JP2000049570A - 直線位相フィルタ回路 - Google Patents
直線位相フィルタ回路Info
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- JP2000049570A JP2000049570A JP10216706A JP21670698A JP2000049570A JP 2000049570 A JP2000049570 A JP 2000049570A JP 10216706 A JP10216706 A JP 10216706A JP 21670698 A JP21670698 A JP 21670698A JP 2000049570 A JP2000049570 A JP 2000049570A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 演算増幅器を用いた移相回路にて遅延回路を
構成することにより、安価な直線位相フィルタ回路を提
供する。 【解決手段】 フィルタ内にあって入力信号周波数に対
し線形な位相遅れをもたらす遅延回路１２，１３を、演
算増幅器１２ａ，１３ａを含む移相回路により構成した
から、全帯域の信号をゲイン１で通過させる全帯域通過
フィルタのような移相回路を用い、信号周波数に応じて
信号を進相させることで、所望の信号遅延を図ることが
できる。
構成することにより、安価な直線位相フィルタ回路を提
供する。 【解決手段】 フィルタ内にあって入力信号周波数に対
し線形な位相遅れをもたらす遅延回路１２，１３を、演
算増幅器１２ａ，１３ａを含む移相回路により構成した
から、全帯域の信号をゲイン１で通過させる全帯域通過
フィルタのような移相回路を用い、信号周波数に応じて
信号を進相させることで、所望の信号遅延を図ることが
できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、演算増幅器を用い
た遅延回路により安価に構成するようにした直線位相フ
ィルタ回路に関する。
た遅延回路により安価に構成するようにした直線位相フ
ィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２に示す直線位相フィルタ回路１は、
位相特性が線形すなわち遅延量が一定で、高域を強調し
た振幅特性を有するコサインイコライザと呼ばれる回路
であり、例えばビデオ信号に輪郭強調を施す画質調整回
路等に用いられる。この直線位相フィルタ回路１は、縦
列接続した一対の遅延回路２，３の初段入力と終段出力
を加算器４において加算し、この加算器４の出力を係数
器５において係数（ｋ）倍した後、減算器６において初
段出力から減算する構成であり、 Ｆ（ｓ）＝（−ｋ＋ｅ-s τ−ｋｓ-2s τ） なる伝達関数を有する。ただし、ｓはラプラス演算子で
ある。
位相特性が線形すなわち遅延量が一定で、高域を強調し
た振幅特性を有するコサインイコライザと呼ばれる回路
であり、例えばビデオ信号に輪郭強調を施す画質調整回
路等に用いられる。この直線位相フィルタ回路１は、縦
列接続した一対の遅延回路２，３の初段入力と終段出力
を加算器４において加算し、この加算器４の出力を係数
器５において係数（ｋ）倍した後、減算器６において初
段出力から減算する構成であり、 Ｆ（ｓ）＝（−ｋ＋ｅ-s τ−ｋｓ-2s τ） なる伝達関数を有する。ただし、ｓはラプラス演算子で
ある。
【０００３】ところで、上記伝達関数Ｆ（ｓ）は、 Ｆ（ｓ）＝（−ｋ＋ｅ-s τ−ｋｓ-2s τ） ＝ｅ-s τ（−ｋｅs τ＋１−ｋｅ-s τ） ＝ｅ-s τ［１−ｋ（ｅs τ＋ｅ-s τ）］ のごとく変形でき、周波数領域における振幅特性を求め
るため、ｓ＝ｊωと置いて整理すると、 Ｆ（ｊω）＝ｅ-j ωτ［１−ｋ（ｅj ωτ＋ｅ-j ωτ）］ ＝ｅ-j ωτ［１−２ｋcosωτ］ が得られる。すなわち、このフィルタ回路１の振幅特性
は、 ｜Ｈ（ｊω）｜＝｜１−２ｋcosωτ｜ となる。
るため、ｓ＝ｊωと置いて整理すると、 Ｆ（ｊω）＝ｅ-j ωτ［１−ｋ（ｅj ωτ＋ｅ-j ωτ）］ ＝ｅ-j ωτ［１−２ｋcosωτ］ が得られる。すなわち、このフィルタ回路１の振幅特性
は、 ｜Ｈ（ｊω）｜＝｜１−２ｋcosωτ｜ となる。
