CN102090118B - 基站装置 - Google Patents

Abstract

把由内置时钟产生器产生的时钟用作确定发送信号的载波频率的基准信号，并在各基站之间获取载波频率的同步。基站装置与终端装置之间进行无线通信。基站装置中，根据由内置时钟产生器(18)产生的时钟频率的精度，OFDM信号的载波频率的精度受到影响。基站装置在停止向终端装置发送信号的期间，接收从其他基站装置发送的OFDM信号，推定该OFDM信号的载波频率偏移，并校正向终端装置发送的OFDM信号的载波频率。

Description

基站装置

技术领域

本发明涉及一种基站装置。

背景技术

在诸如WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access：全球微波接入互操作)那样能够实现移动终端通信的无线通信系统中，在各地区设置多个基站。位于各基站覆盖的区域(小区)内的移动终端，能够与覆盖该区域的基站之间进行通信。

由于移动终端在移动，作为移动终端的通信对象的基站发生变更，而在基站变更时，移动终端同时接收来自两个基站(服务基站和目标基站)的信号。

因此，为了使移动终端的基站间移动顺利进行，需要确保在相邻的基站之间发送定时一致的基站间同步。

如果获取基站间同步，在进行移动终端的基站间移动时，移动终端能够同时接收来自两个基站的信号，并顺利地进行基站间移动(转移)。

在此，关于在基站之间获取定时同步的技术，例如有专利文献1记载的技术。

专利文献1公开了如下技术，各基站从GPS卫星接收GPS信号，各基站根据GPS信号来获取定时同步。

专利文献1：日本特开昭59-6642号公报

发明内容

另外，WiMAX采用OFDM(正交频分复用：Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)方式。在OFDM信号中密密地配置子载波，子载波间隔比较小，所以当信号的发送侧和接收侧载波频率的误差比较大时，OFDM解调特性恶化。因此，要求载波频率的误差比较小。

因此，在像基站和移动终端之间那样进行常规通信的通信装置之间，必须获取载波频率同步。这种载波频率同步是这样实现的，接收侧从接收信号中检测载波频率误差，并校正接收信号的载波频率误差。在这种情况下，接收信号的载波频率误差的检测及校正通过设于接收电路中的AFC(自动频率控制：automatic frequency control)电路进行。

另一方面，本发明人们得到以下见解，以OFDM方式为前提，考虑到移动终端的基站间移动(转移)，在基站之间也需要获取载波频率同步。其中，基于本发明人们的见解的载波频率同步是指使各基站向本区域内的移动终端发送的信号的载波频率在基站之间一致，这与基站或者终端的接收部为了对通信的对象侧的信号进行解调而检测载波频率误差、并使其与校正接收信号的载波频率误差的载波频率同步的情况不同。

作为信号发送侧的各基站为了使发送信号的载波频率一致，需要使各基站按照共同的基准信号(时钟)动作。

但是，由于各基站内置的时钟产生器(晶体振子)的精度具有偏差，因此即使是把各基站的内置时钟产生器产生的时钟作为基准信号，各基站以预定的载波频率来发送信号时，由于时钟频率精度的差异，载波频率在基站之间必然是不同的。

因此，通常认为内置时钟产生器产生的时钟不适合作为使发送信号的载波频率在各基站之间一致的基准信号。

在此，如专利文献1所述，在各基站能够从GPS卫星接收GPS信号的情况下，通过把GPS信号中包含的时钟信号作为载波频率的基准信号，各基站能够使发送信号的载波频率一致。GPS信号是各基站能够共同使用的信号，因而适合作为使发送信号的载波频率在各基站之间一致的基准信号。

但是，在采用GPS信号的情况下，各基站需要具备GPS接收设备，导致大型化及成本升高。并且，对于在室内等不能接收GPS信号的环境下设置的基站，不能接收GPS信号。

另外，在与各基站连接的上位网络是ISDN等能够供给时钟的通信线路的情况下，各基站从ISDN获取时钟，并把该时钟作为基准信号，由此能够使发送信号的载波频率在各基站之间一致。

但是，在诸如WiMAX那样假设因特网是上位网络的通信系统中，不能从上位网络获取时钟。

本发明的目的在于，把通常认为不合适的由内置时钟产生器产生的时钟用作确定发送信号的载波频率的基准信号，并在各基站之间获取载波频率的同步。

另外，在按照频分双工方式来进行基站装置与终端装置之间的通信的情况下，发送频率与接收频率是不同的，因而不需要考虑发送信号与接收信号的干扰，通常是多个基站装置不同步地进行动作。

