JP3026713B2 - カラートラップ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はカラートラップ回路に
関し、特にたとえばＩＣ化されかつトラップ特性を有す
るカラートラップ回路に関する。
関し、特にたとえばＩＣ化されかつトラップ特性を有す
るカラートラップ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】フィルタを含む回路をＩＣ化する場合に
は、抵抗値やコンデンサ値の精度があまり高くとれず、
またその抵抗値やトランジスタ特性の温度特性によって
フィルタのカットオフ周波数が変化することから、一般
に何らかの調整手段が必要となる。
は、抵抗値やコンデンサ値の精度があまり高くとれず、
またその抵抗値やトランジスタ特性の温度特性によって
フィルタのカットオフ周波数が変化することから、一般
に何らかの調整手段が必要となる。
【０００３】従来より、このカットオフ周波数を自動調
整するフィルタ回路としては、たとえば図６に示すよう
なものがある。図６に示すフィルタ調整回路１では、フ
ィルタとして使用するトラップなどのフィルタ２とは別
に、調整用のＢＰＦ３を設け、ＢＰＦ３ではその入出力
信号間の位相差がカットオフ周波数では０となることを
利用して、フィルタ２のカットオフ周波数を調整するも
のである。具体的には、入力端子４からＢＰＦ３に所望
の周波数の正弦波信号を入力し、ＢＰＦ３からの出力を
９０度移相器５で９０度ずらす。そして、この９０度ず
らした信号と入力端子４からの正弦波信号との位相を位
相比較器６で比較する。位相比較器６では、２つの入力
信号の位相差が９０度になるときに出力が０となり、２
つの入力信号の位相差の９０度からのずれ量に応じた出
力をＬＰＦ７に出力し、その出力を平滑化する。ＬＰＦ
７からの制御電圧によって、調整用のＢＰＦ３と所望の
フィルタ２とのカットオフ周波数を調整する。
整するフィルタ回路としては、たとえば図６に示すよう
なものがある。図６に示すフィルタ調整回路１では、フ
ィルタとして使用するトラップなどのフィルタ２とは別
に、調整用のＢＰＦ３を設け、ＢＰＦ３ではその入出力
信号間の位相差がカットオフ周波数では０となることを
利用して、フィルタ２のカットオフ周波数を調整するも
のである。具体的には、入力端子４からＢＰＦ３に所望
の周波数の正弦波信号を入力し、ＢＰＦ３からの出力を
９０度移相器５で９０度ずらす。そして、この９０度ず
らした信号と入力端子４からの正弦波信号との位相を位
相比較器６で比較する。位相比較器６では、２つの入力
信号の位相差が９０度になるときに出力が０となり、２
つの入力信号の位相差の９０度からのずれ量に応じた出
力をＬＰＦ７に出力し、その出力を平滑化する。ＬＰＦ
７からの制御電圧によって、調整用のＢＰＦ３と所望の
フィルタ２とのカットオフ周波数を調整する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような従来のフィ
ルタ回路１では、フィルタ２とは別に調整用のＢＰＦ３
および９０度移相器５が必要となり、回路規模が大きく
なってしまう。さらに、フィルタ２および調整用のフィ
ルタであるＢＰＦ３は同一チップ内に形成されるため、
トランジスタや抵抗などのフィルタを構成する各素子が
ほぼ同一特性であることを前提としている。しかし、実
際には各素子にはばらつきがあるので、調整用のＢＰＦ
３のカットオフ周波数を制御することによってフィルタ
２の特性を調整すると、同一チップ内での素子のばらつ
きを吸収できない。特に、フィルタ回路がトラップ特性
のものなどでそのカットオフ周波数のばらつき精度を上
げる必要がある場合などに特性上の問題が生じる。
ルタ回路１では、フィルタ２とは別に調整用のＢＰＦ３
および９０度移相器５が必要となり、回路規模が大きく
なってしまう。さらに、フィルタ２および調整用のフィ
ルタであるＢＰＦ３は同一チップ内に形成されるため、
トランジスタや抵抗などのフィルタを構成する各素子が
ほぼ同一特性であることを前提としている。しかし、実
際には各素子にはばらつきがあるので、調整用のＢＰＦ
３のカットオフ周波数を制御することによってフィルタ
２の特性を調整すると、同一チップ内での素子のばらつ
きを吸収できない。特に、フィルタ回路がトラップ特性
のものなどでそのカットオフ周波数のばらつき精度を上
げる必要がある場合などに特性上の問題が生じる。
【０００５】それゆえに、この発明の主たる目的は、簡
単な回路でかつ良好な特性が得られる、カラートラップ
回路を提供することである。
単な回路でかつ良好な特性が得られる、カラートラップ
回路を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この発明は、入力端子に
接続される第１入力および出力端子からの帰還経路に接
