそれぞれ接続した第２の容量と、一端を前
記第３の抵抗の他端に他端を前記第４の抵抗の一端にそ
れぞれ接続した第３の容量と、一端を前記第４の抵抗の
他端に他端を前記第１の抵抗の一端にそれぞれ接続した
第４の容量とを有し前記第１〜第４の抵抗の一端を第１
〜第４の入力端とし他端を第１〜第４の出力端とするＲ
Ｃ回路網を３段縦続接続して構成され、入力側の第１の
前記ＲＣ回路網の前記第１，第２の入力端を共通接続し
て前記入力電流信号の一方の供給を受け、前記第３，第
４の入力端を共通接続して前記入力電流信号の他方の供
給を受け、出力側の第３の前記ＲＣ回路網の前記第１〜
第４の出力端から第１〜第４の相の移相出力電流信号を
出力することを特徴とするものである。
載の移相器において、前記ＲＣポリフェーズフィルタ
が、第１〜第４の抵抗と、一端を前記第１の抵抗の他端
に他端を第２の抵抗の一端にそれぞれ接続した第１の容
量と、一端を前記第２の抵抗の他端に他端を前記第３の
抵抗の一端にそれぞれ接続した第２の容量と、一端を前
記第３の抵抗の他端に他端を前記第４の抵抗の一端にそ
れぞれ接続した第３の容量と、一端を前記第４の抵抗の
他端に他端を前記第１の抵抗の一端にそれぞれ接続した
第４の容量とを有し前記第１〜第４の抵抗の一端を第１
〜第４の入力端とし他端を第１〜第４の出力端とするＲ
Ｃ回路網を３段縦続接続して構成され、入力側の第１の
前記ＲＣ回路網の前記第１，第２の入力端を共通接続し
て前記入力電流信号の一方の供給を受け、前記第３，第
４の入力端を共通接続して前記入力電流信号の他方の供
給を受け、出力側の第３の前記ＲＣ回路網の前記第１〜
第４の出力端から第１〜第４の相の移相出力電流信号を
出力することを特徴とするものである。
【００１７】また、請求項４記載の発明は、請求項１記
載の移相器において、前記負荷回路が、前記ＲＣポリフ
ェーズフィルタの前記多相移相電流信号である４相信号
の各々を出力する第１〜第４の出力端子の各々に各々の
エミッタが接続されベースがバイアス電源に接続されベ
ース接地動作を行って前記多相移相電流信号の各々の入
力電流値をそれぞれ電圧値に変換する電流電圧変換回路
として動作する第１〜第４のトランジスタと、各々の一
端が前記第１〜第４のトランジスタの各々のコレクタに
他端が電源に接続した負荷用の第１〜第４の抵抗とを備
えて構成されている。
載の移相器において、前記負荷回路が、前記ＲＣポリフ
ェーズフィルタの前記多相移相電流信号である４相信号
の各々を出力する第１〜第４の出力端子の各々に各々の
エミッタが接続されベースがバイアス電源に接続されベ
ース接地動作を行って前記多相移相電流信号の各々の入
力電流値をそれぞれ電圧値に変換する電流電圧変換回路
として動作する第１〜第４のトランジスタと、各々の一
端が前記第１〜第４のトランジスタの各々のコレクタに
他端が電源に接続した負荷用の第１〜第４の抵抗とを備
えて構成されている。
【００１８】また、請求項５記載の発明は、請求項１記
載の移相器において、前記負荷回路が、前記ＲＣポリフ
ェーズフィルタの前記多相移相電流信号である４相信号
の各々を出力する第１〜第４の出力端子の各々に対し、
共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を前記第
１の出力端子に接続した第１の差動回路を構成する第
１，第２のトランジスタと、共通エミッタを前記第２の
出力端子に接続した第２の差動回路を構成する第３，第
４のトランジスタと、共通エミッタを前記第３の出力端
子に接続した第３の差動回路を構成する第５，第６のト
ランジスタと、共通エミッタを前記第４の出力端子に接
続した第４の差動回路を構成する第７，第８のトランジ
スタとを備え、前記第１，第３，第５，第７の各々のト
ランジスタのベースを共通接続して第１のローカル信号
入力端子とし、前記第２，第４，第６，第８のの各々の
トランジスタのベースを共通接続して第２のローカル信
号入力端子とし、外部からのバランスローカル信号の一
方を前記第１のローカル信号入力端子に他方を前記第２
のローカル信号入力端子にそれぞれ供給し、前記第１，
第５のトランジスタのコレクタを共通接続し、このコレ
クタ共通接続点に他端が電源に接続された第１の抵抗の
一端を接続して同相出力信号の一方の出力端子とし、前
記第２，第６のトランジスタのコレクタを共通接続し、
このコレクタ共通接続点に他端が電源に接続された第３
の抵抗の一端を接続して前記同相出力信号の他方の出力
端子とし、前記第３，第７のトランジスタのコレクタを
共通接続し、このコレクタ共通接続点に他端が電源に接
続された第２の抵抗の一端を接続して直交相出力信号の
一方の出力端子とし、前記第４，第８のトランジスタの
コレクタを共通接続し、このコレクタ共通接続点に他端
が電源に接続された第４の抵抗の一端を接続して前記直
交相出力信号の一方の出力端子とすることを特徴とする
ものである。
載の移相器において、前記負荷回路が、前記ＲＣポリフ
ェーズフィルタの前記多相移相電流信号である４相信号
の各々を出力する第１〜第４の出力端子の各々に対し、
共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を前記第
１の出力端子に接続した第１の差動回路を構成する第
１，第２のトランジスタと、共通エミッタを前記第２の
出力端子に接続した第２の差動回路を構成する第３，第
４のトランジスタと、共通エミッタを前記第３の出力端
子に接続した第３の差動回路を構成する第５，第６のト
ランジスタと、共通エミッタを前記第４の出力端子に接
続した第４の差動回路を構成する第７，第８のトランジ
スタとを備え、前記第１，第３，第５，第７の各々のト
ランジスタのベースを共通接続して第１のローカル信号
入力端子とし、前記第２，第４，第６，第８のの各々の
トランジスタのベースを共通接続して第２のローカル信
号入力端子とし、外部からのバランスローカル信号の一
方を前記第１のローカル信号入力端子に他方を前記第２
のローカル信号入力端子にそれぞれ供給し、前記第１，
第５のトランジスタのコレクタを共通接続し、このコレ
クタ共通接続点に他端が電源に接続された第１の抵抗の
一端を接続して同相出力信号の一方の出力端子とし、前
記第２，第６のトランジスタのコレクタを共通接続し、
このコレクタ共通接続点に他端が電源に接続された第３
の抵抗の一端を接続して前記同相出力信号の他方の出力
端子とし、前記第３，第７のトランジスタのコレクタを
共通接続し、このコレクタ共通接続点に他端が電源に接
続された第２の抵抗の一端を接続して直交相出力信号の
一方の出力端子とし、前記第４，第８のトランジスタの
コレクタを共通接続し、このコレクタ共通接続点に他端
が電源に接続された第４の抵抗の一端を接続して前記直
交相出力信号の一方の出力端子とすることを特徴とする
ものである。
【００１９】また、請求項６記載の発明は、請求項１記
載の移相器において、前記負荷回路が、前記ＲＣポリフ
ェーズフィルタの前記多相移相電流信号である４相信号
の各々を出力する第１〜第４の出力端子の各々に対し、
共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を前記第
１の出力端子に接続した第１の差動回路を構成する第
１，第２のトランジスタと、共通エミッタを前記第２の
出力端子に接続した第２の差動回路を構成する第３，第
４のトランジスタと、共通エミッタを前記第３の出力端
子に接続した第３の差動回路を構成する第５，第６のト
ランジスタと、共通エミッタを前記第４の出力端子に接
続した第４の差動回路を構成する第７，第８のトランジ
スタとを備え、前記第１，第６のトランジスタの各々の
ベースを共通接続し同相ローカル信号の一方を供給し、
前記第２，第５のトランジスタの各々のベースを共通接
続し前記同相ローカル信号の他方を供給し、前記第３，
第８のトランジスタの各々のベースを共通接続し直交相
ローカル信号の一方を供給し、前記第４，第７のトラン
ジスタの各々のベースを共通接続し前記直交相ローカル
信号の他方を供給し、前記第１，第３，第５，第７のト
ランジスタの各々のコレクタを共通接続して電源との間
に第１の抵抗を設け、この節点を出力信号の一方の出力
端子とし、前記第２，第４，第６，第８のトランジスタ
の各々のコレクタを共通接続して電源との間に第２の抵
抗を設け、この節点を前記出力信号の他方の出力端子と
することを特徴とするものである。
載の移相器において、前記負荷回路が、前記ＲＣポリフ
ェーズフィルタの前記多相移相電流信号である４相信号
の各々を出力する第１〜第４の出力端子の各々に対し、
共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を前記第
１の出力端子に接続した第１の差動回路を構成する第
１，第２のトランジスタと、共通エミッタを前記第２の
出力端子に接続した第２の差動回路を構成する第３，第
４のトランジスタと、共通エミッタを前記第３の出力端
子に接続した第３の差動回路を構成する第５，第６のト
ランジスタと、共通エミッタを前記第４の出力端子に接
続した第４の差動回路を構成する第７，第８のトランジ
スタとを備え、前記第１，第６のトランジスタの各々の
ベースを共通接続し同相ローカル信号の一方を供給し、
前記第２，第５のトランジスタの各々のベースを共通接
続し前記同相ローカル信号の他方を供給し、前記第３，
第８のトランジスタの各々のベースを共通接続し直交相
ローカル信号の一方を供給し、前記第４，第７のトラン
ジスタの各々のベースを共通接続し前記直交相ローカル
信号の他方を供給し、前記第１，第３，第５，第７のト
ランジスタの各々のコレクタを共通接続して電源との間
に第１の抵抗を設け、この節点を出力信号の一方の出力
端子とし、前記第２，第４，第６，第８のトランジスタ
の各々のコレクタを共通接続して電源との間に第２の抵
抗を設け、この節点を前記出力信号の他方の出力端子と
することを特徴とするものである。
【００２０】また、請求項７記載の発明は、請求項１記
載の移相器において、前記負荷回路が、前記ＲＣポリフ
ェーズフィルタの前記多相移相電流信号である４相信号
の各々を出力する第１〜第４の出力端子の各々に対し、
共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を前記第
１の出力端子に接続した第１の差動回路を構成する第