【０００４】この振幅特性からも明らかなように、フィ
ルタ回路１の濾波特性は、入力信号の周波数ｆ（＝ω／
２π）を変数とする余弦関数をもって振幅等化処理を施
すものであり、コサインイコライザと呼ばれる所以がこ
こにある。また、フィルタ回路１の位相項はｅ-j ωτで
あり、位相の大きさを表すωτはωの１次関数であるか
ら、その大きさはω（＝２πｆ）に比例して直線的に大
きくなる。すなわち、直線位相フィルタと呼ばれる所以
がここにある。
ルタ回路１の濾波特性は、入力信号の周波数ｆ（＝ω／
２π）を変数とする余弦関数をもって振幅等化処理を施
すものであり、コサインイコライザと呼ばれる所以がこ
こにある。また、フィルタ回路１の位相項はｅ-j ωτで
あり、位相の大きさを表すωτはωの１次関数であるか
ら、その大きさはω（＝２πｆ）に比例して直線的に大
きくなる。すなわち、直線位相フィルタと呼ばれる所以
がここにある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記フィルタ回路１
は、一対の遅延回路２，３にそれぞれ設定する遅延時間
τが非常に重要であり、従来は、コイルとコンデンサか
らなるＬＣ回路か、或いは半導体を用いたディレイライ
ン等を用いて遅延回路２，３を構成していた。しかしな
がら、ＬＣ回路は、遅延時間精度が悪く、信号周波数に
よって信号レベルが変動しやすく、実用上満足できるも
のが少ないといった課題があった。また、ディレイライ
ンとしてガラス遅延線は、ガラス内部で振動に変換して
遅延させるだけであるため、安価に構成できる半面、長
時間の遅延は望めず、また周波数特性や時間軸特性或い
はＳ／Ｎなどの特性が芳しくなく、物理的な振動を利用
しているため、信号が線端で反射してしまい悪影響を生
ずる等の課題を抱えるものであった。また、電荷結合素
子であるＣＣＤを用いたＣＣＤ遅延線は、良質なものほ
ど優れた特性が得られる半面、非常に高価であるといっ
た問題を抱えるものであった。また、ディジタル型遅延
線は、信号を一旦ディジタル化してから遅延するもので
あり、アナログ方式のような位相特性への影響がないた
め、理想的な特性が得られる半面、多数のメモリを必要
とするため、安価に構成できない等の課題を抱えるもの
であった。
は、一対の遅延回路２，３にそれぞれ設定する遅延時間
τが非常に重要であり、従来は、コイルとコンデンサか
らなるＬＣ回路か、或いは半導体を用いたディレイライ
ン等を用いて遅延回路２，３を構成していた。しかしな
がら、ＬＣ回路は、遅延時間精度が悪く、信号周波数に
よって信号レベルが変動しやすく、実用上満足できるも
のが少ないといった課題があった。また、ディレイライ
ンとしてガラス遅延線は、ガラス内部で振動に変換して
遅延させるだけであるため、安価に構成できる半面、長
時間の遅延は望めず、また周波数特性や時間軸特性或い
はＳ／Ｎなどの特性が芳しくなく、物理的な振動を利用
しているため、信号が線端で反射してしまい悪影響を生
ずる等の課題を抱えるものであった。また、電荷結合素
子であるＣＣＤを用いたＣＣＤ遅延線は、良質なものほ
ど優れた特性が得られる半面、非常に高価であるといっ
た問題を抱えるものであった。また、ディジタル型遅延
線は、信号を一旦ディジタル化してから遅延するもので
あり、アナログ方式のような位相特性への影響がないた
め、理想的な特性が得られる半面、多数のメモリを必要
とするため、安価に構成できない等の課題を抱えるもの
であった。
【０００６】本発明は、上記課題を解決したものであ
り、演算増幅器を用いた移相回路にて遅延回路を構成す
ることにより、安価な直線位相フィルタ回路を提供する
ことを目的とするものである。
り、演算増幅器を用いた移相回路にて遅延回路を構成す
ることにより、安価な直線位相フィルタ回路を提供する
ことを目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、遅延回路を備え、入力信号周波数に対し
線形な位相遅れをもたらす直線位相フィルタ回路におい
て、前記遅延回路が演算増幅器を含む移相回路からなる
ことを特徴とするものである。
め、本発明は、遅延回路を備え、入力信号周波数に対し
線形な位相遅れをもたらす直線位相フィルタ回路におい