続される第２入力を含む第１の差動増幅回路(26)、第１
の差動増幅回路の出力に接続される第３入力および出力
端子からの帰還経路に接続される第４入力を含む第２の
差動増幅回路(28)、第１の差動増幅回路の出力と交流的
アースとの間に介挿される第１のコンデンサ(C1)、およ
び第２の差動増幅回路の出力と第１入力との間に介挿さ
れる第２のコンデンサ(C2)を備えるトラップフィルタ(1
8)を含み、第１および第２の差動増幅回路の各々のバイ
アス電流を変化させることによってトラップフィルタの
トラップ周波数を調整するカラートラップフィルタ回路
であって、第１入力への入力信号と第１の差動増幅回路
からの出力信号との位相を比較する位相比較手段(20)、
位相比較手段からの出力によってバイアス電流を制御す
る制御手段(22,24)、およびバーストゲート期間中にカ
ラーサブキャリア周波数の正弦波信号を第１入力に与え
かつそれ以外の期間にコンポジットビデオ信号を第１入
力に与える切換手段(12)を備え、バーストゲート期間中
に第１入力に与える正弦波信号とその結果第１差動増幅
回路から出力される出力信号との位相を位相比較手段で
比較する、カラートラップ回路である。
接続される第１入力および出力端子からの帰還経路に接
続される第２入力を含む第１の差動増幅回路(26)、第１
の差動増幅回路の出力に接続される第３入力および出力
端子からの帰還経路に接続される第４入力を含む第２の
差動増幅回路(28)、第１の差動増幅回路の出力と交流的
アースとの間に介挿される第１のコンデンサ(C1)、およ
び第２の差動増幅回路の出力と第１入力との間に介挿さ
れる第２のコンデンサ(C2)を備えるトラップフィルタ(1
8)を含み、第１および第２の差動増幅回路の各々のバイ
アス電流を変化させることによってトラップフィルタの
トラップ周波数を調整するカラートラップフィルタ回路
であって、第１入力への入力信号と第１の差動増幅回路
からの出力信号との位相を比較する位相比較手段(20)、
位相比較手段からの出力によってバイアス電流を制御す
る制御手段(22,24)、およびバーストゲート期間中にカ
ラーサブキャリア周波数の正弦波信号を第１入力に与え
かつそれ以外の期間にコンポジットビデオ信号を第１入
力に与える切換手段(12)を備え、バーストゲート期間中
に第１入力に与える正弦波信号とその結果第１差動増幅
回路から出力される出力信号との位相を位相比較手段で
比較する、カラートラップ回路である。
【０００７】第２発明は、入力端子に接続される第１入
力および出力端子からの帰還経路に接続される第２入力
を含む第１の差動増幅回路、第１の差動増幅回路の出力
に接続される第３入力および出力端子からの帰還経路に
接続される第４入力を含む第２の差動増幅回路、第１の
差動増幅回路の出力と交流的アースとの間に介挿される
第１のコンデンサ、および第２の差動増幅回路の出力と
第１入力との間に介挿される第２のコンデンサを備える
フィルタを含み、第１および第２の差動増幅回路の各々
のバイアス電流を変化させることによってフィルタのカ
ットオフ周波数を調整するフィルタ回路であって、第１
入力への入力信号と第１の差動増幅回路からの出力信号
との位相を比較する位相比較手段、および位相比較手段
からの出力によってバイアス電流を制御する制御手段を
備える、フィルタ回路である。
力および出力端子からの帰還経路に接続される第２入力
を含む第１の差動増幅回路、第１の差動増幅回路の出力
に接続される第３入力および出力端子からの帰還経路に
接続される第４入力を含む第２の差動増幅回路、第１の
差動増幅回路の出力と交流的アースとの間に介挿される
第１のコンデンサ、および第２の差動増幅回路の出力と
第１入力との間に介挿される第２のコンデンサを備える
フィルタを含み、第１および第２の差動増幅回路の各々
のバイアス電流を変化させることによってフィルタのカ
ットオフ周波数を調整するフィルタ回路であって、第１
入力への入力信号と第１の差動増幅回路からの出力信号
との位相を比較する位相比較手段、および位相比較手段
からの出力によってバイアス電流を制御する制御手段を
備える、フィルタ回路である。
【０００８】
【作用】切換手段によって、バーストゲート期間内に、
トラップフィルタに含まれる第１の差動増幅回路の第１
入力に正弦波信号を与える。ここで、第１の差動増幅回
路の第１入力に与えられる入力信号と第１の差動増幅回
路の出力信号との位相差が、トラップ周波数の入力信号
が与えられたときに９０度の位相差を有することを利用
する。すなわち、第１の差動増幅回路の第１入力への入
力信号と第１の差動増幅回路からの出力信号とを位相比
較手段に直接与え、その位相差に応じて第１および第２
の差動増幅回路のバイアス電流を制御する。その結果、
バーストゲート期間では、第１の差動増幅回路からの出
力信号は、常に正弦波信号すなわち入力信号に対して９