１，第２のトランジスタと、共通エミッタを前記第２の
出力端子に接続した第２の差動回路を構成する第３，第
４のトランジスタと、共通エミッタを前記第３の出力端
子に接続した第３の差動回路を構成する第５，第６のト
ランジスタと、共通エミッタを前記第４の出力端子に接
続した第４の差動回路を構成する第７，第８のトランジ
スタとを備え、前記第１〜第８のトランジスタの各々の
ベースを共通接続してバイアス電源に接続し、前記第
１，第４のトランジスタのコレクタを共通接続し、電源
との間に第１の抵抗を挿入し、この節点を第１の出力端
子とし移相０°の出力信号を出力し、前記第２，第７の
トランジスタのコレクタを共通接続し、前記電源との間
に第４の抵抗を挿入し、この節点を第４の出力端子とし
移相２７０°の出力信号を出力し、前記第３，第６のト
ランジスタのコレクタを共通接続し、前記電源との間に
第２の抵抗を挿入し、この節点を第２の出力端子とし移
相９０°の出力信号を出力し、前記第５，第８のトラン
ジスタのコレクタを共通接続し、前記電源との間に第３
の抵抗を挿入し、この節点を第３の出力端子とし移相１
８０°の出力信号を出力することを特徴とするものであ
る。
載の移相器において、前記負荷回路が、前記ＲＣポリフ
ェーズフィルタの前記多相移相電流信号である４相信号
の各々を出力する第１〜第４の出力端子の各々に対し、
共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を前記第
１の出力端子に接続した第１の差動回路を構成する第
１，第２のトランジスタと、共通エミッタを前記第２の
出力端子に接続した第２の差動回路を構成する第３，第
４のトランジスタと、共通エミッタを前記第３の出力端
子に接続した第３の差動回路を構成する第５，第６のト
ランジスタと、共通エミッタを前記第４の出力端子に接
続した第４の差動回路を構成する第７，第８のトランジ
スタとを備え、前記第１〜第８のトランジスタの各々の
ベースを共通接続してバイアス電源に接続し、前記第
１，第４のトランジスタのコレクタを共通接続し、電源
との間に第１の抵抗を挿入し、この節点を第１の出力端
子とし移相０°の出力信号を出力し、前記第２，第７の
トランジスタのコレクタを共通接続し、前記電源との間
に第４の抵抗を挿入し、この節点を第４の出力端子とし
移相２７０°の出力信号を出力し、前記第３，第６のト
ランジスタのコレクタを共通接続し、前記電源との間に
第２の抵抗を挿入し、この節点を第２の出力端子とし移
相９０°の出力信号を出力し、前記第５，第８のトラン
ジスタのコレクタを共通接続し、前記電源との間に第３
の抵抗を挿入し、この節点を第３の出力端子とし移相１
８０°の出力信号を出力することを特徴とするものであ
る。
【００２１】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００２２】本実施の形態の移相器は、複数の抵抗素子
と抵抗素子と同数の容量素子とから成る複数のＲＣ回路
網を所定段数縦続接続して構成し多相移相信号を出力す
るポリフェーズフィルタと、入力信号の供給を受け上記
ポリフェーズフィルタを駆動するための駆動信号を出力
する駆動回路と、上記ポリフェーズフィルタの出力する
多相の移相信号の供給を受け対応する出力信号を負荷に
出力する負荷回路とを備える移相器において、上記駆動
回路が、上記入力信号の電圧値を電流値に変換し対応す
る入力電流信号を出力する電圧電流変換回路を備え、上
記ポリフェーズフィルタが、上記入力電流信号の供給に
応じて対応する上記多相移相信号である多相移相電流信
号を出力し、上記負荷回路が、上記多相移相電流信号の
電流値を電圧値に変換して対応する上記出力信号を出力
する多相の電流電圧変換回路を備えて構成され、ポリフ
ェーズフィルタを電流駆動し、その出力電流を利用する
ことにより、もし電圧出力が必要であれば別途設けた負
荷インピーダンスを用いて電圧に変換すれば良く、これ
らは自由に選べるのでより高い電圧を得ることができ、
バッファ等の回路を省くことができること、また、本実
施の形態の移相器の出力電流に負荷インピーダンスでは
なく、他の回路ブロックを接続することにより、セット
の他のブロックで行う信号操作も同時に行うことがで
き、さらに回路の簡素化を行い得、さらなる低消費電力
化を実現できることを特徴とするものである。
と抵抗素子と同数の容量素子とから成る複数のＲＣ回路
網を所定段数縦続接続して構成し多相移相信号を出力す
るポリフェーズフィルタと、入力信号の供給を受け上記
ポリフェーズフィルタを駆動するための駆動信号を出力
する駆動回路と、上記ポリフェーズフィルタの出力する
多相の移相信号の供給を受け対応する出力信号を負荷に
出力する負荷回路とを備える移相器において、上記駆動
回路が、上記入力信号の電圧値を電流値に変換し対応す
る入力電流信号を出力する電圧電流変換回路を備え、上
記ポリフェーズフィルタが、上記入力電流信号の供給に
応じて対応する上記多相移相信号である多相移相電流信
号を出力し、上記負荷回路が、上記多相移相電流信号の
電流値を電圧値に変換して対応する上記出力信号を出力
する多相の電流電圧変換回路を備えて構成され、ポリフ
ェーズフィルタを電流駆動し、その出力電流を利用する
ことにより、もし電圧出力が必要であれば別途設けた負
荷インピーダンスを用いて電圧に変換すれば良く、これ
らは自由に選べるのでより高い電圧を得ることができ、
バッファ等の回路を省くことができること、また、本実
施の形態の移相器の出力電流に負荷インピーダンスでは
なく、他の回路ブロックを接続することにより、セット
の他のブロックで行う信号操作も同時に行うことがで
き、さらに回路の簡素化を行い得、さらなる低消費電力
化を実現できることを特徴とするものである。
【００２３】次に、本発明の第１の実施の形態をブロッ
クで示す図１を参照すると、この図に示す本実施の形態
の移相器は、移相対象の入力信号の電圧値を電流値に変
換し対応する入力電流信号を出力する電圧電流変換回路
１と、入力電流信号の供給を受けて所定の位相シフトを
行い多相、ここでは４相の移相電流信号を出力するＲＣ
ポリフェーズフィルタ２と、４相の移相電流信号の供給
を受け各相毎に電流電圧変換を行い対応する４相の出力
電圧信号を負荷に出力する負荷回路３とを備える。
クで示す図１を参照すると、この図に示す本実施の形態
の移相器は、移相対象の入力信号の電圧値を電流値に変
換し対応する入力電流信号を出力する電圧電流変換回路
１と、入力電流信号の供給を受けて所定の位相シフトを
行い多相、ここでは４相の移相電流信号を出力するＲＣ
ポリフェーズフィルタ２と、４相の移相電流信号の供給
を受け各相毎に電流電圧変換を行い対応する４相の出力
電圧信号を負荷に出力する負荷回路３とを備える。
【００２４】次に、図１を参照して本実施の形態の概略
動作について説明すると、移相対象の入力信号Ｓｉは電
圧電流変換回路１に入力し、電圧電流変換回路１は電圧
値の入力信号Ｓｉを信号電流に変換し入力電流信号Ｃｉ
を出力してＲＣポリフェーズフィルタ２に供給する。Ｒ
Ｃポリフェーズフィルタ２は、複数の抵抗素子と抵抗素
子と同数の容量素子とから成る複数のＲＣ回路網を所定
段数縦続接続して構成され、入力電流信号Ｃｉを移相
し、０°，９０°，１８０°，２７０°それぞれ移相し
た４相の移相電流信号Ｃｏを出力し、負荷回路３に供給
する。負荷回路３は、移相電流信号Ｃｏを電圧信号に変
換し出力信号Ｖｏを出力する。
動作について説明すると、移相対象の入力信号Ｓｉは電
圧電流変換回路１に入力し、電圧電流変換回路１は電圧
値の入力信号Ｓｉを信号電流に変換し入力電流信号Ｃｉ
を出力してＲＣポリフェーズフィルタ２に供給する。Ｒ
Ｃポリフェーズフィルタ２は、複数の抵抗素子と抵抗素
子と同数の容量素子とから成る複数のＲＣ回路網を所定
段数縦続接続して構成され、入力電流信号Ｃｉを移相
し、０°，９０°，１８０°，２７０°それぞれ移相し
た４相の移相電流信号Ｃｏを出力し、負荷回路３に供給
する。負荷回路３は、移相電流信号Ｃｏを電圧信号に変
換し出力信号Ｖｏを出力する。
【００２５】ここで、ＲＣポリフェーズフィルタ２の構
成例を回路図で示す図２を参照して、このＲＣポリフェ
ーズフィルタ２の動作について説明すると、ここでは、
説明の便宜上、縦続接続段数を２段として説明する。
成例を回路図で示す図２を参照して、このＲＣポリフェ
ーズフィルタ２の動作について説明すると、ここでは、
説明の便宜上、縦続接続段数を２段として説明する。
【００２６】まず左半分の（以下左側）ＲＣフィルタに
ついて、抵抗素子（以下抵抗）Ｒを４個並べて配置し、
各抵抗の左側（説明の便宜上入力側）の各端子を節点Ｎ
１〜Ｎ４、右側（説明の便宜上出力側）の各端子を節点
Ｎ５〜Ｎ８と命名する。４個の容量素子（以下容量）Ｃ
を節点Ｎ２とＮ５に、Ｎ３とＮ６に、Ｎ４とＮ７に、Ｎ
１とＮ８にと循環的に接続して左側ＲＣ回路網を形成す
る。さらに、この左側ＲＣ回路網と同一構成の右側ＲＣ
回路網を縦続接続する。同様に各抵抗の右側（出力側）
の各端子を節点Ｎ９〜Ｎ１２と命名し、４個の容量Ｃを
節点Ｎ６とＮ９に、Ｎ７とＮ１０に、Ｎ８とＮ１１、Ｎ
５とＮ１２にと循環的に接続する。
ついて、抵抗素子（以下抵抗）Ｒを４個並べて配置し、
各抵抗の左側（説明の便宜上入力側）の各端子を節点Ｎ
１〜Ｎ４、右側（説明の便宜上出力側）の各端子を節点
Ｎ５〜Ｎ８と命名する。４個の容量素子（以下容量）Ｃ
を節点Ｎ２とＮ５に、Ｎ３とＮ６に、Ｎ４とＮ７に、Ｎ
１とＮ８にと循環的に接続して左側ＲＣ回路網を形成す
る。さらに、この左側ＲＣ回路網と同一構成の右側ＲＣ
回路網を縦続接続する。同様に各抵抗の右側（出力側）
の各端子を節点Ｎ９〜Ｎ１２と命名し、４個の容量Ｃを
節点Ｎ６とＮ９に、Ｎ７とＮ１０に、Ｎ８とＮ１１、Ｎ
５とＮ１２にと循環的に接続する。
【００２７】節点Ｎ１〜Ｎ４の電圧をそれぞれｅ１，ｅ
２，ｅ３，ｅ４、電流をｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４とす
る。この電圧Ｅ1、電流Ｉ1をベクトルで、次式のように
表すことにする。なお、大文字Ｅ，Ｉはベクトル電圧、
電流を表すものとする。また、ｔは転置行列であること
を示す。
２，ｅ３，ｅ４、電流をｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４とす