但是，本发明人们得到了如下设想，在采用频分双工方式的情况下，也存在优选使多个基站装置同步的情况。

例如，分析如图24(a)所示的进行广播(Broadcast)发送的情况，即从多个基站装置BS1、BS2同时向多个终端装置MS1、MS2、MS3发送相同内容的信息。在这种情况下，如图24(b)所示，如果多个基站装置BS的广播的帧发送定时偏离，则对于从多个基站装置BS1、BS2接收相同内容的信号的终端装置MS2而言，导致来自一个基站装置BS2的信号对来自另一个基站装置BS1的信号产生干扰。

并且，当终端装置MS2利用从多个基站装置BS1、BS2发送的信号进行宏分集和空间复用传输的情况下，如果各基站装置BS1、BS2的发送定时不一致，则效果下降。

因此，在上述的情况下，即使是频分双工方式，也优选在基站装置之间获取同步。

另外，为了在基站装置之间获取同步，可以考虑不采用如专利文献1记载的GPS信号，而利用无线通信信号来获取同步。在这种情况下，需要获取同步的基站装置接收其他基站装置向终端装置发送的信号，并检测该其他基站装置的发送定时，由此与该其他基站装置获取同步。另外，下面把基站装置利用其他基站装置的发送信号来获取同步的方式称为“空中同步”。

但是，在频分双工方式的基站装置中，其接收部构成为适合于上行信号(从终端装置向基站装置发送的信号)的频率f_u，而发送部构成为适合于下行信号(从基站装置向终端装置发送的信号)的频率f_d。

因此，某个基站装置即使想要接收从其他基站装置向终端装置发送的下行信号，由于想要接收的下行信号的频率是f_d，所以适合于上行信号的频率f_u的接收部无法接收信号。

这样，以往还没有提出在频分双工方式的基站装置中进行空中同步的方案。

因此，本发明的另一个目的在于，提供一种在频分双工方式的基站装置中进行空中同步的方案。

另外，在某个基站装置(同步源)想要自行确定作为空中同步的同步对象的其他基站装置的情况下，从位于同步源的基站装置附近的多个基站装置中选择作为同步对象的一个基站装置。

但是，在假设各基站装置能够任意选择作为同步对象的基站装置时，如图33所示，有可能产生多个基站装置(BS)相互把彼此作为同步对象的状况。在这种情况下，各基站装置的同步定时容易变动，所以不适合采用。

因此，优选对作为基准的一个基站装置(主基站装置)确定同步对象，以使其他基站装置(辅基站装置)获取树状的层次结构。在这种情况下，多个辅基站装置能够使定时与作为基准的一个主基站装置一致。

如果采取上述层次结构，则需要确定同步对象的基站装置必须识别其他基站装置的层次。

因此，本发明的另一个目的在于，提供一种用于使需要确定同步对象的基站装置识别其他基站装置的层次的技术。

本发明的一种基站装置，与终端装置之间进行OFDM信号的无线通信，并且具有产生动作时钟的内置时钟产生器，根据由所述内置时钟产生器产生的时钟频率的精度，OFDM信号的载波频率的精度受到影响，所述基站装置的特征在于，具有：在停止向终端装置发送信号的期间接收从其他基站装置发送的OFDM信号的单元；推定单元，根据停止向终端装置发送信号的期间接收到的OFDM信号，求出该OFDM信号的载波频率偏移的推定值；以及频率校正单元，根据所述推定值校正向终端装置发送的OFDM信号的载波频率。

根据本发明，基站装置中，根据由内置时钟产生器产生的时钟频率的精度，OFDM信号的载波频率的精度受到影响。但是，该基站装置接收从其他基站装置发送的OFDM信号，并推定该基站装置的载波频率与其他基站装置的载波频率之差(载波频率偏移)。

并且，该基站装置根据该推定值来校正向终端装置发送的OFDM信号的载波频率。因此，该基站装置的发送信号的载波频率能够与其他基站装置的发送信号的载波频率获取同步。

因此，根据本发明，能够把由内置时钟产生器产生的时钟用作确定发送信号的载波频率的基准信号，并在各基站之间获取载波频率的同步。

而且，在基站装置通过时分双工来进行与终端装置之间的通信的情况下，在该基站装置处于接收状态的时间段，其他基站装置也处于接收状态，在该基站装置处于发送状态的时间段，其他基站装置也是处于发送状态的时间段。因此，该基站装置不能接收来自其他基站装置的OFDM信号。