０度の位相差を有するように制御される。これらの入力
信号および出力信号の位相差が９０度になるときの入力
信号の周波数は、トラップフィルタのトラップ周波数と
同一である。したがって、トラップフィルタのトラップ
周波数は常に正弦波信号の周波数すなわちカラーサブキ
ャリア周波数に調整される。
トラップフィルタに含まれる第１の差動増幅回路の第１
入力に正弦波信号を与える。ここで、第１の差動増幅回
路の第１入力に与えられる入力信号と第１の差動増幅回
路の出力信号との位相差が、トラップ周波数の入力信号
が与えられたときに９０度の位相差を有することを利用
する。すなわち、第１の差動増幅回路の第１入力への入
力信号と第１の差動増幅回路からの出力信号とを位相比
較手段に直接与え、その位相差に応じて第１および第２
の差動増幅回路のバイアス電流を制御する。その結果、
バーストゲート期間では、第１の差動増幅回路からの出
力信号は、常に正弦波信号すなわち入力信号に対して９
０度の位相差を有するように制御される。これらの入力
信号および出力信号の位相差が９０度になるときの入力
信号の周波数は、トラップフィルタのトラップ周波数と
同一である。したがって、トラップフィルタのトラップ
周波数は常に正弦波信号の周波数すなわちカラーサブキ
ャリア周波数に調整される。
【０００９】
【発明の効果】この発明によれば、従来とは異なり、ト
ラップフィルタの自動調整のためのフィルタを別に設け
る必要がなく、また９０度移相器も不要となるので、Ｉ
Ｃの素子数を削減でき、簡単なカラートラップ回路が得
られる。また、トラップフィルタ自身を使用してそのカ
ットオフ周波数を制御するので、ばらつき精度がよくな
る。
ラップフィルタの自動調整のためのフィルタを別に設け
る必要がなく、また９０度移相器も不要となるので、Ｉ
Ｃの素子数を削減でき、簡単なカラートラップ回路が得
られる。また、トラップフィルタ自身を使用してそのカ
ットオフ周波数を制御するので、ばらつき精度がよくな
る。
【００１０】この発明の上述の目的，その他の目的，特
徴および利点は、図面を参照して行う以下の実施例の詳
細な説明から一層明らかとなろう。
徴および利点は、図面を参照して行う以下の実施例の詳
細な説明から一層明らかとなろう。
【００１１】
【実施例】図１に示すこの実施例のフィルタ回路１０
は、コンポジットビデオ信号のカラーサブキャリア信号
を除くためのカラートラップ回路として構成されたもの
である。フィルタ回路すなわちカラートラップ回路１０
はスイッチ１２を含む。スイッチ１２には、入力端子１
４からコンポジットビデオ信号が入力され、入力端子１
６からカラーサブキャリア周波数の正弦波信号ｆSCが入
力される。スイッチ１２は、バーストゲートパルス（Ｂ
ＧＰ）によってそのスイッチング動作が制御され、バー
ストゲートパルスが与えられている期間すなわちバース
トゲート期間には入力端子１６側を選択し、それ以外の
期間は入力端子１４を選択する。このようにスイッチ１
２を切り換えることによって、コンポジットビデオ信号
に正弦波信号ｆSCが重畳される。そして、スイッチ１２
を介してコンポジットビデオ信号および正弦波信号ｆSC
はフィルタ１８および位相比較器２０に与えられる。
は、コンポジットビデオ信号のカラーサブキャリア信号
を除くためのカラートラップ回路として構成されたもの
である。フィルタ回路すなわちカラートラップ回路１０
はスイッチ１２を含む。スイッチ１２には、入力端子１
４からコンポジットビデオ信号が入力され、入力端子１
６からカラーサブキャリア周波数の正弦波信号ｆSCが入
力される。スイッチ１２は、バーストゲートパルス（Ｂ
ＧＰ）によってそのスイッチング動作が制御され、バー
ストゲートパルスが与えられている期間すなわちバース
トゲート期間には入力端子１６側を選択し、それ以外の
期間は入力端子１４を選択する。このようにスイッチ１
２を切り換えることによって、コンポジットビデオ信号
に正弦波信号ｆSCが重畳される。そして、スイッチ１２
を介してコンポジットビデオ信号および正弦波信号ｆSC
はフィルタ１８および位相比較器２０に与えられる。
【００１２】フィルタ１８はトラップフィルタとして構
成され、ＬＰＦ２２からバッファ２４を介して与えられ
る制御信号によって、フィルタ１８に含まれる差動増幅
回路２６および２８のそれぞれのバイアス電流が制御さ
れ、差動増幅回路２６および２８の利得が変化すること
によって、フィルタ１８のカットオフ周波数すなわちト
ラップ周波数が調整される。
成され、ＬＰＦ２２からバッファ２４を介して与えられ
る制御信号によって、フィルタ１８に含まれる差動増幅
回路２６および２８のそれぞれのバイアス電流が制御さ
れ、差動増幅回路２６および２８の利得が変化すること
によって、フィルタ１８のカットオフ周波数すなわちト
ラップ周波数が調整される。
【００１３】ここで、フィルタ１８を説明する。フィル