る。この電圧Ｅ1、電流Ｉ1をベクトルで、次式のように
表すことにする。なお、大文字Ｅ，Ｉはベクトル電圧、
電流を表すものとする。また、ｔは転置行列であること
を示す。
【００２８】同様に、節点Ｎ９〜Ｎ１２についても、電
圧ベクトルＥ2、電流ベクトルＩ2を、次式のように表す
ことにする。なお、電流Ｉ2の向きは図に示すように外
（右）向きを正とする。
圧ベクトルＥ2、電流ベクトルＩ2を、次式のように表す
ことにする。なお、電流Ｉ2の向きは図に示すように外
（右）向きを正とする。
【００２９】このＲＣポリフェーズフィルタ２のアドミ
ッタンス行列Ｙ（Ｙはアドミッタンス行列ベクトルを表
す）は次式で定義される。
ッタンス行列Ｙ（Ｙはアドミッタンス行列ベクトルを表
す）は次式で定義される。
【００３０】アドミッタンス行列Ｙを次式で分割する
と、式１のように表せる。ここでωは角周波数、ｃは容
量のリアクタンス値、ｒは抵抗の抵抗値、ｊは虚数単位
である。
と、式１のように表せる。ここでωは角周波数、ｃは容
量のリアクタンス値、ｒは抵抗の抵抗値、ｊは虚数単位
である。
【００３１】
【００３２】このＲＣポリフェーズフィルタ２に信号電
圧を印可したとき出力に現れる信号電圧は、Ｙ行列をＧ
行列に変換して、このＧ行列を用い、次式で求められ
る。
圧を印可したとき出力に現れる信号電圧は、Ｙ行列をＧ
行列に変換して、このＧ行列を用い、次式で求められ
る。
【００３３】いま、節点Ｎ１とＮ２に正相の正弦波電圧
ｖｉｎ、節点Ｎ２とＮ３に逆相の正弦波電圧−ｖｉｎを
印可し、節点Ｎ９〜Ｎ１２から流れ出す電流をゼロ（す
なわち開放）とすると、節点Ｎ９〜Ｎ１２に現れる電圧
Ｅ2、入力電流Ｉ1は以下の式２，３で表される。
ｖｉｎ、節点Ｎ２とＮ３に逆相の正弦波電圧−ｖｉｎを
印可し、節点Ｎ９〜Ｎ１２から流れ出す電流をゼロ（す
なわち開放）とすると、節点Ｎ９〜Ｎ１２に現れる電圧
Ｅ2、入力電流Ｉ1は以下の式２，３で表される。
【００３４】
【００３５】ωが１／ｃｒで決まるカットオフ周波数に
等しいとき、Ｅ2，Ｉ1はそれぞれ次式４，５で表され
る。
等しいとき、Ｅ2，Ｉ1はそれぞれ次式４，５で表され
る。
【００３６】
【００３７】なお、行列の変換は非常に煩雑であり、冗
長となるため、途中の計算は省略する。Ｅ2の各成分、
つまり節点Ｎ９〜Ｎ１２の電圧は複素平面上で半径ｖｉ
ｎ／（√２）の円の上に有り、例えばｅ９は−４５°、
ｅ１０は−１３５°の偏角に有る。ｅ９を基準とする
と、ｅ１０，ｅ１１，ｅ１２はそれぞれ９０°，１８０
°，２７０°位相が遅れている。よってこれら４つの出
力は９０°移相されていることが確認できる。また式２
から、例えばｅ９とｅ１０との位相差を算出すると次式
６のようになる。
長となるため、途中の計算は省略する。Ｅ2の各成分、
つまり節点Ｎ９〜Ｎ１２の電圧は複素平面上で半径ｖｉ
ｎ／（√２）の円の上に有り、例えばｅ９は−４５°、
ｅ１０は−１３５°の偏角に有る。ｅ９を基準とする
と、ｅ１０，ｅ１１，ｅ１２はそれぞれ９０°，１８０
°，２７０°位相が遅れている。よってこれら４つの出
力は９０°移相されていることが確認できる。また式２
から、例えばｅ９とｅ１０との位相差を算出すると次式
６のようになる。
【００３８】仮に位相誤差の許容範囲が１°とすると、
この移相器の動作範囲は、式６の値が８９〜９０度の範
囲にあるωの値を求めることにより、ω＝０．８２９／
ｃｒからω＝１．２０６／ｃｒの間であることが計算で
きる。
この移相器の動作範囲は、式６の値が８９〜９０度の範
囲にあるωの値を求めることにより、ω＝０．８２９／
ｃｒからω＝１．２０６／ｃｒの間であることが計算で
きる。
【００３９】式６の逆正接関数の中のｅ９とｅ１０の比
（次式７）は、分子、分母の虚部の極性が違うだけで大
きさは同一であり、振幅誤差は無いことが分かる。
（次式７）は、分子、分母の虚部の極性が違うだけで大
きさは同一であり、振幅誤差は無いことが分かる。
【００４０】この移相器の９０°移相動作範囲をさらに
広げるには、ＲＣフィルタの縦続接続の段数を、例えば
３段、４段と増やせば良い。ただし段数を増やすほど出
力電圧の降下は大きくなる。
広げるには、ＲＣフィルタの縦続接続の段数を、例えば
３段、４段と増やせば良い。ただし段数を増やすほど出
力電圧の降下は大きくなる。
【００４１】式５から、この例のＲＣポリフェーズフィ
ルタ２の入力インピーダンスはｒ／（√２）であること
が分かる。
ルタ２の入力インピーダンスはｒ／（√２）であること
が分かる。
【００４２】現在移動体通信等で良く使われている周波
数は１ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚであるが、例えば１ＧＨｚ
で移相器を設計する場合、ＩＣ内に作成する容量を１ｐ
Ｆとすると、必要な抵抗値はｒ＝１／（２π×１ＧＨｚ
×１ｐＦ）＝１６０Ωとなる。
数は１ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚであるが、例えば１ＧＨｚ
で移相器を設計する場合、ＩＣ内に作成する容量を１ｐ
Ｆとすると、必要な抵抗値はｒ＝１／（２π×１ＧＨｚ
×１ｐＦ）＝１６０Ωとなる。
【００４３】この例の２段縦続接続のＲＣポリフェーズ
フィルタ２では、節点Ｎ１、Ｎ２及びＮ３、Ｎ４に約５
７Ωの負荷が有ることになり、ＩＣ内でこの低いインピ
ーダンスを駆動するには大きな電流が必要となる。実際
に必要とされる信号電圧は、例えば、最も頻繁に用いら
れるのは、ダブルバランスドミキサのローカル信号とし
てであるが、１００〜２００ｍＶｐｐほどである。この
信号電圧を得ようとすると、前述の約５７Ωの負荷を１
４０〜２８０ｍＶｐｐで駆動することになり、２．５ｍ
Ａ〜５ｍＡの正弦波電流を歪まず供給せねばならず、非
常に大きな消費電流となる。当然そのような大電流を流
すことは出来ないので、上述した従来例のようにＲＣポ
リフェーズフィルタ２に入力する信号電圧は低くし、そ
の出力電圧をバッファアンプで増幅して用いるといった
ことが行われる。
フィルタ２では、節点Ｎ１、Ｎ２及びＮ３、Ｎ４に約５
７Ωの負荷が有ることになり、ＩＣ内でこの低いインピ
ーダンスを駆動するには大きな電流が必要となる。実際
に必要とされる信号電圧は、例えば、最も頻繁に用いら
れるのは、ダブルバランスドミキサのローカル信号とし
てであるが、１００〜２００ｍＶｐｐほどである。この
信号電圧を得ようとすると、前述の約５７Ωの負荷を１
４０〜２８０ｍＶｐｐで駆動することになり、２．５ｍ
Ａ〜５ｍＡの正弦波電流を歪まず供給せねばならず、非
常に大きな消費電流となる。当然そのような大電流を流
すことは出来ないので、上述した従来例のようにＲＣポ
リフェーズフィルタ２に入力する信号電圧は低くし、そ
の出力電圧をバッファアンプで増幅して用いるといった
ことが行われる。
【００４４】そこで本実施の形態では、ＲＣポリフェー
ズフィルタ２を電圧で駆動するのではなく、電流で駆動
し、その出力電流を利用することにより、今まで必要で
あったバッファ等のブロックを削減し、低消費電力を実
現する。
ズフィルタ２を電圧で駆動するのではなく、電流で駆動
し、その出力電流を利用することにより、今まで必要で
あったバッファ等のブロックを削減し、低消費電力を実
現する。
【００４５】ＲＣポリフェーズフィルタ２に電流を供給
し、出力の電流を算出するには、次式で定義されるＨ行
列を用いれば良い。
し、出力の電流を算出するには、次式で定義されるＨ行
列を用いれば良い。
【００４６】入力電流ｉｉｎを節点Ｎ１、Ｎ２に、また
−ｉｉｎを節点Ｎ３、Ｎ４に印可する場合、出力電圧Ｅ
2を０（短絡）と仮定し、Ｙ行列をＨ行列に変換して出
力電流Ｉ2を求めると次式８のようになる。
−ｉｉｎを節点Ｎ３、Ｎ４に印可する場合、出力電圧Ｅ
2を０（短絡）と仮定し、Ｙ行列をＨ行列に変換して出
力電流Ｉ2を求めると次式８のようになる。
【００４７】ωが１／ｃｒのとき、前と同様に、次式９
を得る。
を得る。
【００４８】これらの式８，９はｖｉｎがｉｉｎになっ
ただけで式２，４と同一なので、電圧で駆動した場合と
同じように移相動作がなされていることが分かる。も
し、この出力電流を何がしかの負荷インピーダンスＺＬ
に印加すれば、信号電流を信号電圧 ｉｉｎ×ＺＬに変
換出来る。ｉｉｎとＺＬは能動素子の速度と電源電圧で
決まるダイナミックレンジに依存はするが、自由に選べ
るので、より高い出力信号電圧を得ることが出来る。
ただけで式２，４と同一なので、電圧で駆動した場合と
同じように移相動作がなされていることが分かる。も
し、この出力電流を何がしかの負荷インピーダンスＺＬ
に印加すれば、信号電流を信号電圧 ｉｉｎ×ＺＬに変
換出来る。ｉｉｎとＺＬは能動素子の速度と電源電圧で
決まるダイナミックレンジに依存はするが、自由に選べ
るので、より高い出力信号電圧を得ることが出来る。
【００４９】本実施の形態の具体的な構成を回路図で示
す図３を参照すると、電圧電流変換回路１は、各々のエ
ミッタが共通接続されて定電流源ＳＣ１１に接続され各
々のベースにバランス信号である入力信号Ｓｉの一方及
び他方が入力し各々のコレクタがＲＣポリフェーズフィ
ルタ２の一方及び他方の入力端子の各々に接続されこの
ＲＣポリフェーズフィルタ２に入力信号Ｓｉの電圧値に
応じた電流信号Ｃｉを供給するよう構成されたトランジ
スタＱ１１，Ｑ１２から成る差動増幅器１１を備える。
す図３を参照すると、電圧電流変換回路１は、各々のエ
ミッタが共通接続されて定電流源ＳＣ１１に接続され各
々のベースにバランス信号である入力信号Ｓｉの一方及
び他方が入力し各々のコレクタがＲＣポリフェーズフィ
ルタ２の一方及び他方の入力端子の各々に接続されこの
ＲＣポリフェーズフィルタ２に入力信号Ｓｉの電圧値に
応じた電流信号Ｃｉを供給するよう構成されたトランジ
スタＱ１１，Ｑ１２から成る差動増幅器１１を備える。
【００５０】ＲＣポリフェーズフィルタ２は、図２で説
明したＲＣポリフェーズフィルタを３段縦続接続構成と
したものである。すなわち、入力側ＲＣ回路網と出力側
ＲＣ回路網との中間に入力側及び出力側ＲＣ回路網と同
一構成の中央ＲＣ回路網を挿入し、入力電流信号Ｃｉの
一方及び他方の２つの入力端子と、４相の出力端子ａ，
ｂ，ｃ，ｄを有する。なお、この例では、説明の便宜
上、出力端子ａ，ｂの各々に直流的に対応する入力端子