て、前記遅延回路が演算増幅器を含む移相回路からなる
ことを特徴とするものである。
【０００８】また、本発明は、縦列接続した一対の遅延
回路の初段入力と終段出力の加算値を係数倍し、初段出
力から減算することにより位相特性が線形なコサインイ
コライジングを施す直線位相フィルタ回路において、前
記遅延回路が、反転入力端子と非反転入力端子と出力端
子を備えた演算増幅器と、前記出力端子と反転入力端子
とを接続する帰還抵抗と、前記反転入力端子に接続した
入力抵抗と、前記非反転入力端子に接続した入力コンデ
ンサと、前記非反転入力端子を接地する接地抵抗とを具
備することを特徴とするものである。
回路の初段入力と終段出力の加算値を係数倍し、初段出
力から減算することにより位相特性が線形なコサインイ
コライジングを施す直線位相フィルタ回路において、前
記遅延回路が、反転入力端子と非反転入力端子と出力端
子を備えた演算増幅器と、前記出力端子と反転入力端子
とを接続する帰還抵抗と、前記反転入力端子に接続した
入力抵抗と、前記非反転入力端子に接続した入力コンデ
ンサと、前記非反転入力端子を接地する接地抵抗とを具
備することを特徴とするものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施形態を図１
を参照して説明する。図１は、本発明の直線位相フィル
タ回路をコサインイコライザ回路に適用した場合の一実
施形態を示す回路構成図である。
を参照して説明する。図１は、本発明の直線位相フィル
タ回路をコサインイコライザ回路に適用した場合の一実
施形態を示す回路構成図である。
【００１０】図１に示す直線位相フィルタ回路１１は、
縦列接続した一対の遅延回路１２，１３の初段入力と終
段出力の加算値を係数（ｋ）倍し、初段出力から減算す
るコサインイコライザ回路であり、演算増幅器１２ａ，
１３ａを用いた移相回路にて遅延回路１２，１３を構成
した点に特徴がある。
縦列接続した一対の遅延回路１２，１３の初段入力と終
段出力の加算値を係数（ｋ）倍し、初段出力から減算す
るコサインイコライザ回路であり、演算増幅器１２ａ，
１３ａを用いた移相回路にて遅延回路１２，１３を構成
した点に特徴がある。
【００１１】実施形態に示した遅延回路１２（１３）
は、反転入力端子と非反転入力端子と出力端子を備えた
演算増幅器１２ａ（１３ａ）と、出力端子と反転入力端
子とを接続する帰還抵抗Ｒｆと、反転入力端子に接続し
た入力抵抗Ｒｉと、非反転入力端子に接続した入力コン
デンサＣｉと、非反転入力端子を接地する接地抵抗Ｒｅ
とから構成してある。すなわち、演算増幅器１２ａ（１
３ａ）は、入力抵抗Ｒｉを介して信号入力端子に接続さ
れた反転入力端子が、帰還抵抗Ｒｆを介して出力端子に
接続されており、一方また入力コンデンサＣｉを介して
信号入力端子に接続された非反転入力端子が、接地抵抗
Ｒｅを介して接地されている。
は、反転入力端子と非反転入力端子と出力端子を備えた
演算増幅器１２ａ（１３ａ）と、出力端子と反転入力端
子とを接続する帰還抵抗Ｒｆと、反転入力端子に接続し
た入力抵抗Ｒｉと、非反転入力端子に接続した入力コン
デンサＣｉと、非反転入力端子を接地する接地抵抗Ｒｅ
とから構成してある。すなわち、演算増幅器１２ａ（１
３ａ）は、入力抵抗Ｒｉを介して信号入力端子に接続さ
れた反転入力端子が、帰還抵抗Ｒｆを介して出力端子に
接続されており、一方また入力コンデンサＣｉを介して
信号入力端子に接続された非反転入力端子が、接地抵抗
Ｒｅを介して接地されている。
【００１２】上記遅延回路１２，１３は、信号レベルを
変化させずに、位相だけを単独で進相させて信号遅延を
図るため、入力抵抗Ｒｉと帰還抵抗Ｒｆの抵抗値は数％
以下の精度をもって一致させてある。すなわち、Ｒｉ＝
Ｒｆである。一般に、演算増幅器１２ａ（１３ａ）の反
転入力端子と非反転入力端子は仮想短絡状態にあると考
えることができるため、その入力信号と出力信号の関係
を規定する伝達関数Ｄ（ｓ）は、 Ｄ（ｓ）＝−［ｓ−（１／ＲｅＣｉ）］／［ｓ＋（１／
ＲｅＣｉ）］ で表される。ただし、ｓはラプラス演算子である。
変化させずに、位相だけを単独で進相させて信号遅延を
図るため、入力抵抗Ｒｉと帰還抵抗Ｒｆの抵抗値は数％