タ１８に含まれる差動増幅回路２６の非反転入力端子に
はスイッチ１２からの入力信号が与えられ、反転入力端
子には差動増幅回路２８の出力に接続されるバッファ３
０からの出力信号が帰還経路３２を介して負帰還され
る。差動増幅回路２６の出力と交流的アースとの間には
コンデンサＣ１が介挿され、差動増幅回路２６の出力は
バッファ３４を介して差動増幅回路２８の非反転入力端
子に与えられる。また、差動増幅回路２８の反転入力端
子には、バッファ３０からの出力信号が帰還経路３２を
介して与えられ、差動増幅回路２８の出力と差動増幅回
路２６の非反転入力端子との間にはコンデンサＣ２が接
続される。そして、バッファ３０からの出力信号は出力
端子３６から出力される。フィルタ１８の具体的な回路
例を図２に示す。
タ１８に含まれる差動増幅回路２６の非反転入力端子に
はスイッチ１２からの入力信号が与えられ、反転入力端
子には差動増幅回路２８の出力に接続されるバッファ３
０からの出力信号が帰還経路３２を介して負帰還され
る。差動増幅回路２６の出力と交流的アースとの間には
コンデンサＣ１が介挿され、差動増幅回路２６の出力は
バッファ３４を介して差動増幅回路２８の非反転入力端
子に与えられる。また、差動増幅回路２８の反転入力端
子には、バッファ３０からの出力信号が帰還経路３２を
介して与えられ、差動増幅回路２８の出力と差動増幅回
路２６の非反転入力端子との間にはコンデンサＣ２が接
続される。そして、バッファ３０からの出力信号は出力
端子３６から出力される。フィルタ１８の具体的な回路
例を図２に示す。
【００１４】図２を参照して、差動増幅回路２６は、ト
ランジスタＱ１およびＱ２を含む差動対３８、抵抗Ｒ
１，Ｒ２およびＲ３を含む分圧回路、ならびにトランジ
スタＱ３を含む。また、差動増幅回路２８は、トランジ
スタＱ４およびＱ５を含む差動対４０、抵抗Ｒ４，Ｒ５
およびＲ６を含む分圧回路、ならびにトランジスタＱ６
を含む。なお、差動増幅回路２６および２８のそれぞれ
の微分抵抗をｒｅとする。また、トランジスタＱ７がバ
ッファ３４に相当し、トランジスタＱ８がバッファ３０
に相当する。なお、図１に示すバッファ２４は、トラン
ジスタＱ９，Ｑ１０およびＱ１１を含む。また、図１お
よび図２において、差動増幅回路２６の非反転入力端子
への入力信号をＶI ，出力端子３６から出力される出力
信号をＶO，バッファ３４からの出力信号をＶM とす
る。
ランジスタＱ１およびＱ２を含む差動対３８、抵抗Ｒ
１，Ｒ２およびＲ３を含む分圧回路、ならびにトランジ
スタＱ３を含む。また、差動増幅回路２８は、トランジ
スタＱ４およびＱ５を含む差動対４０、抵抗Ｒ４，Ｒ５
およびＲ６を含む分圧回路、ならびにトランジスタＱ６
を含む。なお、差動増幅回路２６および２８のそれぞれ
の微分抵抗をｒｅとする。また、トランジスタＱ７がバ
ッファ３４に相当し、トランジスタＱ８がバッファ３０
に相当する。なお、図１に示すバッファ２４は、トラン
ジスタＱ９，Ｑ１０およびＱ１１を含む。また、図１お
よび図２において、差動増幅回路２６の非反転入力端子
への入力信号をＶI ，出力端子３６から出力される出力
信号をＶO，バッファ３４からの出力信号をＶM とす
る。
【００１５】ここで注目すべきは、入力信号ＶI と出力
信号ＶM との位相関係である。差動増幅回路２６にカッ
トオフ周波数の入力信号ＶI が与えられたとき、入力信
号Ｖ I と出力信号ＶM との位相関係は以下に述べるよう
に９０度の位相差を有する。以下、フィルタ１８の回路
動作を説明する。Ｋ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）とす
ると、出力信号ＶM は数１によって表される。
信号ＶM との位相関係である。差動増幅回路２６にカッ
トオフ周波数の入力信号ＶI が与えられたとき、入力信
号Ｖ I と出力信号ＶM との位相関係は以下に述べるよう
に９０度の位相差を有する。以下、フィルタ１８の回路
動作を説明する。Ｋ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）とす
ると、出力信号ＶM は数１によって表される。
【００１６】
【数１】
【００１７】また、出力信号ＶO は数２によって表され
る。
る。
【００１８】
【数２】
【００１９】ここで、トランジスタＱ３およびＱ６に流
れるバイアス電流を２ＩO とすると、微分抵抗ｒｅは数
３によって表される。
れるバイアス電流を２ＩO とすると、微分抵抗ｒｅは数
３によって表される。
【００２０】
【数３】
【００２１】上式を解くとフィルタ１８の入出力の伝達
関数Ｔ（Ｓ）は数４によって表され、
関数Ｔ（Ｓ）は数４によって表され、
【００２２】
【数４】
【００２３】数４より、フィルタ１８はトラップ特性を
有する。すなわち、フィルタ１８はトラップとして機能
する。次に、入力信号ＶI と出力信号ＶM との関係を求
