JPS62135009A - 周波数特性補償回路 - Google Patents
周波数特性補償回路Info
- Publication number
- JPS62135009A JPS62135009A JP27464485A JP27464485A JPS62135009A JP S62135009 A JPS62135009 A JP S62135009A JP 27464485 A JP27464485 A JP 27464485A JP 27464485 A JP27464485 A JP 27464485A JP S62135009 A JPS62135009 A JP S62135009A
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- converter
- cosine equalizer
- compensation
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、−特性を補償する周波数特性補償回路に関す
る０ 〔発明の開示〕 ｔｎｘ 本発明は、−特性を補償する周波数特性補償回路におい
て、サンプリング間隔より短かい遅延時間の遅延素子を
用いて余弦等化器（コサインイコライザ）特性を有する
トランスバーサルフィルｘ 段側に挿入接続して上記−特性を補償することにより、
位相特性が平坦で歪が生じず、高次の補正をしなくとも
理想に近い良好な補正が可能な周波数特性補償回路を提
供するものである。
る０ 〔発明の開示〕 ｔｎｘ 本発明は、−特性を補償する周波数特性補償回路におい
て、サンプリング間隔より短かい遅延時間の遅延素子を
用いて余弦等化器（コサインイコライザ）特性を有する
トランスバーサルフィルｘ 段側に挿入接続して上記−特性を補償することにより、
位相特性が平坦で歪が生じず、高次の補正をしなくとも
理想に近い良好な補正が可能な周波数特性補償回路を提
供するものである。
例えば第７図に示すようなアナログ信号ｅ（ｔ）をディ
ジタル信号に変換する場合には、このアナログ信号ｅ
（ｔｌに対して一定のサンプリング周期Ｔｓで標本化（
サンプリング）を行い、量子化および符号化処理を施す
。このときの量子化誤差を無視して上記サンプリング波
高値データ信号をｅ （ｔｌと表わせば、Ｄ／Ａ変換器
においては、このサンプリング間隔Ｔｓのデータ信号ｅ
“（ｔｌが、第８図に示すように、期間Ｔｓだけ保持さ
れたような、いわゆる零次ホールトが行われた信号ｅｈ
（ｔｌを出力することになる〇 このような零次ホールド回路の伝達特性Ｇ（ω）は、と
なり、第９図のような曲線にて表わされる。この第９図
において、実線は振幅スペクトラムを、破線は位相ある
いは角度成分をそれぞれ示していｉｎｘ る。これは一般に、□特性として知られており、テレビ
ジョンカメラにおけるいわゆるアパーチャ特性とよく似
た特性でもある。
ジタル信号に変換する場合には、このアナログ信号ｅ
（ｔｌに対して一定のサンプリング周期Ｔｓで標本化（
サンプリング）を行い、量子化および符号化処理を施す
。このときの量子化誤差を無視して上記サンプリング波
高値データ信号をｅ （ｔｌと表わせば、Ｄ／Ａ変換器
においては、このサンプリング間隔Ｔｓのデータ信号ｅ
“（ｔｌが、第８図に示すように、期間Ｔｓだけ保持さ
れたような、いわゆる零次ホールトが行われた信号ｅｈ
（ｔｌを出力することになる〇 このような零次ホールド回路の伝達特性Ｇ（ω）は、と
なり、第９図のような曲線にて表わされる。この第９図
において、実線は振幅スペクトラムを、破線は位相ある
いは角度成分をそれぞれ示していｉｎｘ る。これは一般に、□特性として知られており、テレビ
ジョンカメラにおけるいわゆるアパーチャ特性とよく似
た特性でもある。
ｊｎｘ
このような□特性のため、信号の高域のレベルが低下す
るという欠点がある０これは、Ｄ／Ａ変換器の出力が理
想的なインパルス列でない限り必ず生ずるものである。
るという欠点がある０これは、Ｄ／Ａ変換器の出力が理
想的なインパルス列でない限り必ず生ずるものである。
そこで従来においては、Ｌ（コイル）、Ｃ（コンデンサ
）およびＲ（抵抗）を用いて成る第１０図に示すような