以下の精度をもって一致させてある。すなわち、Ｒｉ＝
Ｒｆである。一般に、演算増幅器１２ａ（１３ａ）の反
転入力端子と非反転入力端子は仮想短絡状態にあると考
えることができるため、その入力信号と出力信号の関係
を規定する伝達関数Ｄ（ｓ）は、 Ｄ（ｓ）＝−［ｓ−（１／ＲｅＣｉ）］／［ｓ＋（１／
ＲｅＣｉ）］ で表される。ただし、ｓはラプラス演算子である。
【００１３】上記伝達関数Ｄ（ｓ）からも明らかなよう
に、振幅特性は入力周波数によらず常にゲインが１の平
坦な特性であり、従って遅延回路１２，１３は入力信号
の全ての周波数成分をレベル変化させることなく通過さ
せる全帯域通過フィルタを構成している。ただし、位相
特性については、入力周波数に応じて曲線的に変化す
る。具体的には、中心周波数ｆｏ（＝１／２πＲｅＣ
ｉ）で＋９０°（位相進み）を生じ、入力周波数を０〜
∞まで変化させると、１８０°〜０°まで位相が変化す
る。すなわち、中心周波数ｆｏで９０°の位相ずれが生
じ、これから周波数がずれたときの位相角φは、 φ＝２arctan（ｆ／ｆｏ） である。従って、任意の位相角φを得るには、Ｃｉを適
当に選んで、 Ｒｅ＝tanφ／２πｆｏ・Ｃｉ とするとよい。また、特定の周波数で正確に９０°移相
するには、接地抵抗Ｒｅを半固定抵抗と可変抵抗の直列
合成抵抗で構成し、この可変抵抗の抵抗値を可変調整す
るようにするとよい。
に、振幅特性は入力周波数によらず常にゲインが１の平
坦な特性であり、従って遅延回路１２，１３は入力信号
の全ての周波数成分をレベル変化させることなく通過さ
せる全帯域通過フィルタを構成している。ただし、位相
特性については、入力周波数に応じて曲線的に変化す
る。具体的には、中心周波数ｆｏ（＝１／２πＲｅＣ
ｉ）で＋９０°（位相進み）を生じ、入力周波数を０〜
∞まで変化させると、１８０°〜０°まで位相が変化す
る。すなわち、中心周波数ｆｏで９０°の位相ずれが生
じ、これから周波数がずれたときの位相角φは、 φ＝２arctan（ｆ／ｆｏ） である。従って、任意の位相角φを得るには、Ｃｉを適
当に選んで、 Ｒｅ＝tanφ／２πｆｏ・Ｃｉ とするとよい。また、特定の周波数で正確に９０°移相
するには、接地抵抗Ｒｅを半固定抵抗と可変抵抗の直列
合成抵抗で構成し、この可変抵抗の抵抗値を可変調整す
るようにするとよい。
【００１４】また、コサインイコライザ回路を構成する
上記の直線位相フィルタ回路１１は、非反転入力端子を
抵抗ｒを介して接地した演算増幅器１４を反転加算器と
して用いており、イコライザ入力端子と、上記遅延回路
１２，１３の縦列接続回路の出力端子を、それぞれ抵抗
２Ｒ／ｋを介して演算増幅器１４の反転入力端子に接続
するとともに、この反転入力端子に抵抗２Ｒを介して初
段の遅延回路１２の出力端子を接続し、さらに演算増幅
器１４の反転入力端子と出力端子を帰還抵抗２Ｒを介し
て接続して構成してある。演算増幅器１４の反転入力端
子において反転加算される３入力の各ゲインは、帰還抵
抗を入力抵抗で除して得られる抵抗比で決まるため、イ
コライザ入力と遅延回路１２，１３の縦列接続出力のゲ
インは、それぞれ−ｋであり、初段の移相出力のゲイン
は−１である。これにより、Ｈ（ｓ）＝−ｋ＋ｅ-s τ−
ｋｓ-2s τなる伝達関数が得られる。なお、上式の第２
項すなわち初段の遅延出力ｅ-s τに関するゲインは、遅
延回路１２自体のゲイン（−１）に演算増幅器１４によ
るゲイン（−１）が乗算された結果を表しており、また
第３項すなわち終段の遅延出力ｓ-2s τに関するゲイン
は、遅延回路１２，１３の縦列接続回路のゲイン（−１
×−１）に演算増幅器１４によるゲイン−ｋが乗算され
た結果を表している。
上記の直線位相フィルタ回路１１は、非反転入力端子を
抵抗ｒを介して接地した演算増幅器１４を反転加算器と
して用いており、イコライザ入力端子と、上記遅延回路
１２，１３の縦列接続回路の出力端子を、それぞれ抵抗
２Ｒ／ｋを介して演算増幅器１４の反転入力端子に接続
するとともに、この反転入力端子に抵抗２Ｒを介して初
段の遅延回路１２の出力端子を接続し、さらに演算増幅
器１４の反転入力端子と出力端子を帰還抵抗２Ｒを介し
て接続して構成してある。演算増幅器１４の反転入力端
子において反転加算される３入力の各ゲインは、帰還抵