めると、数５のようになる。
有する。すなわち、フィルタ１８はトラップとして機能
する。次に、入力信号ＶI と出力信号ＶM との関係を求
めると、数５のようになる。
【００２４】
【数５】
【００２５】数５より、出力信号ＶM は、入力信号ＶI
に対して２次ＬＰＦの出力信号となることがわかる。す
なわち、入力信号ＶI と出力信号ＶM との間には、２次
ＬＰＦと等価な回路が存在すると考えられる。したがっ
て、入力信号ＶI に対して出力信号ＶM の位相が９０度
遅れるときの入力信号ＶI の周波数（等価的な２次ＬＰ
Ｆのカットオフ周波数）は、フィルタ１８すなわちトラ
ップのカットオフ周波数ω0 と同一になる。
に対して２次ＬＰＦの出力信号となることがわかる。す
なわち、入力信号ＶI と出力信号ＶM との間には、２次
ＬＰＦと等価な回路が存在すると考えられる。したがっ
て、入力信号ＶI に対して出力信号ＶM の位相が９０度
遅れるときの入力信号ＶI の周波数（等価的な２次ＬＰ
Ｆのカットオフ周波数）は、フィルタ１８すなわちトラ
ップのカットオフ周波数ω0 と同一になる。
【００２６】次いで、このような出力信号ＶM と入力信
号ＶI とが直接与えられる位相比較器２０およびその出
力を平滑化するＬＰＦ２２について説明する。位相比較
器２０およびＬＰＦ２２は、たとえば図３のように構成
され、図４に示すように動作する。位相比較器２０を能
動化するためにトランジスタＱ２０にバーストゲートパ
ルスが与えられるバーストゲート期間では、図３の入力
端子４２および４４に図４（Ｂ）に示すような入力信号
ＶI （このときは正弦波信号ｆ SC）が入力され、入力端
子４６および４８には、図４（Ａ）に示すような出力信
号ＶM が入力される。
号ＶI とが直接与えられる位相比較器２０およびその出
力を平滑化するＬＰＦ２２について説明する。位相比較
器２０およびＬＰＦ２２は、たとえば図３のように構成
され、図４に示すように動作する。位相比較器２０を能
動化するためにトランジスタＱ２０にバーストゲートパ
ルスが与えられるバーストゲート期間では、図３の入力
端子４２および４４に図４（Ｂ）に示すような入力信号
ＶI （このときは正弦波信号ｆ SC）が入力され、入力端
子４６および４８には、図４（Ａ）に示すような出力信
号ＶM が入力される。
【００２７】 両信号が同相の場合、正の周期ではト
ランジスタＱ１２およびＱ１６がオンしかつ負の周期で
はトランジスタＱ１４およびＱ１７がオンする。したが
って、出力Ａにおける電圧は図４（Ｃ）に示すように負
方向に半周期毎に脈動し、出力Ｂにおける電圧は図４
（Ｄ）に示すように一定電圧となる。したがって、トラ
ンジスタＱ１８を流れる電流Ｉ１（すなわちＩ４）は図
４（Ｅ）に示すように正方向に脈動し、トランジスタＱ
１９を流れる電流Ｉ２は図４（Ｆ）に示すように一定電
流となる。そのため、ＬＰＦ２２に流れる電流Ｉ３（Ｉ
２−Ｉ４）は、図４（Ｇ）に示すように負方向に脈動す
る。この電流Ｉ３が、たとえば抵抗ＲとコンデンサＣと
を含むＬＰＦ２２によって平滑（積分）され、したがっ
て、ＬＰＦ２２は図４（Ｈ）に示すように、両信号が同
相のときには負の制御信号を出力する。
ランジスタＱ１２およびＱ１６がオンしかつ負の周期で
はトランジスタＱ１４およびＱ１７がオンする。したが
って、出力Ａにおける電圧は図４（Ｃ）に示すように負
方向に半周期毎に脈動し、出力Ｂにおける電圧は図４
（Ｄ）に示すように一定電圧となる。したがって、トラ
ンジスタＱ１８を流れる電流Ｉ１（すなわちＩ４）は図
４（Ｅ）に示すように正方向に脈動し、トランジスタＱ
１９を流れる電流Ｉ２は図４（Ｆ）に示すように一定電
流となる。そのため、ＬＰＦ２２に流れる電流Ｉ３（Ｉ
２−Ｉ４）は、図４（Ｇ）に示すように負方向に脈動す
る。この電流Ｉ３が、たとえば抵抗ＲとコンデンサＣと
を含むＬＰＦ２２によって平滑（積分）され、したがっ
て、ＬＰＦ２２は図４（Ｈ）に示すように、両信号が同
相のときには負の制御信号を出力する。
【００２８】 両信号が逆相の場合、出力信号ＶM が
正の周期ではトランジスタＱ１５およびＱ１７がオンし
かつ出力信号ＶM が負の周期ではトランジスタＱ１３お
よびＱ１６がオンする。したがって、出力Ａにおける電
圧は図４（Ｃ）に示すように一定となり、出力Ｂにおけ
る電圧は図４（Ｄ）に示すように負方向に半周期毎に脈
動する。したがって、トランジスタＱ１８を流れる電流
Ｉ１（すなわちＩ４）は図４（Ｅ）に示すように一定電
流となり、トランジスタＱ１９を流れる電流Ｉ２を図４
（Ｆ）に示すように正方向に脈動する。そのため、ＬＰ
Ｆ２２に流れる電流Ｉ３は、図４（Ｇ）に示すように正
方向に脈動する。この電流Ｉ３がＬＰＦ２２によって平
滑（積分）され、したがって、ＬＰＦ２２は図４（Ｈ）
に示すように、両信号が逆相のときには正の制御信号を
出力する。