周波数特性補償回路３０により、高域を持ち上げて、上
記三二特性の補償を行っていた。この第１０図の回路３
０は、Ｄ／Ａ変換器３１からの出力の高域を増強するバ
イパス型の特性を有するアナログフィルタ回路あるいは
イコライザ回路であり、コンデンサＣ１抵抗Ｒ′ｊ６よ
びオペアンプ３２より成っている。この周波数特性補償
回路３０からの出力が出力端子群＃より取り出され、Ｌ
ＰＦ（ローパスフィルタ）等に送られる。
）およびＲ（抵抗）を用いて成る第１０図に示すような
周波数特性補償回路３０により、高域を持ち上げて、上
記三二特性の補償を行っていた。この第１０図の回路３
０は、Ｄ／Ａ変換器３１からの出力の高域を増強するバ
イパス型の特性を有するアナログフィルタ回路あるいは
イコライザ回路であり、コンデンサＣ１抵抗Ｒ′ｊ６よ
びオペアンプ３２より成っている。この周波数特性補償
回路３０からの出力が出力端子群＃より取り出され、Ｌ
ＰＦ（ローパスフィルタ）等に送られる。
ところで、第１０図のようなＣ，Ｒ等を用いたｉｎｘ
回路３０においては、上記第９図に示す□特性を補正し
きれず、正確に補正するためには、２次、３次といった
高次の補正を行わなければならず、さらに振幅を持ち上
げると、位相特性に影響が出て、波形の乱れを招いてい
た。また、高次の補正を行う場合には、試行錯誤的な手
法、いわゆるカントアンドトライにより回路の各定数を
決めてゆかなければならないことが多く、作業性が悪い
。
きれず、正確に補正するためには、２次、３次といった
高次の補正を行わなければならず、さらに振幅を持ち上
げると、位相特性に影響が出て、波形の乱れを招いてい
た。また、高次の補正を行う場合には、試行錯誤的な手
法、いわゆるカントアンドトライにより回路の各定数を
決めてゆかなければならないことが多く、作業性が悪い
。
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり
、Ｌ、Ｃ，Ｒ等を用いた高次の補正を行ｔｎｘ わなくとも、理想に近い一特性の補償が行え、位相特性
がフラットで位相歪等の生ずる虞れのない周波数特性補
償回路の提供を目的とする。
、Ｌ、Ｃ，Ｒ等を用いた高次の補正を行ｔｎｘ わなくとも、理想に近い一特性の補償が行え、位相特性
がフラットで位相歪等の生ずる虞れのない周波数特性補
償回路の提供を目的とする。
本発明に係る周波数特性補償回路の特徴は、Ｄ／Ａ変換
器からの出力の５ｉｎｘ−特性を補償する周波歓待性補
償回路において、ディジタル信号のサンプリング間隔よ
り短い遅延時間を持つ遅延素子をａｉｎ）（ 用いて余弦等化器特性を有し上記−特性を補償するトラ
ンスバーサルフィルタを構成し、このトランスバーサル
フィルタをＤ／Ａ変換器の出力側もしくはＡ／Ｄｆｉ換
器の入力側に挿入接続して成ることである。
器からの出力の５ｉｎｘ−特性を補償する周波歓待性補
償回路において、ディジタル信号のサンプリング間隔よ
り短い遅延時間を持つ遅延素子をａｉｎ）（ 用いて余弦等化器特性を有し上記−特性を補償するトラ
ンスバーサルフィルタを構成し、このトランスバーサル
フィルタをＤ／Ａ変換器の出力側もしくはＡ／Ｄｆｉ換
器の入力側に挿入接続して成ることである。
余弦等化器特性は、例えば１−にωＳωｔのようにｔｎ
ｘ なり、この振幅特性が一特性を高域まで良好に補償する
とともに、位相特性は略平坦（フラット）と見なせるた
め、高次の補正なしに理想に近い補償が可能となる。
ｘ なり、この振幅特性が一特性を高域まで良好に補償する
とともに、位相特性は略平坦（フラット）と見なせるた
め、高次の補正なしに理想に近い補償が可能となる。
第１図は本発明の一実施例および周辺回路の概略構成を
示すブロック回路図である。
示すブロック回路図である。
この第１図において、入力端子１カ）らのサンプリング
波高値ディジタル信号は、Ｄ／Ａ変換器２にて前述した
零次ホールドを伴ってアナロク信号ｉｎｘ に変換され、７特性補償のための余弦等化器（コサイン
イコライザ〕３に送られる。このコサインイコライザ３
は、入力側の端子４に一端が接続されたインピーダンス
ｚ（、の整合抵抗５と、この整合抵抗５の他端にそれぞ
れ一端が接続された遅延時間τの遅延線６および利得に
の可変抵抗器等より成る利得調整回路７と、高入力イン