抗を入力抵抗で除して得られる抵抗比で決まるため、イ
コライザ入力と遅延回路１２，１３の縦列接続出力のゲ
インは、それぞれ−ｋであり、初段の移相出力のゲイン
は−１である。これにより、Ｈ（ｓ）＝−ｋ＋ｅ-s τ−
ｋｓ-2s τなる伝達関数が得られる。なお、上式の第２
項すなわち初段の遅延出力ｅ-s τに関するゲインは、遅
延回路１２自体のゲイン（−１）に演算増幅器１４によ
るゲイン（−１）が乗算された結果を表しており、また
第３項すなわち終段の遅延出力ｓ-2s τに関するゲイン
は、遅延回路１２，１３の縦列接続回路のゲイン（−１
×−１）に演算増幅器１４によるゲイン−ｋが乗算され
た結果を表している。
【００１５】このように、直線位相フィルタ回路１１
は、フィルタ内にあって入力信号周波数に対し線形な位
相遅れをもたらす遅延回路１２，１３を、演算増幅器１
２ａ，１３ａを含む移相回路により構成したから、全帯
域の信号をゲイン１で通過させる全帯域通過フィルタを
移相回路として用い、信号周波数に応じて信号を進相さ
せることで、所望の遅延時間を生成することができる。
また、使用する遅延回路１２，１３等の数が増えるほど
同種部品の大量使用による製造コストの低減を図ること
ができ、これによりガラス内部で振動に変換して遅延さ
せるガラス遅延線と同じく安価に構成し、同時にまた長
時間の遅延を可能にしたり、ＣＣＤ遅延線やディジタル
型遅延線ほど部品単価を高めることなく、理想的な信号
遅延を図ることができる。また、直線位相フィルタ回路
１１は、３個の演算増幅器１２ａ，１３ａ，１４と入力
コンデンサＣｉならびに数種の抵抗を用いて構成できる
ため、遅延線を用いて構成した従来の回路と比較したと
きに、同種部品の大量使用によるコスト低減を推進する
ことができる。
は、フィルタ内にあって入力信号周波数に対し線形な位
相遅れをもたらす遅延回路１２，１３を、演算増幅器１
２ａ，１３ａを含む移相回路により構成したから、全帯
域の信号をゲイン１で通過させる全帯域通過フィルタを
移相回路として用い、信号周波数に応じて信号を進相さ
せることで、所望の遅延時間を生成することができる。
また、使用する遅延回路１２，１３等の数が増えるほど
同種部品の大量使用による製造コストの低減を図ること
ができ、これによりガラス内部で振動に変換して遅延さ
せるガラス遅延線と同じく安価に構成し、同時にまた長
時間の遅延を可能にしたり、ＣＣＤ遅延線やディジタル
型遅延線ほど部品単価を高めることなく、理想的な信号
遅延を図ることができる。また、直線位相フィルタ回路
１１は、３個の演算増幅器１２ａ，１３ａ，１４と入力
コンデンサＣｉならびに数種の抵抗を用いて構成できる
ため、遅延線を用いて構成した従来の回路と比較したと
きに、同種部品の大量使用によるコスト低減を推進する
ことができる。
【００１６】なお、上記実施形態では、直線位相フィル
タ回路１１をコサインイコライザ回路に適用した場合を
例にとったが、全帯域通過型フィルタ回路を遅延回路と
して用いるものであれば、直線位相フィルタ回路１１は
他の波形等化処理を行うものであってもよい。
タ回路１１をコサインイコライザ回路に適用した場合を
例にとったが、全帯域通過型フィルタ回路を遅延回路と
して用いるものであれば、直線位相フィルタ回路１１は
他の波形等化処理を行うものであってもよい。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
フィルタ内にあって入力信号周波数に対し線形な位相遅
れをもたらす遅延回路を、演算増幅器を含む移相回路に
より構成したから、全帯域の信号をゲイン１で通過させ
る全帯域通過フィルタのような移相回路を用いること
で、信号周波数に応じて信号を進相させることで、所望
の遅延時間を生成することができ、使用する遅延回路の
数が増えるほど同種部品の大量使用による製造コストの
低減を図ることができるので、ガラス内部で振動に変換
して遅延させるガラス遅延線と同様、安価に構成する一
方で、長時間の遅延を可能にしたり、ＣＣＤ遅延線やデ
ィジタル型遅延線ほど部品単価を高めることなく、理想
的な信号遅延を図ることができる等の優れた効果を奏す
る。
フィルタ内にあって入力信号周波数に対し線形な位相遅
れをもたらす遅延回路を、演算増幅器を含む移相回路に