正の周期ではトランジスタＱ１５およびＱ１７がオンし
かつ出力信号ＶM が負の周期ではトランジスタＱ１３お
よびＱ１６がオンする。したがって、出力Ａにおける電
圧は図４（Ｃ）に示すように一定となり、出力Ｂにおけ
る電圧は図４（Ｄ）に示すように負方向に半周期毎に脈
動する。したがって、トランジスタＱ１８を流れる電流
Ｉ１（すなわちＩ４）は図４（Ｅ）に示すように一定電
流となり、トランジスタＱ１９を流れる電流Ｉ２を図４
（Ｆ）に示すように正方向に脈動する。そのため、ＬＰ
Ｆ２２に流れる電流Ｉ３は、図４（Ｇ）に示すように正
方向に脈動する。この電流Ｉ３がＬＰＦ２２によって平
滑（積分）され、したがって、ＬＰＦ２２は図４（Ｈ）
に示すように、両信号が逆相のときには正の制御信号を
出力する。
【００２９】 出力信号ＶM が入力信号ＶI より９０
度位相が遅れている場合、出力信号ＶM の前半周期の前
半ではトランジスタＱ１２およびＱ１６がオンし、後半
ではトランジスタＱ１５およびＱ１７がオンする。ま
た、出力信号ＶM の後半周期の前半ではトランジスタＱ
１４およびＱ１７がオンし、後半ではトランジスタＱ１
３およびＱ１６がオンする。したがって、出力Ａにおけ
る電圧は図４（Ｃ）に示すように各半周期の前半にのみ
負方向電圧となり、出力Ｂにおける電圧は図４（Ｄ）に
示すように各半周期の後半にのみ負方向電圧として出現
する。したがって、トランジスタＱ１８を流れる電流Ｉ
１（すなわちＩ４）は図４（Ｅ）に示すように各半周期
の前半にのみ正方向に流れ、トランジスタＱ１９を流れ
る電流Ｉ２は図４（Ｆ）に示すように各半周期の後半に
のみ正方向に流れる。そのため、ＬＰＦ２２に流れる電
流Ｉ３は、図４（Ｇ）に示すようにほぼ正弦波となる。
したがって、ＬＰＦ２２は図４（Ｈ）に示すように、出
力信号ＶM が入力信号ＶI より９０度位相が遅れている
ときにはほぼ０Ｖの制御信号を出力する。
度位相が遅れている場合、出力信号ＶM の前半周期の前
半ではトランジスタＱ１２およびＱ１６がオンし、後半
ではトランジスタＱ１５およびＱ１７がオンする。ま
た、出力信号ＶM の後半周期の前半ではトランジスタＱ
１４およびＱ１７がオンし、後半ではトランジスタＱ１
３およびＱ１６がオンする。したがって、出力Ａにおけ
る電圧は図４（Ｃ）に示すように各半周期の前半にのみ
負方向電圧となり、出力Ｂにおける電圧は図４（Ｄ）に
示すように各半周期の後半にのみ負方向電圧として出現
する。したがって、トランジスタＱ１８を流れる電流Ｉ
１（すなわちＩ４）は図４（Ｅ）に示すように各半周期
の前半にのみ正方向に流れ、トランジスタＱ１９を流れ
る電流Ｉ２は図４（Ｆ）に示すように各半周期の後半に
のみ正方向に流れる。そのため、ＬＰＦ２２に流れる電
流Ｉ３は、図４（Ｇ）に示すようにほぼ正弦波となる。
したがって、ＬＰＦ２２は図４（Ｈ）に示すように、出
力信号ＶM が入力信号ＶI より９０度位相が遅れている
ときにはほぼ０Ｖの制御信号を出力する。
【００３０】このようにして、入力信号ＶI と出力信号
ＶM との位相差が９０度のときは、ＬＰＦ２２からはほ
ぼ０Ｖの制御信号が出力される。入力信号ＶI と出力信
号Ｖ M との位相差が９０度からずれている場合には、そ
のずれ量に応じて正または負の制御信号がＬＰＦ２２か
ら出力される。したがって、バーストゲート期間に、位
相比較器２０で入力信号ＶI と出力信号ＶM とを位相比
較し、ＬＰＦ２２から出力される制御信号をバッファ２
４を介して差動増幅回路２６および２８に与え、差動増
幅回路２６および２８のそれぞれのバイアス電流２ＩO
すなわちトランジスタＱ３およびＱ６を流れるバイアス
電流２ＩO を制御する（図２，図３参照）。その結果、
バーストゲート期間では、バッファ３４からの出力信号
ＶM は、常に正弦波信号ｆSCすなわち入力信号ＶI に対
して９０度位相が遅れるように制御される。ここで、出
力信号ＶM の位相が入力信号ＶI より９０度遅れるとき
の入力信号ＶI の周波数は、数４および数５よりフィル
タ１８すなわちトラップのカットオフ周波数と同一であ
る。したがって、フィルタ１８のカットオフ周波数は、
常に正弦波信号ｆSCの周波数すなわちカラーサブキャリ
ア周波数に制御される。したがって、フィルタ１８をト
ラップとして用いても、従来よりばらつき精度がよくな
る。
ＶM との位相差が９０度のときは、ＬＰＦ２２からはほ
ぼ０Ｖの制御信号が出力される。入力信号ＶI と出力信
号Ｖ M との位相差が９０度からずれている場合には、そ
のずれ量に応じて正または負の制御信号がＬＰＦ２２か
ら出力される。したがって、バーストゲート期間に、位
相比較器２０で入力信号ＶI と出力信号ＶM とを位相比
較し、ＬＰＦ２２から出力される制御信号をバッファ２
４を介して差動増幅回路２６および２８に与え、差動増
幅回路２６および２８のそれぞれのバイアス電流２ＩO
すなわちトランジスタＱ３およびＱ６を流れるバイアス