ピーダンスの差動アンプ８と力）ら成り、遅延線６の他
端が差動アンプ８の非反転入力端子に、利得調整回路７
の他端が差動アンプ８の反転入力端子にそれぞれ接続さ
れている。差動アンプ８からの出力は、出力端子９より
取り出され、サンプリング周波数ｆＳ （＝１／ Ｔ
ｓ ）の約％程度のカットオフ周波１（７）ＬＰＦ（ｏ
−パスフィルタ）等に送られる。
波高値ディジタル信号は、Ｄ／Ａ変換器２にて前述した
零次ホールドを伴ってアナロク信号ｉｎｘ に変換され、７特性補償のための余弦等化器（コサイン
イコライザ〕３に送られる。このコサインイコライザ３
は、入力側の端子４に一端が接続されたインピーダンス
ｚ（、の整合抵抗５と、この整合抵抗５の他端にそれぞ
れ一端が接続された遅延時間τの遅延線６および利得に
の可変抵抗器等より成る利得調整回路７と、高入力イン
ピーダンスの差動アンプ８と力）ら成り、遅延線６の他
端が差動アンプ８の非反転入力端子に、利得調整回路７
の他端が差動アンプ８の反転入力端子にそれぞれ接続さ
れている。差動アンプ８からの出力は、出力端子９より
取り出され、サンプリング周波数ｆＳ （＝１／ Ｔ
ｓ ）の約％程度のカットオフ周波１（７）ＬＰＦ（ｏ
−パスフィルタ）等に送られる。
このような第１図に示すコサインイコライザ３は、遅延
線６の略開放端となる差動アンプ８との夕を構成したも
のである。
線６の略開放端となる差動アンプ８との夕を構成したも
のである。
コノヨウなコサインイコライザ３の伝達特性Ｇ（ω）は
、 Ｇ（ω１＝１−Ｋ（至）Ｓωτ １・・・・・
・・−―・・・・■て表わされ、第２図のような振幅特
性曲線となる。
、 Ｇ（ω１＝１−Ｋ（至）Ｓωτ １・・・・・
・・−―・・・・■て表わされ、第２図のような振幅特
性曲線となる。
位相特性はいわゆる定遅延特性であり、実際には平坦（
フラット）であると考えてよい。振幅特性は、第２図か
らも明らかなように、低域から高域になるに従って余弦
曲線（コサインカーブ）を描いてゲインが大きくなり、
ω＝π／τでピークに達する１）これ以上の周波数では
また余弦曲線によりゲインが小さくなり、これを周期的
に繰り返す。
フラット）であると考えてよい。振幅特性は、第２図か
らも明らかなように、低域から高域になるに従って余弦
曲線（コサインカーブ）を描いてゲインが大きくなり、
ω＝π／τでピークに達する１）これ以上の周波数では
また余弦曲線によりゲインが小さくなり、これを周期的
に繰り返す。
このような特性のコサインイコライザ３を用いｉｎｘ
て、Ｄ／Ａ変換器２の一特性の補償を行うわけである。
ここで第３図は、コサインイコライザ３の具体的な回路
構成の一例を示しており、第１図と対応する細分には同
一の指示符号を付している。この第３図の具体回路例に
おいて、上記Ｄ／Ａ変換器２からの零次ホールドされた
アナログ信号（第８図参照）は、入力端子４を介して、
分圧抵抗等より成る整合抵抗５の回路部に送られる。こ
の整合抵抗５の回路部からの出力は、高入力インピーダ
ンス素子であるＰＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑｌを
介し、可変抵抗器等より成る利得調整回路７に送られ、
また、整合抵抗５の回路部からの出力は、ガラス遅延線
等の遅延素子６Ａに送られる。
構成の一例を示しており、第１図と対応する細分には同
一の指示符号を付している。この第３図の具体回路例に
おいて、上記Ｄ／Ａ変換器２からの零次ホールドされた
アナログ信号（第８図参照）は、入力端子４を介して、
分圧抵抗等より成る整合抵抗５の回路部に送られる。こ
の整合抵抗５の回路部からの出力は、高入力インピーダ
ンス素子であるＰＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑｌを
介し、可変抵抗器等より成る利得調整回路７に送られ、
また、整合抵抗５の回路部からの出力は、ガラス遅延線
等の遅延素子６Ａに送られる。
この遅延素子６Ａの代りに、同軸ケーブル等を例えば２
ｍ程度丸めて設けたケーブル遅延線６Ｂを用いてもよい
。遅延素子６Ａからの遅延出力は、高入力インピーダン
ス素子であるＦＥＴＱ２を介して、差動トランジスタ対
Ｑ３等より成る差動アンプ８の一方の（例えば非反転）