より構成したから、全帯域の信号をゲイン１で通過させ
る全帯域通過フィルタのような移相回路を用いること
で、信号周波数に応じて信号を進相させることで、所望
の遅延時間を生成することができ、使用する遅延回路の
数が増えるほど同種部品の大量使用による製造コストの
低減を図ることができるので、ガラス内部で振動に変換
して遅延させるガラス遅延線と同様、安価に構成する一
方で、長時間の遅延を可能にしたり、ＣＣＤ遅延線やデ
ィジタル型遅延線ほど部品単価を高めることなく、理想
的な信号遅延を図ることができる等の優れた効果を奏す
る。
【００１８】また、本発明は、縦列接続した一対の遅延
回路の初段入力と終段出力の加算値を係数倍し、初段出
力から減算することにより位相特性が線形なコサインイ
コライジングを施す上で、反転入力端子と非反転入力端
子と出力端子を備えた演算増幅器と、前記出力端子と反
転入力端子とを接続する帰還抵抗と、前記反転入力端子
に接続した入力抵抗と、前記非反転入力端子に接続した
入力コンデンサと、前記非反転入力端子を接地する接地
抵抗とを具備する遅延回路を用いるようにしたから、Ｆ
（ｓ）＝−ｋ＋ｅ-s τ−ｋｓ-2s τなる伝達関数に従う
コサインイコライジングを、Ｄ（ｓ）＝−［ｓ−（１／
ＲｅＣｉ）］／［ｓ＋（１／ＲｅＣｉ）］なる伝達関数
に従う全帯域通過型の移相回路を組み込んで安価に実現
でき、その場合は３個の演算増幅器とコンデンサならび
に数種の抵抗を用いて構成できるため、遅延線を用いて
構成した従来の回路と比較したときに、同種部品の大量
使用によるコスト低減を確実に推進することができる等
の効果を奏する。
回路の初段入力と終段出力の加算値を係数倍し、初段出
力から減算することにより位相特性が線形なコサインイ
コライジングを施す上で、反転入力端子と非反転入力端
子と出力端子を備えた演算増幅器と、前記出力端子と反
転入力端子とを接続する帰還抵抗と、前記反転入力端子
に接続した入力抵抗と、前記非反転入力端子に接続した
入力コンデンサと、前記非反転入力端子を接地する接地
抵抗とを具備する遅延回路を用いるようにしたから、Ｆ
（ｓ）＝−ｋ＋ｅ-s τ−ｋｓ-2s τなる伝達関数に従う
コサインイコライジングを、Ｄ（ｓ）＝−［ｓ−（１／
ＲｅＣｉ）］／［ｓ＋（１／ＲｅＣｉ）］なる伝達関数
に従う全帯域通過型の移相回路を組み込んで安価に実現
でき、その場合は３個の演算増幅器とコンデンサならび
に数種の抵抗を用いて構成できるため、遅延線を用いて
構成した従来の回路と比較したときに、同種部品の大量
使用によるコスト低減を確実に推進することができる等
の効果を奏する。
【図１】本発明の直線位相フィルタ回路を適用したコサ
インイコライザ回路の一実施形態を示す回路構成図であ
る。
インイコライザ回路の一実施形態を示す回路構成図であ
る。
【図２】従来の直線位相フィルタ回路の一例を示す回路
構成図である。
構成図である。
１１ 直線位相フィルタ回路 １２，１３ 遅延回路 １２ａ，１３ａ，１４ 演算増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5C021 PA02 PA06 PA14 PA42 PA66 PA67 PA95 PA96 RC03 XB03 XB11 5C066 AA20 BA20 CA06 EC02 KA01 KA05 KA15 KC01 KC11 KE02 KE03 KL08 KL09 5J098 AA11 AA14 AB02 AB08 AB25 AB32 AB36 AD28 CA08 DA01 DA09
Claims (2)
- 【請求項１】 遅延回路を備え、入力信号周波数に対し
線形な位相遅れをもたらす直線位相フィルタ回路におい
て、前記遅延回路が演算増幅器を含む移相回路からなる
ことを特徴とする直線位相フィルタ回路。 - 【請求項２】 縦列接続した一対の遅延回路の初段入力
と終段出力の加算値を係数倍し、初段出力から減算する
ことにより位相特性が線形なコサインイコライジングを
施す直線位相フィルタ回路において、前記遅延回路が、
反転入力端子と非反転入力端子と出力端子を備えた演算
増幅器と、前記出力端子と反転入力端子とを接続する帰
還抵抗と、前記反転入力端子に接続した入力抵抗と、前