電流２ＩO を制御する（図２，図３参照）。その結果、
バーストゲート期間では、バッファ３４からの出力信号
ＶM は、常に正弦波信号ｆSCすなわち入力信号ＶI に対
して９０度位相が遅れるように制御される。ここで、出
力信号ＶM の位相が入力信号ＶI より９０度遅れるとき
の入力信号ＶI の周波数は、数４および数５よりフィル
タ１８すなわちトラップのカットオフ周波数と同一であ
る。したがって、フィルタ１８のカットオフ周波数は、
常に正弦波信号ｆSCの周波数すなわちカラーサブキャリ
ア周波数に制御される。したがって、フィルタ１８をト
ラップとして用いても、従来よりばらつき精度がよくな
る。
【００３１】このように構成されるフィルタ回路１０を
ＮＴＳＣ方式のＴＶ受像機のカラートラップとして用い
る場合の動作を、図５を参照して説明する。入力端子１
４からは図５（Ａ）に示すようなコンポジットビデオ信
号が、入力端子１６からは図５（Ｂ）に示すようなカラ
ーサブキャリア周波数の正弦波信号ｆSCがそれぞれ入力
される。なお、図５（Ａ）において、５０は水平同期信
号，５２は３．５８ＭＨｚのカラーバースト信号，５４
はカラーサブキャリア信号を示す。ここではカラーバー
スト信号５２にはノイズａを含んでいるものとする。ま
た、正弦波信号ｆSCとしては、ＴＶ受像機に内蔵される
３．５８ＭＨｚの発振器から発振する信号をそのまま用
いればよい。そして、スイッチ１２および位相比較器２
０には、図５（Ｃ）に示すようなバーストゲートパルス
が与えられる。このバーストゲートパルスによってスイ
ッチ１２のスイッチング動作が切り換えられる。すなわ
ち、ハイレベルのバーストゲートパルスが入力されたと
きには、スイッチ１２は入力端子１６側に接続され、そ
れ以外の期間にはスイッチ１２は入力端子１４側に接続
される。その結果、フィルタ１８には、図５（Ｄ）に示
すような入力信号ＶI が入力される。そして、フィルタ
１８のトラップ特性によってコンポジットビデオ信号の
カラーサブキャリア信号が取り除かれ、図５（Ｅ）に示
すような出力信号ＶO が出力３６から出力される。
ＮＴＳＣ方式のＴＶ受像機のカラートラップとして用い
る場合の動作を、図５を参照して説明する。入力端子１
４からは図５（Ａ）に示すようなコンポジットビデオ信
号が、入力端子１６からは図５（Ｂ）に示すようなカラ
ーサブキャリア周波数の正弦波信号ｆSCがそれぞれ入力
される。なお、図５（Ａ）において、５０は水平同期信
号，５２は３．５８ＭＨｚのカラーバースト信号，５４
はカラーサブキャリア信号を示す。ここではカラーバー
スト信号５２にはノイズａを含んでいるものとする。ま
た、正弦波信号ｆSCとしては、ＴＶ受像機に内蔵される
３．５８ＭＨｚの発振器から発振する信号をそのまま用
いればよい。そして、スイッチ１２および位相比較器２
０には、図５（Ｃ）に示すようなバーストゲートパルス
が与えられる。このバーストゲートパルスによってスイ
ッチ１２のスイッチング動作が切り換えられる。すなわ
ち、ハイレベルのバーストゲートパルスが入力されたと
きには、スイッチ１２は入力端子１６側に接続され、そ
れ以外の期間にはスイッチ１２は入力端子１４側に接続
される。その結果、フィルタ１８には、図５（Ｄ）に示
すような入力信号ＶI が入力される。そして、フィルタ
１８のトラップ特性によってコンポジットビデオ信号の
カラーサブキャリア信号が取り除かれ、図５（Ｅ）に示
すような出力信号ＶO が出力３６から出力される。
【００３２】なお、上述の実施例ではスイッチ１２を用
いたが、このスイッチ１２は必ずしも必要ではなく、コ
ンポジットビデオ信号のカラーバースト信号をそのまま
使用してもよい。しかし、一般にＴＶ信号の場合、白黒
放送によってカラーバースト信号がない場合や弱電界な
どによりノイズ（図５（Ａ）に矢印ａで示す）が含まれ
る場合等を考慮すると、スイッチ１２を設けることが望
ましい。
いたが、このスイッチ１２は必ずしも必要ではなく、コ
ンポジットビデオ信号のカラーバースト信号をそのまま
使用してもよい。しかし、一般にＴＶ信号の場合、白黒
放送によってカラーバースト信号がない場合や弱電界な
どによりノイズ（図５（Ａ）に矢印ａで示す）が含まれ
る場合等を考慮すると、スイッチ１２を設けることが望
ましい。
【００３３】なお、上述の実施例では、フィルタ回路１
０をＮＴＳＣ方式のＴＶ受像機に用いた場合について述
べたが、これに限定されず、他の方式のＴＶ受像機にも
適用できる。たとえばＰＡＬ方式であれば正弦波信号ｆ
SCとして、ＴＶ受像機に内蔵される４．４３ＭＨｚ発振
器からの信号をそのまま用いれば実施可能である。この
ようにＴＶ方式に拘わらずこの発明を適用することがで
きる。また、このフィルタ回路１０は、ＦＭトラップや
イメージトラップとしても用いることができる。さら
に、フィルタ回路１０のＬＰＦ２２からの出力によっ