但是，基站装置由于停止向终端装置的发送，并在停止向终端装置发送的期间接收从其他基站装置发送的OFDM信号，所以即使是时分双工方式，也能够接收从其他基站装置发送的OFDM信号。

另外，在本发明中，OFDM当然包括将OFDM扩展后的OFDMA(正交频分多址接入)。并且，本发明不限于OFDM信号，也能够适用于采用多个频率的载波信号的多载波系统等要求载波频率的精度的无线信号。

优选所述推定单元根据停止向终端装置发送信号的期间接收到的OFDM信号求出该OFDM信号的通信定时偏移的推定值，并根据通信定时偏移的推定值求出该OFDM信号的载波频率偏移的推定值。

另外，优选所述推定单元具有：相位旋转量计算单元，根据在第1发送停止时刻求出的通信定时偏移的第1推定值与不同于所述第1发送停止时刻的时刻即第2发送停止时刻求出的通信定时偏移的第2推定值的差分，计算第1发送停止时刻与第2发送停止时刻之间的OFDM信号的相位旋转量；和时钟误差计算单元，根据所述相位旋转量计算所述时钟频率的误差，所述推定单元根据所计算的所述时钟频率的误差求出所述载波频率偏移的推定值。

优选所述基站装置还具有根据所述通信定时偏移的推定值校正通信帧定时的单元。

优选停止向终端装置发送信号的期间从其他基站装置接收的OFDM信号是所述其他基站装置向终端装置发送的前导码信号。

优选所述频率校正单元根据所述载波频率偏移的所述推定值，校正接收到的OFDM信号的载波频率。

并且，优选周期性地停止向终端装置发送信号。在这种情况下，停止向终端装置的发送的周期可以是固定的也可以是可变的。

本发明的另一方面的基站装置，通过上行信号的频率与下行信号的频率不同的频分双工，进行与终端装置之间的无线通信，所述基站装置具有：第1接收部，以上行信号的频率接收来自终端装置的上行信号；发送部，以下行信号的频率向终端装置发送下行信号；以及第2接收部，以下行信号的频率接收来自其他基站装置的下行信号，通过所述第2接收部接收停止向终端装置发送信号的期间从其他基站装置发送的OFDM信号。更具体地讲，基站装置具有：同步误差检测部，根据由所述第2接收部接收到的其他基站装置的下行信号，检测所述其他基站装置与本基站装置之间的同步误差；以及校正部，其根据由所述同步误差检测部检测到的同步误差来校正所述同步误差。

根据上述本发明，基站装置除了按照上行信号的频率接收来自终端装置的上行信号的第1接收部之外，还具有按照下行信号的频率接收来自其他基站装置的下行信号的第2接收部。

因此，上述基站装置即使采用频分双工方式，也能够接收来自终端装置的上行信号，并且也能够接收其他基站装置发送的下行信号，以便实现空中同步。

并且，基站装置能够根据由第2接收部接收到的其他基站装置的下行信号，与其他基站装置之间获取空中同步。

在具有多个所述基站装置的通信系统中，多个所述基站装置能够同时向终端装置发送相同内容的信息。即使是频分双工方式，通过在基站装置之间获取同步，即使多个所述基站装置一起向终端装置发送相同内容的信息，终端装置也能够没有问题地进行接收。因此，能够从多个基站装置广播发送，进行利用了从多个基站装置发送的信号的宏分集或者空分复用传输。

另外，在基站装置具有进行所述发送部中包含的放大器的失真补偿的失真补偿部的情况下，优选基站装置具有切换单元，用于切换所述失真补偿部通过所述第2接收部获取从所述放大器输出的下行信号的第1状态、和所述推定单元(同步误差检测部)通过所述第2接收部接收来自其他基站装置的下行信号的第2状态。在这种情况下，能够共用为了进行失真补偿而将发送部的放大器的输出提供给失真补偿部的电路、和为了进行空中同步而将来自其他基站装置的下行频率的下行信号提供给推定单元(同步误差检测部)的电路。