記非反転入力端子に接続した入力コンデンサと、前記非
反転入力端子を接地する接地抵抗とを具備することを特
徴とする直線位相フィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10216706A JP2000049570A (ja) | 1998-07-31 | 1998-07-31 | 直線位相フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10216706A JP2000049570A (ja) | 1998-07-31 | 1998-07-31 | 直線位相フィルタ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000049570A true JP2000049570A (ja) | 2000-02-18 |
Family
ID=16692654
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10216706A Pending JP2000049570A (ja) | 1998-07-31 | 1998-07-31 | 直線位相フィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000049570A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7142834B2 (en) | 2001-12-26 | 2006-11-28 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki And Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Noise removing circuit |
| CN102820870A (zh) * | 2011-06-10 | 2012-12-12 | 中国科学院上海天文台 | 超宽频带的90°有源电桥 |
| CZ304678B6 (cs) * | 2013-02-27 | 2014-08-27 | České vysoké učení technické v Praze - Fakulta elektrotechnická | Korektor amplitudově kmitočtové charakteristiky |
| CN113541642A (zh) * | 2021-05-31 | 2021-10-22 | 南京大学 | 一种基于可编程衰减器的宽带程控移相电路 |
-
1998
- 1998-07-31 JP JP10216706A patent/JP2000049570A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7142834B2 (en) | 2001-12-26 | 2006-11-28 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki And Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Noise removing circuit |
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| CZ304678B6 (cs) * | 2013-02-27 | 2014-08-27 | České vysoké učení technické v Praze - Fakulta elektrotechnická | Korektor amplitudově kmitočtové charakteristiky |
| CN113541642A (zh) * | 2021-05-31 | 2021-10-22 | 南京大学 | 一种基于可编程衰减器的宽带程控移相电路 |
| CN113541642B (zh) * | 2021-05-31 | 2024-04-09 | 南京大学 | 一种基于可编程衰减器的宽带程控移相电路 |
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