Ａ，Ｂを共通接続して入力電流信号Ｃｉの一方に接続
し、出力端子ｃ，ｄの各々に直流的に対応する入力端子
Ｃ，Ｄを共通接続して入力電流信号Ｃｉの他方に接続す
るものとする。
明したＲＣポリフェーズフィルタを３段縦続接続構成と
したものである。すなわち、入力側ＲＣ回路網と出力側
ＲＣ回路網との中間に入力側及び出力側ＲＣ回路網と同
一構成の中央ＲＣ回路網を挿入し、入力電流信号Ｃｉの
一方及び他方の２つの入力端子と、４相の出力端子ａ，
ｂ，ｃ，ｄを有する。なお、この例では、説明の便宜
上、出力端子ａ，ｂの各々に直流的に対応する入力端子
Ａ，Ｂを共通接続して入力電流信号Ｃｉの一方に接続
し、出力端子ｃ，ｄの各々に直流的に対応する入力端子
Ｃ，Ｄを共通接続して入力電流信号Ｃｉの他方に接続す
るものとする。
【００５１】負荷回路３は、ＲＣポリフェーズフィルタ
２の４相出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄの各々に各々のエミッ
タが接続されベースがバイアス電源Ｖｂに接続されベー
ス接地動作を行って各出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄからの入
力電流値をそれぞれ電圧値に変換する電流電圧変換回路
として動作するトランジスタＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，
Ｑ３４と、各々の一端がトランジスタＱ３１，Ｑ３２，
Ｑ３３，Ｑ３４の各々のコレクタに他端が電源Ｖｃｃに
接続した負荷用の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４
とを備える。
２の４相出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄの各々に各々のエミッ
タが接続されベースがバイアス電源Ｖｂに接続されベー
ス接地動作を行って各出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄからの入
力電流値をそれぞれ電圧値に変換する電流電圧変換回路
として動作するトランジスタＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，
Ｑ３４と、各々の一端がトランジスタＱ３１，Ｑ３２，
Ｑ３３，Ｑ３４の各々のコレクタに他端が電源Ｖｃｃに
接続した負荷用の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４
とを備える。
【００５２】図３を参照して、本実施の形態の動作につ
いて説明すると、電圧電流変換回路１を構成する差動増
幅器１１は、入力電圧値の入力信号Ｓｉを信号電流に変
換し入力電流信号Ｃｉを出力してＲＣポリフェーズフィ
ルタ２に供給する。ＲＣポリフェーズフィルタ２は、入
力電流信号Ｃｉを移相し、４相出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄ
の各々から０°，９０°，１８０°，２７０°それぞれ
移相した４相の移相電流信号Ｃｏを出力し、負荷回路３
に供給する。負荷回路３は、移相電流信号Ｃｏを電圧信
号に変換しトランジスタＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３
４の各々のコレクタと抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ
３４の各々との節点から、０°，９０°，１８０°，２
７０°それぞれ移相した４相の移相出力信号Ｖｏを出力
する。
いて説明すると、電圧電流変換回路１を構成する差動増
幅器１１は、入力電圧値の入力信号Ｓｉを信号電流に変
換し入力電流信号Ｃｉを出力してＲＣポリフェーズフィ
ルタ２に供給する。ＲＣポリフェーズフィルタ２は、入
力電流信号Ｃｉを移相し、４相出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄ
の各々から０°，９０°，１８０°，２７０°それぞれ
移相した４相の移相電流信号Ｃｏを出力し、負荷回路３
に供給する。負荷回路３は、移相電流信号Ｃｏを電圧信
号に変換しトランジスタＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３
４の各々のコレクタと抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ
３４の各々との節点から、０°，９０°，１８０°，２
７０°それぞれ移相した４相の移相出力信号Ｖｏを出力
する。
【００５３】このような構成にすることによって、前に
述べたようにポリフェーズフィルタの出力を接地に近い
動作点にすることが出来、ポリフェーズフィルタ２の電
流出力を効率よく取り出すことができる。
述べたようにポリフェーズフィルタの出力を接地に近い
動作点にすることが出来、ポリフェーズフィルタ２の電
流出力を効率よく取り出すことができる。
【００５４】一例として、本実施の形態の回路でＲＣポ
リフェーズフィルタの時定数をＲ＝６３Ω，Ｃ＝１ｐＦ
として、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４の抵抗値
ＲＬ＝１ｋΩ、差動増幅器１１のエミッタ電流を１．５
ｍＡとしたときの出力の０°の相と９０°の相との位相
差及び振幅誤差を小信号でシミュレーションした結果を
図４（Ａ）に示す。振幅誤差は全帯域にわたって０ｄ
Ｂ、位相誤差が±１°の範囲は１．６８ＧＨｚから３．
８ＧＨｚまでである。また、差動増幅器１１の入力に２
ＧＨｚ、バランス１００ｍＶｐｐの信号を供給した場
合、出力に現れる信号電圧は、各相で６８ｍＶｐｐで有
った。この結果を図４（Ｂ）に示す。
リフェーズフィルタの時定数をＲ＝６３Ω，Ｃ＝１ｐＦ
として、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４の抵抗値
ＲＬ＝１ｋΩ、差動増幅器１１のエミッタ電流を１．５
ｍＡとしたときの出力の０°の相と９０°の相との位相
差及び振幅誤差を小信号でシミュレーションした結果を
図４（Ａ）に示す。振幅誤差は全帯域にわたって０ｄ
Ｂ、位相誤差が±１°の範囲は１．６８ＧＨｚから３．
８ＧＨｚまでである。また、差動増幅器１１の入力に２
ＧＨｚ、バランス１００ｍＶｐｐの信号を供給した場
合、出力に現れる信号電圧は、各相で６８ｍＶｐｐで有
った。この結果を図４（Ｂ）に示す。
【００５５】次に、本発明の第２の実施の形態を図３と
共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様
に回路図で示す図５を参照すると、この図に示す本実施
の形態の前述の第１の実施の形態との相違点は、負荷回
路３の代わりにトランジスタＱ４１〜Ｑ４８から成り２
組の双差動回路を構成する４組の差動増幅回路を有しダ
ブルバランスドミキサを構成し、単一のバランスローカ
ル信号Ｌｏで、直交復調する負荷回路３Ａを備えること
である。
共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様
に回路図で示す図５を参照すると、この図に示す本実施
の形態の前述の第１の実施の形態との相違点は、負荷回
路３の代わりにトランジスタＱ４１〜Ｑ４８から成り２
組の双差動回路を構成する４組の差動増幅回路を有しダ
ブルバランスドミキサを構成し、単一のバランスローカ
ル信号Ｌｏで、直交復調する負荷回路３Ａを備えること
である。
【００５６】負荷回路３Ａは、ＲＣポリフェーズフィル
タ２の４相の出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄの各々に対し、端
子ａにはトランジスタＱ４１，Ｑ４２で構成される差動
回路の共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を
接続し、端子ｂにはトランジスタＱ４３，Ｑ４４で構成
される差動回路の共通エミッタを接続し、端子ｃにはト
ランジスタＱ４５，Ｑ４６で構成される差動回路の共通
エミッタを接続し、端子ｄにはトランジスタＱ４７，Ｑ
４８で構成される差動回路の共通エミッタを接続する。
トランジスタＱ４１，Ｑ４３，Ｑ４５，Ｑ４７のベース
を共通接続して一方のローカル信号入力端子とし、トラ
ンジスタＱ４２，Ｑ４４，Ｑ４６，Ｑ４８のベースを共
通接続して他方のローカル信号入力端子とし、別途生成
したバランスローカル信号Ｌｏの一方及び他方の入力を
これらの一方及び他方のローカル信号入力端子にそれぞ
れ供給する。トランジスタＱ４１とＱ４５のコレクタを
共通接続し、負荷抵抗Ｒ３１を電源Ｖｃｃとの間に接続
し、この節点を同相信号Ｉの一方の出力端子とする。同
様に、トランジスタＱ４２，Ｑ４６のペアの各々のコレ
クタを共通接続し、負荷抵抗Ｒ３３を電源Ｖｃｃとの間
に接続し、この節点を同相信号Ｉの他方の出力端子とす
る。同様に、トランジスタＱ４３，Ｑ４７のペアの各々
のコレクタを共通接続し、負荷抵抗Ｒ３２を電源Ｖｃｃ
との間に接続し、この節点を直交信号Ｑの一方の出力端
子とする。同様に、トランジスタＱ４４，Ｑ４８のペア
の各々のコレクタを共通接続し、負荷抵抗Ｒ３４を電源
Ｖｃｃとの間に接続し、この節点を直交信号Ｑの他方の
出力端子とする。
タ２の４相の出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄの各々に対し、端
子ａにはトランジスタＱ４１，Ｑ４２で構成される差動
回路の共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を
接続し、端子ｂにはトランジスタＱ４３，Ｑ４４で構成
される差動回路の共通エミッタを接続し、端子ｃにはト
ランジスタＱ４５，Ｑ４６で構成される差動回路の共通
エミッタを接続し、端子ｄにはトランジスタＱ４７，Ｑ
４８で構成される差動回路の共通エミッタを接続する。
トランジスタＱ４１，Ｑ４３，Ｑ４５，Ｑ４７のベース
を共通接続して一方のローカル信号入力端子とし、トラ
ンジスタＱ４２，Ｑ４４，Ｑ４６，Ｑ４８のベースを共
通接続して他方のローカル信号入力端子とし、別途生成
したバランスローカル信号Ｌｏの一方及び他方の入力を