て、他の同一チップ内の各種フィルタを同時に制御する
こともできることはいうまでもない。
０をＮＴＳＣ方式のＴＶ受像機に用いた場合について述
べたが、これに限定されず、他の方式のＴＶ受像機にも
適用できる。たとえばＰＡＬ方式であれば正弦波信号ｆ
SCとして、ＴＶ受像機に内蔵される４．４３ＭＨｚ発振
器からの信号をそのまま用いれば実施可能である。この
ようにＴＶ方式に拘わらずこの発明を適用することがで
きる。また、このフィルタ回路１０は、ＦＭトラップや
イメージトラップとしても用いることができる。さら
に、フィルタ回路１０のＬＰＦ２２からの出力によっ
て、他の同一チップ内の各種フィルタを同時に制御する
こともできることはいうまでもない。
【図１】この発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】この実施例のフィルタおよびバッファを示す回
路図である。
路図である。
【図３】この実施例の位相比較器およびＬＰＦを示す回
路図である。
路図である。
【図４】位相比較器およびＬＰＦの動作を示す波形図で
ある。
ある。
【図５】この実施例の動作を示す波形図である。
【図６】従来技術を示すブロック図である。
１０ …フィルタ回路 １２ …スイッチ １８ …フィルタ ２０ …位相比較器 ２２ …ＬＰＦ ２４，３０，３４ …バッファ ２６，２８ …差動増幅回路 Ｃ１，Ｃ２ …コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 11/04 H04N 9/64
Claims (1)
- 【請求項１】入力端子に接続される第１入力および出力
端子からの帰還経路に接続される第２入力を含む第１の
差動増幅回路(26)、前記第１の差動増幅回路の出力に接
続される第３入力および前記出力端子からの前記帰還経
路に接続される第４入力を含む第２の差動増幅回路(2
8)、前記第１の差動増幅回路の出力と交流的アースとの
間に介挿される第１のコンデンサ(C1)、および前記第２
の差動増幅回路の出力と前記第１入力との間に介挿され
る第２のコンデンサ(C2)を備えるトラップフィルタ(18)
を含み、 前記第１および第２の差動増幅回路の各々のバイアス電
流を変化させることによって前記トラップフィルタのト
ラップ周波数を調整するカラートラップフィルタ回路で
あって、 前記第１入力への入力信号と前記第１の差動増幅回路か
らの出力信号との位相を比較する位相比較手段(20)、 前記位相比較手段からの出力によって前記バイアス電流
を制御する制御手段(22,24)、および バーストゲート期
間中にカラーサブキャリア周波数の正弦波信号を前記第
１入力に与えかつそれ以外の期間にコンポジットビデオ
信号を前記第１入力に与える切換手段(12)を備え、 前記バーストゲート期間中に前記第１入力に与える前記
正弦波信号とその結果前記第１差動増幅回路から出力さ
れる出力信号との位相を前記位相比較手段で比較する、
カラートラップ 回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6005160A JP3026713B2 (ja) | 1994-01-21 | 1994-01-21 | カラートラップ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6005160A JP3026713B2 (ja) | 1994-01-21 | 1994-01-21 | カラートラップ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07212186A JPH07212186A (ja) | 1995-08-11 |
| JP3026713B2 true JP3026713B2 (ja) | 2000-03-27 |
Family
ID=11603506
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6005160A Expired - Fee Related JP3026713B2 (ja) | 1994-01-21 | 1994-01-21 | カラートラップ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3026713B2 (ja) |
-
1994
- 1994-01-21 JP JP6005160A patent/JP3026713B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07212186A (ja) | 1995-08-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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