在此，失真补偿部通过获取从发送部的放大器输出的信号，掌握该放大器的非线性特性并进行失真补偿。发送部中包含的放大器的输出信号是下行信号，所以将放大器的输出信号提供给失真补偿部的电路适合于下行信号的频率。

因此，在本发明中，所述第2接收部采用适合于下行信号的频率的结构，把所述第2接收部也用作将放大器的输出信号提供给失真补偿部的电路，能够共用电路。通过电路的共用，即使设置第2接收部也能够抑制电路规模增大。

并且，在基站装置除失真补偿之外，生成输入所述发送部的信号的信号处理装置接收由发送部生成的下行信号的反馈的情况下，优选基站装置具有切换单元，用于切换所述信号处理装置通过所述第2接收部接收由所述发送部生成的下行信号的反馈的第1状态、和所述推定单元(同步误差检测部)通过所述第2接收部获取来自其他基站装置的下行信号的第2状态。

所述第2接收部构成为适合于下行信号的频率，把第2接收部也用作反馈由发送部生成的下行信号的电路，并共用电路。通过电路的共用，即使设置第2接收部也能够抑制电路规模增大。

频率转换部对来自终端装置的上行信号及来自其他基站装置的下行信号中的至少任一个信号的频率进行转换，使两个信号的频率一致，频率转换部被设于所述第1接收部及所述第2接收部中的至少任意一个接收部中，优选所述第1接收部及所述第2接收部通过所述第1接收部及所述第2接收部相互共用的共用部处理频率一致的所述两个信号。在这种情况下，即使设置第1接收部及第2接收部双方来作为接收部，也能够简化电路结构。

优选所述共用部包括对所述两种信号进行A/D转换的A/D转换部。

优选具有由多个天线构成的阵列天线，在所述多个天线分别设有所述第1接收部及所述发送部，在所述多个天线中的一个天线或者多个天线的各天线中设有所述第2接收部。即使是阵列天线方式，也能够在其中一个天线或者多个天线的系统中设置第2接收部。

本发明的另一方面的基站装置，通过上行信号的频率与下行信号的频率不同的频分双工，进行与终端装置之间的通信，所述基站装置的特征在于，具有：第1接收部，以上行信号的频率接收来自终端装置的上行信号；发送部，以下行信号的频率向终端装置发送下行信号；第2接收部，以下行信号的频率接收来自其他基站装置的下行信号；同步误差检测部，根据由所述第2接收部接收到的其他基站装置的下行信号，检测所述其他基站装置与本基站装置之间的同步误差；以及频率校正部，根据由所述同步误差检测部检测到的同步误差，推定该基站装置的频率偏移，并校正所述上行信号的频率或者下行信号的频率。在这种情况下，也能够通过空中同步来校正频率。

本发明的另一方面的基站装置，向终端装置发送包含能够采取多个模式的第1已知信号及能够采取多个模式的第2已知信号的下行信号，所述基站装置的特征在于，还具有识别部，在(由接收部)接收到其他基站装置发送的包含所述第1已知信号及所述第2已知信号的下行信号时，所述识别部根据接收到的所述第1已知信号的模式及接收到的所述第2已知信号的模式的组合，识别其他基站装置在基站装置间同步的层次结构中所处的层次级别。

根据上述本发明，能够根据第1已知信号的模式及所述第2已知信号的模式的组合，识别其他基站装置的层次。

优选所述识别部具有：第1识别部，进行模式识别，以识别接收到的所述第1已知信号的模式是第1已知信号能够采取的多个模式中的哪个模式；和第2识别部，进行模式识别，以识别接收到的所述第2已知信号的模式是所述第2已知信号能够采取的多个模式中的哪个模式。在这种情况下，能够独立地识别第1已知信号及第2已知信号的模式。

优选所述第1识别部及所述第2识别部中，由识别能够采取的模式数量少的已知信号的模式的识别部进行第1模式识别，通过所述第1模式识别对模式进行识别后，所述第1识别部及所述第2识别部中，由识别能够采取的模式数量多的已知信号的模式的识别部进行第2模式识别。在这种情况下，能够容易或者快速进行模式识别。

优选本基站装置具有模式设定部，设定包含于下行信号中而发送的第1已知信号的模式及第2已知信号的模式，所述模式设定部将第1已知信号的模式及第2已知信号的模式设定为表示比作为基站装置间同步中的同步对象的其他基站装置的层次级别低的层次级别的模式。在这种情况下，即使是各基站装置自行确定同步对象，也能够自然地构建层次结构。