これらの一方及び他方のローカル信号入力端子にそれぞ
れ供給する。トランジスタＱ４１とＱ４５のコレクタを
共通接続し、負荷抵抗Ｒ３１を電源Ｖｃｃとの間に接続
し、この節点を同相信号Ｉの一方の出力端子とする。同
様に、トランジスタＱ４２，Ｑ４６のペアの各々のコレ
クタを共通接続し、負荷抵抗Ｒ３３を電源Ｖｃｃとの間
に接続し、この節点を同相信号Ｉの他方の出力端子とす
る。同様に、トランジスタＱ４３，Ｑ４７のペアの各々
のコレクタを共通接続し、負荷抵抗Ｒ３２を電源Ｖｃｃ
との間に接続し、この節点を直交信号Ｑの一方の出力端
子とする。同様に、トランジスタＱ４４，Ｑ４８のペア
の各々のコレクタを共通接続し、負荷抵抗Ｒ３４を電源
Ｖｃｃとの間に接続し、この節点を直交信号Ｑの他方の
出力端子とする。
【００５７】すなわち、トランジスタＱ４１，Ｑ４２，
Ｑ４５，Ｑ４６、及びトランジスタＱ４３，Ｑ４４，Ｑ
４７，Ｑ４８はそれぞれ双差動回路を構成する。
Ｑ４５，Ｑ４６、及びトランジスタＱ４３，Ｑ４４，Ｑ
４７，Ｑ４８はそれぞれ双差動回路を構成する。
【００５８】ＲＣポリフェーズフィルタ２の出力端子
ａ，ｂ，ｃ，ｄにおいて、端子ａを基準にすると０，９
０，１８０，２７０度の位相差を持った電流が流れるこ
とに注目すると、端子ａとｃはバランス出力、すなわ
ち、位相差１８０度になっており、トランジスタＱ４
１，Ｑ４２，Ｑ４５，Ｑ４６の双差動回路の動作と合わ
せると、いわゆるダブルバランスドミキサを構成してい
ることになる。
ａ，ｂ，ｃ，ｄにおいて、端子ａを基準にすると０，９
０，１８０，２７０度の位相差を持った電流が流れるこ
とに注目すると、端子ａとｃはバランス出力、すなわ
ち、位相差１８０度になっており、トランジスタＱ４
１，Ｑ４２，Ｑ４５，Ｑ４６の双差動回路の動作と合わ
せると、いわゆるダブルバランスドミキサを構成してい
ることになる。
【００５９】すなわち、負荷回路３Ａは、ダブルバラン
スドミキサであるので、差動増幅器１１に入力される入
力信号Ｓｉを相互に９０°移相した２つの信号に分割
し、それを同時に周波数変換して同相出力信号ＶｏＩ、
直交出力信号ＶｏＱを出力することになる。つまり本実
施の形態によれば、差動増幅器１１に直交変調された入
力信号Ｓｉを入力すると、単一のバランスローカル信号
Ｌｏで、直交復調が行える。
スドミキサであるので、差動増幅器１１に入力される入
力信号Ｓｉを相互に９０°移相した２つの信号に分割
し、それを同時に周波数変換して同相出力信号ＶｏＩ、
直交出力信号ＶｏＱを出力することになる。つまり本実
施の形態によれば、差動増幅器１１に直交変調された入
力信号Ｓｉを入力すると、単一のバランスローカル信号
Ｌｏで、直交復調が行える。
【００６０】この種のダブルバランスドミキサについて
は、例えばＧｒａｙ，Ｍｅｙｅｒ著Ａｎａｌｙｓｉｓ
ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ＡＮＡＬＯＧ ＩＮＴＥ
ＧＲＡＴＥＤ ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＴＨＩＲＤ ＥＤＩ
ＴＩＯＮ（アナログ集積回路の解析と設計、第３版）第
１０章など、広く文献で解説されているので、ここでは
詳細説明を省略する。
は、例えばＧｒａｙ，Ｍｅｙｅｒ著Ａｎａｌｙｓｉｓ
ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ＡＮＡＬＯＧ ＩＮＴＥ
ＧＲＡＴＥＤ ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＴＨＩＲＤ ＥＤＩ
ＴＩＯＮ（アナログ集積回路の解析と設計、第３版）第
１０章など、広く文献で解説されているので、ここでは
詳細説明を省略する。
【００６１】次に、本発明の第３の実施の形態を図５と
共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様
に回路図で示す図６を参照すると、この図に示す本実施
の形態の前述の第２の実施の形態との相違点は、負荷回
路３Ａの代わりにトランジスタＱ５１〜Ｑ５８から成り
２組の双差動回路を構成する４組の差動増幅回路を有し
２組のバランス直交ローカル信号（以下ローカル信号）
ＬｏＩ，ＬｏＱの供給を受け出力信号Ｖｏを出力するダ
ブルバランスドミキサを構成する負荷回路３Ｂを備える
ことである。
共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様
に回路図で示す図６を参照すると、この図に示す本実施
の形態の前述の第２の実施の形態との相違点は、負荷回
路３Ａの代わりにトランジスタＱ５１〜Ｑ５８から成り
２組の双差動回路を構成する４組の差動増幅回路を有し
２組のバランス直交ローカル信号（以下ローカル信号）
ＬｏＩ，ＬｏＱの供給を受け出力信号Ｖｏを出力するダ
ブルバランスドミキサを構成する負荷回路３Ｂを備える
ことである。
【００６２】負荷回路３Ｂは、ＲＣポリフェーズフィル
タ２の４相の出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄの各々に対し、端
子ａにはトランジスタＱ５１，Ｑ５２で構成される差動
回路の共通共通エミッタを接続し、端子ｂにはトランジ
スタＱ５３，Ｑ５４で構成される差動回路の共通エミッ
タを接続し、端子ｃにはトランジスタＱ５５，Ｑ５６で
構成される差動回路の共通エミッタを接続し、端子ｄに
はトランジスタＱ５７，Ｑ５８で構成される差動回路の
共通エミッタを接続する。
タ２の４相の出力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄの各々に対し、端
子ａにはトランジスタＱ５１，Ｑ５２で構成される差動
回路の共通共通エミッタを接続し、端子ｂにはトランジ
スタＱ５３，Ｑ５４で構成される差動回路の共通エミッ
タを接続し、端子ｃにはトランジスタＱ５５，Ｑ５６で
構成される差動回路の共通エミッタを接続し、端子ｄに
はトランジスタＱ５７，Ｑ５８で構成される差動回路の
共通エミッタを接続する。
【００６３】ただし、トランジスタＱ５１，Ｑ５２，Ｑ
５５，Ｑ５６の双差動回路ペアのベースと、トランジス
タＱ５３，Ｑ５４，Ｑ５７，Ｑ５８の双差動回路ペアの
ベースにはそれぞれ９０°移相したローカル信号ＬｏＩ
とＬｏＱを供給する。すなわち、トランジスタＱ５１，
Ｑ５６の各々のベースを共通接続しローカル信号ＬｏＩ
の一方を、トランジスタＱ５２，Ｑ５５の各々のベース
を共通接続しローカル信号ＬｏＩの他方をそれぞれ供給
し、トランジスタＱ５３，Ｑ５８の各々のベースを共通
接続しローカル信号ＬｏＱの一方を、トランジスタＱ５
４，Ｑ５７の各々のベースを共通接続しローカル信号Ｌ
ｏＱの他方をそれぞれ供給する。
５５，Ｑ５６の双差動回路ペアのベースと、トランジス
タＱ５３，Ｑ５４，Ｑ５７，Ｑ５８の双差動回路ペアの
ベースにはそれぞれ９０°移相したローカル信号ＬｏＩ
とＬｏＱを供給する。すなわち、トランジスタＱ５１，
Ｑ５６の各々のベースを共通接続しローカル信号ＬｏＩ
の一方を、トランジスタＱ５２，Ｑ５５の各々のベース
を共通接続しローカル信号ＬｏＩの他方をそれぞれ供給
し、トランジスタＱ５３，Ｑ５８の各々のベースを共通
接続しローカル信号ＬｏＱの一方を、トランジスタＱ５
４，Ｑ５７の各々のベースを共通接続しローカル信号Ｌ
ｏＱの他方をそれぞれ供給する。
【００６４】また、トランジスタＱ５１，Ｑ５３，Ｑ５
５，Ｑ５７のコレクタを共通接続して電源電圧Ｖｃｃと
の間に負荷抵抗Ｒ３１を設け、この節点を出力信号Ｖｏ
の一方の出力端子とする。同様にトランジスタＱ５２，
Ｑ５４，Ｑ５６，Ｑ５８のコレクタを共通接続して電源
電圧Ｖｃｃとの間に負荷抵抗Ｒ３２を設け、この節点を
出力信号Ｖｏの他方の出力端子とする。
５，Ｑ５７のコレクタを共通接続して電源電圧Ｖｃｃと
の間に負荷抵抗Ｒ３１を設け、この節点を出力信号Ｖｏ
の一方の出力端子とする。同様にトランジスタＱ５２，
Ｑ５４，Ｑ５６，Ｑ５８のコレクタを共通接続して電源
電圧Ｖｃｃとの間に負荷抵抗Ｒ３２を設け、この節点を
出力信号Ｖｏの他方の出力端子とする。
【００６５】この結果、ＲＣポリフェーズフィルタ２の
出力端子ａ，ｃの出力信号（以下出力ａ，ｃ）に関して
は、トランジスタＱ５１，Ｑ５２，Ｑ５５，Ｑ５６の双
差動回路とでダブルバランスドミキサ動作をしており、
ＲＣポリフェーズフィルタ２の出力端子ｂ，ｄの出力信
号（以下出力ｂ，ｄ）に関しては、トランジスタＱ５
３，Ｑ５４，Ｑ５７，Ｑ５８の双差動回路とで同様にダ
ブルバランスドミキサ動作をしておるので、出力Ｖｏは
これら２つのダブルバランスドミキサの合成信号になっ
ている。
出力端子ａ，ｃの出力信号（以下出力ａ，ｃ）に関して
は、トランジスタＱ５１，Ｑ５２，Ｑ５５，Ｑ５６の双
差動回路とでダブルバランスドミキサ動作をしており、
ＲＣポリフェーズフィルタ２の出力端子ｂ，ｄの出力信
号（以下出力ｂ，ｄ）に関しては、トランジスタＱ５
３，Ｑ５４，Ｑ５７，Ｑ５８の双差動回路とで同様にダ
ブルバランスドミキサ動作をしておるので、出力Ｖｏは
これら２つのダブルバランスドミキサの合成信号になっ
ている。
【００６６】この場合の動作について調べてみる。差動
増幅器１１の入力信号の角周波数をωＲＦ、ローカル信
号ＬｏＩ，ＬｏＱの角周波数をωＬｏとし、簡単化のた
め振幅、位相の絶対値を考えないものとすると、ＲＣポ
リフェーズフィルタ２の出力端子ａ，ｃ，は、ＲＦＩ＝
ｃｏｓ（ωＲＦｔ）の出力が現れ、同様に、出力端子
ｂ，ｄには、ＲＦＱ＝ｓｉｎ（ωＲＦｔ）の出力が現れ
ているとしてもよい。また、ローカル信号は振幅、位相
の絶対値を考えないものとすると、ＬｏＩ＝ｃｏｓ（ω
Ｌｏｔ）、ＬｏＱ＝ｓｉｎ（ωＬｏｔ）と表すことがで
きる。良く知られているようにミキサは乗算器であるか
ら、一次近似でこれらを掛け合わせて、変換利得が１に
なるように負荷を選び、これらの信号を加え合わせる
と、次式のようになる。 ＲＦＩ×ＬｏＩ＋ＲＦＱ×ＬｏＱ＝ｃｏｓ（ωＲＦｔ）×ｃｏｓ（ωＬｏｔ）＋ ｓｉｎ（ωＲＦｔ）×ｓｉｎ（ωＬｏｔ）＝ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＬｏ）ｔ・・・ ・・・・・・・・（１０） 上式から明らかなように、本実施の形態の負荷回路３Ｂ