入力端子に送られる。利得調整回路７からの出力は、差
動アンプ８の差動トランジスタ対Ｑ３の他方の入力端子
に送られる０差動アンプ８からの出力は、出力端子９よ
り取り出され、上述したＬＰＦ等に送られる。
ｍ程度丸めて設けたケーブル遅延線６Ｂを用いてもよい
。遅延素子６Ａからの遅延出力は、高入力インピーダン
ス素子であるＦＥＴＱ２を介して、差動トランジスタ対
Ｑ３等より成る差動アンプ８の一方の（例えば非反転）
入力端子に送られる。利得調整回路７からの出力は、差
動アンプ８の差動トランジスタ対Ｑ３の他方の入力端子
に送られる０差動アンプ８からの出力は、出力端子９よ
り取り出され、上述したＬＰＦ等に送られる。
いま、−例として、上記Ｄ／Ａ変換前のディジタル信号
のサンプリング周波数ｆｓを６４．８ ＭＨｚ（サンプ
リング間隔Ｔ３ ＝ １５．４３ｎｓ）とするとき、遅
延線６、すなわち第３図の遅延素子６Ａまたはケーブル
遅延線６Ｂの遅延時間τを上記サンプリング間隔Ｔｓよ
り短力１く、例えば５．７２ ｎｓとし、利得調整回路
７の利得（いわゆるタップ利得）Ｋを０．２０４８とす
れば、最も理想に近いｉｎｘ □補償特性が得られることが判明した。このときの補償
後の特性は、第４図の実線のようになり、第４図破線に
示す補償前の、すなわちＤ／Ａ変換直後の特性に比べて
、高域の振幅が大幅に改善されていることがわかる。す
なわち、第４図において、ナイキスト周波数（ｆｓ ／
２＝３２．４ＭＨｚ）の約８０９６の周波数に相当する
２６ＭＨｚまでの周波数帯域では、振幅特性の偏差が±
０．５ ｄＢ以内に抑えられており、略ナイキスト周波
数でアル３２ＭＨ２においても、偏差は約−１，０ｄＢ
と非常に少ない。
のサンプリング周波数ｆｓを６４．８ ＭＨｚ（サンプ
リング間隔Ｔ３ ＝ １５．４３ｎｓ）とするとき、遅
延線６、すなわち第３図の遅延素子６Ａまたはケーブル
遅延線６Ｂの遅延時間τを上記サンプリング間隔Ｔｓよ
り短力１く、例えば５．７２ ｎｓとし、利得調整回路
７の利得（いわゆるタップ利得）Ｋを０．２０４８とす
れば、最も理想に近いｉｎｘ □補償特性が得られることが判明した。このときの補償
後の特性は、第４図の実線のようになり、第４図破線に
示す補償前の、すなわちＤ／Ａ変換直後の特性に比べて
、高域の振幅が大幅に改善されていることがわかる。す
なわち、第４図において、ナイキスト周波数（ｆｓ ／
２＝３２．４ＭＨｚ）の約８０９６の周波数に相当する
２６ＭＨｚまでの周波数帯域では、振幅特性の偏差が±
０．５ ｄＢ以内に抑えられており、略ナイキスト周波
数でアル３２ＭＨ２においても、偏差は約−１，０ｄＢ
と非常に少ない。
ｔｈＬｘ
したがって、Ｄ／Ａ変換器２のＴ特性を補償するために
、遅延線６を用いたコサインイコライザ（余弦等化器）
３を使用することにより、従来のり、Ｃ，Ｒ等を用いた
フィルタの場合のように高次の補償をしなくとも理想に
近い補償が行えるのみならず、位相特性がフラットで位
相歪を無くすことができる。
、遅延線６を用いたコサインイコライザ（余弦等化器）
３を使用することにより、従来のり、Ｃ，Ｒ等を用いた
フィルタの場合のように高次の補償をしなくとも理想に
近い補償が行えるのみならず、位相特性がフラットで位
相歪を無くすことができる。
以上はＤ／Ａ変換器２の後段側にコサインイコライザ３
を挿入接続した例であるが、第５図に示すように、Ａ／
Ｄ変換器１１の前段側にコサインイコライザ３を挿入接
続してもよい。
を挿入接続した例であるが、第５図に示すように、Ａ／
Ｄ変換器１１の前段側にコサインイコライザ３を挿入接
続してもよい。
すなわちこの第５図において、入力端子１２には、ディ
ジタル伝送（あるいはディジタル記録再生）しようとす
るアナログ信号が供給されており、工 この入力アナログ信号は、いわゆるアンチメリアシング
用のＬＰＦ （ローパスフィルタ）１３を介ｈｘ して、上述したー特性補償用のコサインイコラィザ３に
供給される。このコサインイコライザ３からの出力が、
Ａ／Ｄ変換器１１に送られてティジタル信号に変換され
、出力端子１４より取り出されて、伝送（あるいは記録
再生）されるわけでｇｊｎｘ ある。このように、予めＡ／Ｄ変換側で上記−特性の補