附图说明

图1是表示把因特网NW作为上位网络的移动无线通信系统的图。

图2是表示获取基站间同步时的WiMAX帧的状态的图。

图3是表示无线通信系统中的主基站装置与辅基站装置的图。

图4是基站装置的功能框图。

图5是表示产生了定时偏移的帧的图。

图6是用于检测前导码的定时的说明图。

图7是表示前一次和本次的同步模式中的定时偏移量的说明图。

图8是表示通常通信模式和同步模式的切换的流程图。

图9是第2章中的无线通信系统的整体图。

图10是第2章中的第1实施方式涉及的BS(基站装置)的收发电路结构图。

图11是表示空中同步定时的图。

图12是表示用于失真补偿的检测信号获取定时与空中同步定时的关系的图。

图13是空中同步排他处理的流程图。

图14是第2章中的第2实施方式的辅BS的收发电路结构图。

图15是第2章中的第3实施方式的辅BS的收发电路结构图。

图16是第2章中的第4实施方式的辅BS的收发电路结构图。

图17是第2章中的第4实施方式的辅BS的空中同步定时图。

图18是第2章中的第5实施方式的辅BS的收发电路结构图。

图19是第2章中的第6实施方式的辅BS的收发电路结构图。

图20是第2章中的第7实施方式的辅BS的收发电路结构图。

图21是第2章中的第8实施方式的辅BS的收发电路结构图。

图22是第2章中的第8实施方式的辅BS的空中同步定时图。

图23是第2章中的第9实施方式的辅BS的同步处理部的框图。

图24是说明频分双工方式中的多个基站装置的同步的图。

图25是表示基站装置间的同步的层次结构的图。

图26是LTE的帧结构图。

图27是LET的DL帧结构图。

图28是第3章中的基站装置的电路结构图。

图29是第3章中的同步处理部的结构图。

图30是表示层次级别与第1已知信号模式及第2已知信号模式的关系的图。

图31是同步对象选择处理的流程图。

图32是本基站装置的层次级别设定处理的流程图。

图33是环状的同步对象参照结构的图。

图34是第4章中的无线通信系统的整体图。

图35是第4章中的第1例涉及的辅BS的电路结构图。

图36是同步处理部的结构图。

图37是第4章的第2例涉及的辅BS的电路结构图。

图38是第4章的第3例涉及的辅BS的电路结构图。

图39是第4章的第4例涉及的辅BS的电路结构图。

图40是第4章的第5例涉及的辅BS的电路结构图。

图41是第4章的第6例涉及的辅BS的电路结构图。

图42是资源分配控制部的结构图。

图43是表示资源分配的方法的图。

图44是资源分配处理的流程图。

图45是表示资源分配的方法的图。

图46是资源分配处理的流程图。

图47是资源分配控制部的结构图。

图48是资源分配处理的流程图。

图49是第5章中的无线通信系统的整体图。

图50是表示第5章中的第二及第三基站装置中的接收部及发送部的结构的框图。

图51是表示第二及第三基站装置从通信模式切换为同步模式时的流程图的图。

图52是表示图51中的同步模式的处理的流程图。

图53是表示源基站装置、与接收源基站装置的信号的基站装置之间的前导码的定时的关系的示意图。

图54是表示基站装置在反复进行通信模式和同步模式时与源基站装置的实际的同步偏差值ΔTs随时间而变化的一例的图。

图55是表示基站装置在反复进行通信模式和同步模式时与源基站装置的实际的同步偏差值ΔTs随时间而变化的另一例的图。

图56是表示第5章中的第二实施方式涉及的基站装置在反复进行通信模式和同步模式时与源基站装置的实际的同步偏差值ΔTs随时间而变化的一例的图。

图57是表示另一个基站装置的时钟频率与一个基站装置的时钟频率的偏差随时间而变化的一例的曲线图。

图58是表示第5章中的第三实施方式涉及的无线通信系统的整体结构的图。

图59是第5章中的基站装置(辅BS)的结构图。

图60是第5章中的同步处理部的结构图。

图61是第6章中的第一实施方式涉及的无线通信系统的整体图。

图62是表示第6章中的第二及第三基站装置的结构的框图。

图63是表示第二及第三基站装置从通信模式切换为同步模式时的流程图的图。

图64是表示辅基站装置反复进行通信模式和同步模式时相对于主基站装置的通信定时偏移随时间而变化的状态的图。

图65是图64中的同步模式的局部放大图。

图66是表示第6章中的第二实施方式涉及的无线通信系统的整体结构的图。

图67是基站装置(辅BS)的结构图。

图68是同步处理部的结构图。

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的优选实施方式。

[第1章关于频率校正]