では、単に、乗算したとき発生するｃｏｓ（ωＲＦ＋ω
Ｌｏ）ｔ項がなくなる。つまり、影像除去（イメージリ
ジェクション）動作を行なっていることになる。
増幅器１１の入力信号の角周波数をωＲＦ、ローカル信
号ＬｏＩ，ＬｏＱの角周波数をωＬｏとし、簡単化のた
め振幅、位相の絶対値を考えないものとすると、ＲＣポ
リフェーズフィルタ２の出力端子ａ，ｃ，は、ＲＦＩ＝
ｃｏｓ（ωＲＦｔ）の出力が現れ、同様に、出力端子
ｂ，ｄには、ＲＦＱ＝ｓｉｎ（ωＲＦｔ）の出力が現れ
ているとしてもよい。また、ローカル信号は振幅、位相
の絶対値を考えないものとすると、ＬｏＩ＝ｃｏｓ（ω
Ｌｏｔ）、ＬｏＱ＝ｓｉｎ（ωＬｏｔ）と表すことがで
きる。良く知られているようにミキサは乗算器であるか
ら、一次近似でこれらを掛け合わせて、変換利得が１に
なるように負荷を選び、これらの信号を加え合わせる
と、次式のようになる。 ＲＦＩ×ＬｏＩ＋ＲＦＱ×ＬｏＱ＝ｃｏｓ（ωＲＦｔ）×ｃｏｓ（ωＬｏｔ）＋ ｓｉｎ（ωＲＦｔ）×ｓｉｎ（ωＬｏｔ）＝ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＬｏ）ｔ・・・ ・・・・・・・・（１０） 上式から明らかなように、本実施の形態の負荷回路３Ｂ
では、単に、乗算したとき発生するｃｏｓ（ωＲＦ＋ω
Ｌｏ）ｔ項がなくなる。つまり、影像除去（イメージリ
ジェクション）動作を行なっていることになる。
【００６７】次に、本発明の第４の実施の形態を図３と
共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様
に回路図で示す図７を参照すると、この図に示す本実施
の形態の前述の第１の実施の形態との相違点は、負荷回
路３の代わりにトランジスタＱ６１〜Ｑ６８から成る４
組の差動増幅回路を有し４相出力信号を出力する負荷回
路３Ｃを備えることである。
共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様
に回路図で示す図７を参照すると、この図に示す本実施
の形態の前述の第１の実施の形態との相違点は、負荷回
路３の代わりにトランジスタＱ６１〜Ｑ６８から成る４
組の差動増幅回路を有し４相出力信号を出力する負荷回
路３Ｃを備えることである。
【００６８】図７を参照して、本実施の形態の動作につ
いて説明すると、ＲＣポリフェーズフィルタ２の４相出
力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄには、上述したように、端子ａを
基準に０°，９０°，１８０°，２７０°位相がシフト
した出力信号電流が現れるが、例えば、上述の図２にお
いて、電流ｉ９とｉ１０の和を取ったものと差を取った
ものとの比を考えると、次式１１のようになり、虚数の
項だけ残る。
いて説明すると、ＲＣポリフェーズフィルタ２の４相出
力端子ａ，ｂ，ｃ，ｄには、上述したように、端子ａを
基準に０°，９０°，１８０°，２７０°位相がシフト
した出力信号電流が現れるが、例えば、上述の図２にお
いて、電流ｉ９とｉ１０の和を取ったものと差を取った
ものとの比を考えると、次式１１のようになり、虚数の
項だけ残る。
【００６９】すなわち、あらゆる周波数において（ｉ９
＋ｉ１０）／（ｉ９−ｉ１０）は９０°移相されること
を示している。また振幅については、ωが１／ｃｒのと
きには式１０の大きさは１であり、振幅は等しくなる
が、周波数が１／ｃｒからずれるにしたがって振幅誤差
は増大することが分かる。
＋ｉ１０）／（ｉ９−ｉ１０）は９０°移相されること
を示している。また振幅については、ωが１／ｃｒのと
きには式１０の大きさは１であり、振幅は等しくなる
が、周波数が１／ｃｒからずれるにしたがって振幅誤差
は増大することが分かる。
【００７０】しかしこれは移相器出力に、例えばリミッ
タ等の振幅等化回路を付加することにより改善すること
が可能である。特に、ＲＣの時定数を最高動作周波数に
設定しておき、それより低い周波数については振幅等価
回路で振幅を一定にしてしまえば、非常に広い範囲にお
いて正確に９０°移相される移相器を得ることが出来
る。
タ等の振幅等化回路を付加することにより改善すること
が可能である。特に、ＲＣの時定数を最高動作周波数に
設定しておき、それより低い周波数については振幅等価
回路で振幅を一定にしてしまえば、非常に広い範囲にお
いて正確に９０°移相される移相器を得ることが出来
る。
【００７１】本実施の形態は、以上の機能を実現するも
のであり、ＲＣポリフェーズフィルタ２の出力端子ａ，
ｂ，ｃ，ｄに対し、出力端子ａにはトランジスタＱ６
１，Ｑ６２の差動回路の共通エミッタを、出力端子ｂに
はトランジスタＱ６３，Ｑ６４の差動回路の共通エミッ
タを、出力端子ｃにはトランジスタＱ６５，Ｑ６６の差
動回路の共通エミッタを、出力端子ｄにはトランジスタ
Ｑ６７，Ｑ６８の差動回路の共通エミッタをそれぞれ接
続し、これらのトランジスタのベースを別途設けたバイ
アス電圧源Ｖｂに接続する。トランジスタＱ６１とＱ６
４のコレクタを共通接続し、電源電圧Ｖｃｃとの間に負
荷抵抗Ｒ３１を挿入し、この節点を出力端子とする。こ
のようにすることでＲＣポリフェーズフィルタ２の出力
端子ａとｂに流れる電流の和を取り、出力信号０°を得
ている。
のであり、ＲＣポリフェーズフィルタ２の出力端子ａ，
ｂ，ｃ，ｄに対し、出力端子ａにはトランジスタＱ６
１，Ｑ６２の差動回路の共通エミッタを、出力端子ｂに
はトランジスタＱ６３，Ｑ６４の差動回路の共通エミッ
タを、出力端子ｃにはトランジスタＱ６５，Ｑ６６の差
動回路の共通エミッタを、出力端子ｄにはトランジスタ
Ｑ６７，Ｑ６８の差動回路の共通エミッタをそれぞれ接
続し、これらのトランジスタのベースを別途設けたバイ
アス電圧源Ｖｂに接続する。トランジスタＱ６１とＱ６
４のコレクタを共通接続し、電源電圧Ｖｃｃとの間に負
荷抵抗Ｒ３１を挿入し、この節点を出力端子とする。こ
のようにすることでＲＣポリフェーズフィルタ２の出力
端子ａとｂに流れる電流の和を取り、出力信号０°を得
ている。
【００７２】差に関しては出力端子ｂと、出力端子ｂの
逆相の出力端子ｄの出力電流との和を取れば良いのでト
ランジスタＱ６２とＱ６７のコレクタを共通接続し、電
源Ｖｃｃとの間に負荷抵抗Ｒ３４を挿入して、差信号、
すなわち、出力信号２７０°の出力としている。同様に
出力端子ｂとｃに関してはトランジスタＱ６３とＱ６６
のコレクタを共通接続し、電源Ｖｃｃとの間に負荷抵抗
Ｒ３２を挿入して、信号９０°の出力としている。出力
端子ｃとｄに関してはトランジスタＱ６５とＱ６８のコ
レクタを共通接続して、電源電圧Ｖｃｃとの間に負荷抵
抗Ｒ３３を接続して、出力信号１８０°を得るようにし
ている。こうすることにより広い帯域にわたって９０°
位相差を持つ信号を発生させる回路を実現できる。
逆相の出力端子ｄの出力電流との和を取れば良いのでト
ランジスタＱ６２とＱ６７のコレクタを共通接続し、電
源Ｖｃｃとの間に負荷抵抗Ｒ３４を挿入して、差信号、
すなわち、出力信号２７０°の出力としている。同様に
出力端子ｂとｃに関してはトランジスタＱ６３とＱ６６
のコレクタを共通接続し、電源Ｖｃｃとの間に負荷抵抗
Ｒ３２を挿入して、信号９０°の出力としている。出力
端子ｃとｄに関してはトランジスタＱ６５とＱ６８のコ
レクタを共通接続して、電源電圧Ｖｃｃとの間に負荷抵
抗Ｒ３３を接続して、出力信号１８０°を得るようにし
ている。こうすることにより広い帯域にわたって９０°
位相差を持つ信号を発生させる回路を実現できる。
【００７３】以上述べた第１〜第４の実施の形態におい
て、消費電流は高々差動増幅器１個分であり、特に第
２、第３の実施の形態では通常２個以上のダブルバラン
スドミキサが移相器の他に必要とされているが、これら
を省くことができ大幅に消費電力を低減することが可能
である。
て、消費電流は高々差動増幅器１個分であり、特に第
２、第３の実施の形態では通常２個以上のダブルバラン
スドミキサが移相器の他に必要とされているが、これら
を省くことができ大幅に消費電力を低減することが可能
である。
【００７４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の移相器
は、駆動回路が、入力信号の電圧値を電流値に変換し対
応する入力電流信号を出力する電圧電流変換回路を備
え、ＲＣポリフェーズフィルタが、上記入力電流信号の
供給に応じて対応する多相移相信号である多相移相電流
信号を出力し、負荷回路が、上記多相移相電流信号の電
流値を電圧値に変換して対応する出力信号を出力する多
相の電流電圧変換回路を備え、ＲＣポリフェーズフィル
タを電流駆動する構成とすることによって、移相器の信
号電力の効率的な利用及びダブルバランスドミキサ等他
の回路ブロック機能の移相器への取り込みを行うことが
でき、回路の簡素化、それによる消費電力の大幅な低減
が可能になるという効果がある。
は、駆動回路が、入力信号の電圧値を電流値に変換し対
応する入力電流信号を出力する電圧電流変換回路を備
え、ＲＣポリフェーズフィルタが、上記入力電流信号の
供給に応じて対応する多相移相信号である多相移相電流
信号を出力し、負荷回路が、上記多相移相電流信号の電
流値を電圧値に変換して対応する出力信号を出力する多
相の電流電圧変換回路を備え、ＲＣポリフェーズフィル
タを電流駆動する構成とすることによって、移相器の信
号電力の効率的な利用及びダブルバランスドミキサ等他
の回路ブロック機能の移相器への取り込みを行うことが
でき、回路の簡素化、それによる消費電力の大幅な低減
が可能になるという効果がある。
【図１】本発明の移相器の第１の実施の形態を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】本実施の形態の移相器のＲＣポリフェーズフィ
ルタの構成の一例を示す回路図である。
ルタの構成の一例を示す回路図である。
【図３】本実施の形態の移相器の具体的な構成を示す回
路図である。
路図である。
【図４】本実施の形態の移相器の動作の一例の小信号解
析結果を示すグラフ及び過渡解析結果を示す波形図であ
る。
析結果を示すグラフ及び過渡解析結果を示す波形図であ
る。
【図５】本発明の移相器の第２の実施の形態を示す回路
図である。
図である。
【図６】本発明の移相器の第３の実施の形態を示す回路
図である。