償を行っておくことにより、Ｄ／Ａ変換ｉｎｘ 側での一特性補償を行う必要がなくなる。
ジタル伝送（あるいはディジタル記録再生）しようとす
るアナログ信号が供給されており、工 この入力アナログ信号は、いわゆるアンチメリアシング
用のＬＰＦ （ローパスフィルタ）１３を介ｈｘ して、上述したー特性補償用のコサインイコラィザ３に
供給される。このコサインイコライザ３からの出力が、
Ａ／Ｄ変換器１１に送られてティジタル信号に変換され
、出力端子１４より取り出されて、伝送（あるいは記録
再生）されるわけでｇｊｎｘ ある。このように、予めＡ／Ｄ変換側で上記−特性の補
償を行っておくことにより、Ｄ／Ａ変換ｉｎｘ 側での一特性補償を行う必要がなくなる。
この第５図の例においても、高次の補償をしなくとも良
好な補償が行え、平坦な位相特性の下でｉｎ ｘ の−特性補償が行えることは勿論である。
好な補償が行え、平坦な位相特性の下でｉｎ ｘ の−特性補償が行えることは勿論である。
さらに、上述した第２図のような余弦等化器特性（コサ
インイコライザ特性）は、一般のいわゆるトランスバー
サルフィルタによっても実現できる０ すなわち、上記コサインイコライザ３の代りに、例えば
第６図に示すように、２つの遅延累子２１゜２２、係数
乗算器２３．２４および加減算器２５により構成される
トランスバーサルフィルタ２０を用い、各乗算器２３．
２４の乗算係数α工、α２を互いに等しく（αｌ＝α２
）して余弦等化器特性（コサインイコライザ特性）を持
たせるようにしてもよい。
インイコライザ特性）は、一般のいわゆるトランスバー
サルフィルタによっても実現できる０ すなわち、上記コサインイコライザ３の代りに、例えば
第６図に示すように、２つの遅延累子２１゜２２、係数
乗算器２３．２４および加減算器２５により構成される
トランスバーサルフィルタ２０を用い、各乗算器２３．
２４の乗算係数α工、α２を互いに等しく（αｌ＝α２
）して余弦等化器特性（コサインイコライザ特性）を持
たせるようにしてもよい。
Ｄ／Ａ変換器における零次ホールドの伝達特注、ｉｎｘ
いわゆる−特性を、コサインイコライザ（余弦等化器）
特性、例えば１−Ｋ（Ｘ）Ｓωτの特性を用いて補償す
ることにより、位相特性がフラットで位相歪が生じるこ
となく、シかも、従来のように高次の補正をしなくとも
、理想に近い特性に補正することができる。
特性、例えば１−Ｋ（Ｘ）Ｓωτの特性を用いて補償す
ることにより、位相特性がフラットで位相歪が生じるこ
となく、シかも、従来のように高次の補正をしなくとも
、理想に近い特性に補正することができる。
第１図は本発明の一実施例を説明するためのブロック回
路図、第２図はコサインイコライザの伝達特性を示すグ
ラフ、第３図はコサインイコライザの具体的な回路構成
例を示す回路図、第４図は１ｎｘ −特性の補償を説明するためのグラフ、第５図は他の実
施例を説明するためのブロック図、第６図はコサインイ
コライザ特性のトランスバーサルフィルタの一例を示す
ブロック回路図、第７図はアナログ信号のサンプリング
を説明するための波形図、第８図はＤ／Ａ変換出力を示
す波形図、第９図は零次ホールド回路の伝達特性を示す
グラフ、第１０図は従来例を説明するためのブロック回
路図である。
路図、第２図はコサインイコライザの伝達特性を示すグ
ラフ、第３図はコサインイコライザの具体的な回路構成
例を示す回路図、第４図は１ｎｘ −特性の補償を説明するためのグラフ、第５図は他の実
施例を説明するためのブロック図、第６図はコサインイ
コライザ特性のトランスバーサルフィルタの一例を示す
ブロック回路図、第７図はアナログ信号のサンプリング
を説明するための波形図、第８図はＤ／Ａ変換出力を示
す波形図、第９図は零次ホールド回路の伝達特性を示す
グラフ、第１０図は従来例を説明するためのブロック回
路図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 Ｄ／Ａ変換器からの出力のｓｉｎＸ／Ｘ特性を補償する
周波数特性補償回路において、 ディジタル信号のサンプリング間隔より短い遅延時間を
持つ遅延素子を用いて余弦等化器特性を有し上記ｓｉｎ
Ｘ／Ｘ特性を補償するトランスバーサルフィルタを構成
し、 このトランスバーサルフィルタをＤ／Ａ変換器の出力側