图1表示把因特网等的TCP/IP网络NW作为上位网络的移动无线通信系统。

该通信系统具有与终端装置即移动终端(MS：Mobile Station)101、102、103进行无线通信的多个基站装置(BS：Base Station)1、2、3。多个(数千个)基站1、2、3与作为存取控制装置的ASN-GW(AccessService Network Gateway：存取服务网关)105连接。并且，ASN-GW105通过HA(Home Agent：本地代理)106与因特网等上位网络NW连接。

因此，从因特网等上位网络NW上的服务器107、108向终端发送的包(下行链路的数据)，经由基站装置1、2、3被发送给终端装置101、102、103。

在该无线通信系统中，例如采用支持正交频分多址接入(OFDMA)方式的基于IEEE802.16的“WiMAX”(移动WiMAX)方式，以便实现宽带无线通信。

各基站装置1、2、3能够与位于各基站装置1、2、3覆盖的区域(小区)内的终端装置(移动终端)101、102、103之间进行通信。

如图2所示，在WiMAX方式中，一个基本帧沿时间方向并列配置下行子帧(基站装置的信号发送时间)和上行子帧(基站装置的信号接收时间)，形成按照TDD(时分双工)来进行发送和接收的双工方式的通信系统。另外，双工方式不限于TDD，也可以是FDD(频分双工)。

一个基本帧的长度为5msec。下行子帧是基站装置1、2、3向本区域内的终端装置101、102、103发送信号的时间段，上行子帧是基站装置1、2、3接收来自本区域内的终端装置101、102、103的信号的时间段。

另外，下行子帧在前头具有已知信号即前导码(Preamble)。

如图3所示，本无线通信系统中的多个基站装置1、2、3包括至少一个主基站装置(主BS)1和多个辅基站装置(辅BS)2、3。

在本无线通信系统中，进行在各基站装置1、2、3之间获取帧定时同步及载波频率同步的处理。主基站装置1是帧定时及载波频率的基准基站，辅基站装置2、3直接或者通过其他辅基站装置间接地与主基站装置1连接，并获取帧定时同步及载波频率同步。

所述帧定时同步用于获取使各基站装置1、2、3的通信帧在相同定时被发送的同步。即，通过帧定时同步，如图2所示，能够使各基站装置1、2、3的通信定时一致，以便在某个基站装置(第1基站)向终端装置进行发送的时间段(下行子帧的时间段)，其他基站装置(第2基站)也向终端装置进行发送，在某个基站装置(第1基站)从终端装置进行接收的时间段(上行子帧的时间段)，其他基站装置(第2基站)也从终端装置进行接收。

通过在基站装置之间获取帧定时同步，即使是终端装置在转移(handover)时等处于与多个基站装置进行通信的状态时，终端装置也能够顺利地与各基站装置进行通信。

并且，所述载波频率同步用于使各基站装置1、2、3向终端装置发送的信号(OFDM(A)信号)的载波频率在各基站装置之间一致。

通过在各基站装置之间获取载波频率同步，即使是终端装置在转移时等处于与多个基站装置进行通信的状态时，终端装置也能够顺利地与各基站装置进行通信。

在此，各终端装置具有AFC(自动频率控制)功能，即检测从基站装置接收到的OFDM信号的载波频率的误差，并校正接收OFDM信号中的载波频率误差(发送侧与接收侧之间的载波频率之差)。

因此，即使在从基站装置接收到的OFDM信号的载波频率具有误差时，各终端装置也能够在校正该误差后进行OFDM解调。

但是，当终端装置在转移时等处于与多个基站装置进行通信的状态时，不能在基站之间获取载波频率同步的情况下，终端装置很难利用AFC功能来校正载波频率误差。

即，当在基站之间不能获取载波频率同步的情况下，从某个终端装置来看，针对一个基站装置的载波频率的误差与针对其他基站装置的载波频率的误差是不同的，所以在处于同时与这些多个基站装置进行通信的状态时，不能校正载波频率的误差。