図である。
【図７】本発明の移相器の第４の実施の形態を示す回路
図である。
図である。
【図８】従来の移相器の一例を示すブロック図である。
１ 電圧電流変換回路
２ ＲＣポリフェーズフィルタ
３，３Ａ，３Ｂ，３Ｃ 負荷回路
１１，１０１ 差動増幅器
２０１，・・・，２０Ｎ 位相シフタ
３０１，・・・，３０Ｎ バッファ用差動増幅器
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ３１〜Ｑ３８，Ｑ４１〜Ｑ４８、Ｑ
５１〜Ｑ５８，Ｑ６１〜Ｑ６８ トランジスタ Ｒ３１〜Ｒ３４ 抵抗
５１〜Ｑ５８，Ｑ６１〜Ｑ６８ トランジスタ Ｒ３１〜Ｒ３４ 抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 石原 尚也
神奈川県川崎市中原区小杉町一丁目403番
53 エヌイーシーマイクロシステム株式会
社内
Ｆターム(参考） 5J098 AA02 AA11 AA14 AB03 AB31
AC04 AC22 AD24 DA04 DA09
Claims (7)
- 【請求項１】 複数の抵抗素子と抵抗素子と同数の容量
素子とから成る複数のＲＣ回路網を所定段数縦続接続し
て構成し多相移相信号を出力するポリフェーズフィルタ
と、入力信号の供給を受け前記ポリフェーズフィルタを
駆動するための駆動信号を出力する駆動回路と、前記ポ
リフェーズフィルタの出力する前記多相の移相信号の供
給を受け対応する出力信号を負荷に出力する負荷回路と
を備える移相器において、 前記駆動回路が、前記入力信号の電圧値を電流値に変換
し対応する入力電流信号を出力する電圧電流変換回路を
備え、 前記ポリフェーズフィルタが、前記入力電流信号の供給
に応じて対応する前記多相移相信号である多相移相電流
信号を出力し、 前記負荷回路が、前記多相移相電流信号の電流値を電圧
値に変換して対応する前記出力信号を出力する多相の電
流電圧変換回路を備えることを特徴とする移相器。 - 【請求項２】 前記電圧電流変換回路が、各々のエミッ
タが共通接続されて定電流源に接続され各々のベースに
バランス信号である前記入力信号の一方及び他方が入力
し各々のコレクタが前記ＲＣポリフェーズフィルタの一
方及び他方の入力端子の各々に接続されこのＲＣポリフ
ェーズフィルタに前記入力信号の電圧値に応じた電流信
号を供給するよう構成された第１及び第２のトランジス
タから成る差動増幅器を備えることを特徴とする請求項
１記載の移相器。 - 【請求項３】 前記ＲＣポリフェーズフィルタが、第１
〜第４の抵抗と、一端を前記第１の抵抗の他端に他端を
第２の抵抗の一端にそれぞれ接続した第１の容量と、一
端を前記第２の抵抗の他端に他端を前記第３の抵抗の一
端にそれぞれ接続した第２の容量と、一端を前記第３の
抵抗の他端に他端を前記第４の抵抗の一端にそれぞれ接
続した第３の容量と、一端を前記第４の抵抗の他端に他
端を前記第１の抵抗の一端にそれぞれ接続した第４の容
量とを有し前記第１〜第４の抵抗の一端を第１〜第４の
入力端とし他端を第１〜第４の出力端とするＲＣ回路網
を３段縦続接続して構成され、入力側の第１の前記ＲＣ
回路網の前記第１，第２の入力端を共通接続して前記入
力電流信号の一方の供給を受け、前記第３，第４の入力
端を共通接続して前記入力電流信号の他方の供給を受
け、出力側の第３の前記ＲＣ回路網の前記第１〜第４の
出力端から第１〜第４の相の移相出力電流信号を出力す
ることを特徴とする請求項１記載の移相器。 - 【請求項４】 前記負荷回路が、前記ＲＣポリフェーズ
フィルタの前記多相移相電流信号である４相信号の各々
を出力する第１〜第４の出力端子の各々に各々のエミッ
タが接続されベースがバイアス電源に接続されベース接
地動作を行って前記多相移相電流信号の各々の入力電流
値をそれぞれ電圧値に変換する電流電圧変換回路として
動作する第１〜第４のトランジスタと、 各々の一端が前記第１〜第４のトランジスタの各々のコ
レクタに他端が電源に接続した負荷用の第１〜第４の抵
抗とを備えることを特徴とする請求項１記載の移相器。 - 【請求項５】 前記負荷回路が、前記ＲＣポリフェーズ
フィルタの前記多相移相電流信号である４相信号の各々
を出力する第１〜第４の出力端子の各々に対し、 共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を前記第
１の出力端子に接続した第１の差動回路を構成する第
１，第２のトランジスタと、 共通エミッタを前記第２の出力端子に接続した第２の差
動回路を構成する第３，第４のトランジスタと、 共通エミッタを前記第３の出力端子に接続した第３の差
動回路を構成する第５，第６のトランジスタと、 共通エミッタを前記第４の出力端子に接続した第４の差
動回路を構成する第７，第８のトランジスタとを備え、 前記第１，第３，第５，第７の各々のトランジスタのベ
ースを共通接続して第１のローカル信号入力端子とし、 前記第２，第４，第６，第８のの各々のトランジスタの
ベースを共通接続して第２のローカル信号入力端子と
し、 外部からのバランスローカル信号の一方を前記第１のロ
ーカル信号入力端子に他方を前記第２のローカル信号入
力端子にそれぞれ供給し、 前記第１，第５のトランジスタのコレクタを共通接続
し、このコレクタ共通接続点に他端が電源に接続された
第１の抵抗の一端を接続して同相出力信号の一方の出力
端子とし、 前記第２，第６のトランジスタのコレクタを共通接続
し、このコレクタ共通接続点に他端が電源に接続された
第３の抵抗の一端を接続して前記同相出力信号の他方の
出力端子とし、 前記第３，第７のトランジスタのコレクタを共通接続
し、このコレクタ共通接続点に他端が電源に接続された
第２の抵抗の一端を接続して直交相出力信号の一方の出
力端子とし、 前記第４，第８のトランジスタのコレクタを共通接続
し、このコレクタ共通接続点に他端が電源に接続された
第４の抵抗の一端を接続して前記直交相出力信号の一方
の出力端子とすることを特徴とする請求項１記載の移相
器。 - 【請求項６】 前記負荷回路が、前記ＲＣポリフェーズ
フィルタの前記多相移相電流信号である４相信号の各々
を出力する第１〜第４の出力端子の各々に対し、 共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を前記第
１の出力端子に接続した第１の差動回路を構成する第
１，第２のトランジスタと、 共通エミッタを前記第２の出力端子に接続した第２の差
動回路を構成する第３，第４のトランジスタと、 共通エミッタを前記第３の出力端子に接続した第３の差
動回路を構成する第５，第６のトランジスタと、 共通エミッタを前記第４の出力端子に接続した第４の差
動回路を構成する第７，第８のトランジスタとを備え、 前記第１，第６のトランジスタの各々のベースを共通接
続し同相ローカル信号の一方を供給し、前記第２，第５
のトランジスタの各々のベースを共通接続し前記同相ロ
ーカル信号の他方を供給し、前記第３，第８のトランジ
スタの各々のベースを共通接続し直交相ローカル信号の
一方を供給し、前記第４，第７のトランジスタの各々の
ベースを共通接続し前記直交相ローカル信号の他方を供
給し、 前記第１，第３，第５，第７のトランジスタの各々のコ
レクタを共通接続して電源との間に第１の抵抗を設け、
この節点を出力信号の一方の出力端子とし、 前記第２，第４，第６，第８のトランジスタの各々のコ
レクタを共通接続して電源との間に第２の抵抗を設け、
この節点を前記出力信号の他方の出力端子とすることを
特徴とする請求項１記載の移相器。 - 【請求項７】 前記負荷回路が、前記ＲＣポリフェーズ
フィルタの前記多相移相電流信号である４相信号の各々
を出力する第１〜第４の出力端子の各々に対し、 共通接続されたエミッタ（以下共通エミッタ）を前記第
１の出力端子に接続した第１の差動回路を構成する第
１，第２のトランジスタと、 共通エミッタを前記第２の出力端子に接続した第２の差
動回路を構成する第３，第４のトランジスタと、 共通エミッタを前記第３の出力端子に接続した第３の差
動回路を構成する第５，第６のトランジスタと、 共通エミッタを前記第４の出力端子に接続した第４の差
動回路を構成する第７，第８のトランジスタとを備え、 前記第１〜第８のトランジスタの各々のベースを共通接
続してバイアス電源に接続し、 前記第１，第４のトランジスタのコレクタを共通接続
し、電源との間に第１の抵抗を挿入し、この節点を第１
の出力端子とし移相０°の出力信号を出力し、 前記第２，第７のトランジスタのコレクタを共通接続
し、前記電源との間に第４の抵抗を挿入し、この節点を
第４の出力端子とし移相２７０°の出力信号を出力し、 前記第３，第６のトランジスタのコレクタを共通接続
し、前記電源との間に第２の抵抗を挿入し、この節点を
第２の出力端子とし移相９０°の出力信号を出力し、 前記第５，第８のトランジスタのコレクタを共通接続
し、前記電源との間に第３の抵抗を挿入し、この節点を
第３の出力端子とし移相１８０°の出力信号を出力する
ことを特徴とする請求項１記載の移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002115921A JP2003008399A (ja) | 2001-04-20 | 2002-04-18 | 移相器 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001123052 | 2001-04-20 | ||
| JP2001-123052 | 2001-04-20 | ||
| JP2002115921A JP2003008399A (ja) | 2001-04-20 | 2002-04-18 | 移相器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003008399A true JP2003008399A (ja) | 2003-01-10 |
Family
ID=26613939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002115921A Pending JP2003008399A (ja) | 2001-04-20 | 2002-04-18 | 移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003008399A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100758713B1 (ko) | 2006-10-18 | 2007-09-14 | (주)에프씨아이 | 다중위상필터 |