もしくはＡ／Ｄ変換器の入力側に挿入接続して成ること
を特徴とする周波数特性補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27464485A JPS62135009A (ja) | 1985-12-06 | 1985-12-06 | 周波数特性補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27464485A JPS62135009A (ja) | 1985-12-06 | 1985-12-06 | 周波数特性補償回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62135009A true JPS62135009A (ja) | 1987-06-18 |
Family
ID=17544575
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27464485A Pending JPS62135009A (ja) | 1985-12-06 | 1985-12-06 | 周波数特性補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62135009A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5703852A (en) * | 1995-04-06 | 1997-12-30 | Sony Corporation | Optical disk reproducing apparatus having a cosine equalizer with boosted frequency characteristics |
| WO1998019457A1 (en) * | 1996-10-31 | 1998-05-07 | Isthmus Technology Group, L.P. | Transmitter and receiver circuits for transmission of voice, data and video signals for extended distances |
| JP5266325B2 (ja) * | 2008-08-18 | 2013-08-21 | 日本電信電話株式会社 | ベクトル合成型移相器、光トランシーバおよび制御回路 |
-
1985
- 1985-12-06 JP JP27464485A patent/JPS62135009A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5703852A (en) * | 1995-04-06 | 1997-12-30 | Sony Corporation | Optical disk reproducing apparatus having a cosine equalizer with boosted frequency characteristics |
| WO1998019457A1 (en) * | 1996-10-31 | 1998-05-07 | Isthmus Technology Group, L.P. | Transmitter and receiver circuits for transmission of voice, data and video signals for extended distances |
| JP5266325B2 (ja) * | 2008-08-18 | 2013-08-21 | 日本電信電話株式会社 | ベクトル合成型移相器、光トランシーバおよび制御回路 |
| US8687968B2 (en) | 2008-08-18 | 2014-04-01 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Vector sum phase shifter, optical transceiver, and control circuit |
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