| JP2007312315A (ja) * | 2006-05-22 | 2007-11-29 | Mitsubishi Electric Corp | ポリフェーズフィルタ回路、イメージリジェクションミクサ及び直交変調器 |
| WO2010021280A1 (ja) * | 2008-08-18 | 2010-02-25 | 日本電信電話株式会社 | ベクトル合成型移相器、光トランシーバおよび制御回路 |
| JP2011061383A (ja) * | 2009-09-08 | 2011-03-24 | Toyota Central R&D Labs Inc | アクティブポリフェーズフィルタ |
| JP2013118554A (ja) * | 2011-12-05 | 2013-06-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 位相変調器 |
| JP2013118555A (ja) * | 2011-12-05 | 2013-06-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 制御回路および位相変調器 |
| JPWO2017149698A1 (ja) * | 2016-03-02 | 2018-03-15 | 三菱電機株式会社 | ベクトル合成型移相器及び無線通信機 |
| CN110113024A (zh) * | 2019-04-18 | 2019-08-09 | 北京大学（天津滨海）新一代信息技术研究院 | 一种多相滤波电路 |
| EP3618273A4 (en) * | 2017-06-16 | 2020-04-15 | Mitsubishi Electric Corporation | HIGH FREQUENCY AMPLIFIER |
-
2002
- 2002-04-18 JP JP2002115921A patent/JP2003008399A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007312315A (ja) * | 2006-05-22 | 2007-11-29 | Mitsubishi Electric Corp | ポリフェーズフィルタ回路、イメージリジェクションミクサ及び直交変調器 |
| KR100758713B1 (ko) | 2006-10-18 | 2007-09-14 | (주)에프씨아이 | 다중위상필터 |
| WO2010021280A1 (ja) * | 2008-08-18 | 2010-02-25 | 日本電信電話株式会社 | ベクトル合成型移相器、光トランシーバおよび制御回路 |
| JP5266325B2 (ja) * | 2008-08-18 | 2013-08-21 | 日本電信電話株式会社 | ベクトル合成型移相器、光トランシーバおよび制御回路 |
| US8687968B2 (en) | 2008-08-18 | 2014-04-01 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Vector sum phase shifter, optical transceiver, and control circuit |
| JP2011061383A (ja) * | 2009-09-08 | 2011-03-24 | Toyota Central R&D Labs Inc | アクティブポリフェーズフィルタ |
| JP2013118554A (ja) * | 2011-12-05 | 2013-06-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 位相変調器 |
| JP2013118555A (ja) * | 2011-12-05 | 2013-06-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 制御回路および位相変調器 |
| JPWO2017149698A1 (ja) * | 2016-03-02 | 2018-03-15 | 三菱電機株式会社 | ベクトル合成型移相器及び無線通信機 |
| EP3618273A4 (en) * | 2017-06-16 | 2020-04-15 | Mitsubishi Electric Corporation | HIGH FREQUENCY AMPLIFIER |
| CN110113024A (zh) * | 2019-04-18 | 2019-08-09 | 北京大学（天津滨海）新一代信息技术研究院 | 一种多相滤波电路 |
| CN110113024B (zh) * | 2019-04-18 | 2023-06-09 | 北京大学（天津滨海）新一代信息技术研究院 | 一种多相滤波电路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6636085B2 (en) | Phase shifter with an RC polyphase filter | |
| US7414468B2 (en) | Amplifier, filter using the same, and radio communication device | |
| CN107863949B (zh) | 基于有源和无源相结合的x波段5位移相器 | |
| US7271647B2 (en) | Active polyphase filter | |
| US20070026835A1 (en) | Multiplier and radio communication apparatus using the same | |
| EP2201677A2 (en) | Gilbert cell mixer with linear transconductor stage | |
| KR20030054757A (ko) | 저역통과필터 및 고역통과필터 특성의 로드를 이용한 능동직교위상신호 발생기 | |
| JP2003008399A (ja) | 移相器 | |
| US5414383A (en) | Four quadrant multiplier circuit and a receiver including such a circuit | |
| US7979042B2 (en) | Generating phase shift based on adding two vectors with variable gains | |
| US5608796A (en) | Balanced phase splitting circuit | |
| US7043220B1 (en) | Image-rejection mixer having high linearity and high gain | |
| US20060252396A1 (en) | Phase generator using polyphase architecture | |
| US20120049920A1 (en) | Iq signal generation circuit | |
| US7424281B1 (en) | Image-rejection mixers having high linearity and high gain and RF circuits using the same | |
| Hornak et al. | An image-rejecting mixer and vector filter with 55-dB image rejection over process, temperature, and transistor mismatch | |
| US7138857B2 (en) | Signal processing device for mobile radio | |
| US8217715B2 (en) | Active polyphase filter producing two difference outputs having phase difference of π/2 radians | |
| JP2001358537A (ja) | 映像周波数を強固に排除する低ノイズ周波数コンバータ | |
| US7302011B1 (en) | Quadrature frequency doubling system | |
| US20080309436A1 (en) | Multi-input multi-output amplifier, an active inductor, a filter and a radio communication device | |
| US20060068742A1 (en) | High order trans-impedance filter with a single operational amplifier | |
| US11405001B2 (en) | Image rejection mixer and communication circuit | |
| JP6921358B2 (ja) | ミクサ | |
| US20200412339A1 (en) | Polyphase filter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20040121 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040318 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040406 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040914 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050705 |