另外，所述主基站装置1是帧定时和载波频率的基准基站，所以不需要从其他基站装置获取用于获取基站之间的帧定时同步及载波频率同步的信号。

例如，主基站装置1能够构成为自由(Free-running)主基站装置，根据由本基站装置的内置时钟产生器(晶体振子)产生的时钟自行确定信号的发送定时。另外，主基站装置1也可以具有GPS接收设备，使用GPS信号来确定信号的发送定时。

与此相对，所述辅基站装置2、3从其他基站装置(主基站装置或者其他辅基站装置)获取用于获取基站之间的帧定时同步及载波频率同步的信号。

图4表示辅基站装置2、3的结构。

辅基站装置2、3具有用于接收信号的：放大器11，其将接收信号放大；正交解调器12，其对从放大器11输出的接收信号进行正交解调(正交检波)处理；以及A/D转换部13，其对从正交解调器12输出的接收信号进行A/D转换。被转换为数字信号的接收信号被提供给DSP(数字信号处理器)20。

并且，辅基站装置2、3具有用于发送信号的：D/A转换部15，其对数字发送信号进行D/A转换；正交调制器16，其对从D/A转换部15输出的发送信号进行正交调制处理；以及放大器17，将从正交调制器16输出的发送信号放大。

另外，所述正交解调器12、所述A/D转换部13、所述D/A转换部15以及所述正交调制器16的动作时钟，由内置的时钟产生器(基准信号产生器)18提供。内置时钟产生器18，包括晶体振子等，产生预定频率的动作时钟。另外，时钟产生器18的时钟通过倍增部19a、19b提供给所述A/D转换部13等。

并且，内置时钟产生器18的动作时钟也提供给DSP20，并成为DSP20的动作时钟。

在此，提供给D/A转换部15的动作时钟的精度影响到发送帧(下行子帧)的时间长度的精度。因此，如果时钟产生器18的精度因每个基站装置而异，则生成的发送帧的时间长度因每个基站装置而略有差异。并且，在反复进行帧的发送时，帧的时间长度的差异被积累，导致基站装置之间的帧定时产生偏差(通信帧的定时偏移)(参照图5)。

DSP(信号处理部)20对接收信号以及/或者发送信号进行信号处理。

DSP20的主要功能有作为针对接收信号的OFDM解调器的功能、作为针对发送信号的OFDM调制器的功能、发送与接收(发送帧与接收帧)的切换功能、基站之间的帧定时同步功能、以及基站装置之间的载波频率同步功能。在图4中，在DSP20内示出的块表示这些功能。

图4中的载波频率校正部21用于校正接收信号的载波频率。并且，也设有校正发送信号的载波频率的载波频率校正部22。

载波频率校正部21、22根据由推定部23推定的载波频率偏移，校正接收信号以及/或者发送信号的载波频率。

接收信号的载波频率校正部21的输出通过切换开关24提供给解调部(DEM)25。在DEM25中对已实施载波频率校正的接收信号进行解调(OFDM解调)处理。

所述切换开关24用于在能够接收来自终端装置的信号的通信模式的期间，向解调部25提供接收信号，在通信模式停止(中止)的同步模式时，向推定部23提供接收信号。

另外，开关24的切换通过同步控制部26来进行。关于通信模式和同步模式将在后面进行说明。

另外，DSP20具有对发送信号进行调制(OFDM调制)处理的调制部(MOD)27。另外，由调制部27生成的信号的载波频率是由正交调制器16根据时钟产生器18的时钟频率而确定的。正交调制器16的载波频率的误差与正交解调器12相同，所以如后面所述，如果载波频率校正部22直接使由推定部23根据接收信号而推定的载波频率的误差量逆向偏差，则基站发送信号的载波频率准确一致。

从该调制部27输出的发送信号通过切换开关28提供给载波频率校正部22。

所述切换开关28用于在能够向终端装置发送信号的通信模式的期间，向D/A转换部15提供发送信号，在通信模式停止的同步模式时，不向D/A转换部15提供发送信号。

该开关28的切换也通过同步控制部26来进行。

所述推定部23从接收信号中检测同步信号即前导码，并推定与其他基站装置之间的通信帧定时偏移、和与其他基站装置之间的载波频率偏移。

因此，推定部23具有检测接收信号中包含的前导码的前导码检测部23a、以及推定其他基站装置与本基站装置之间的时钟误差的时钟误差推定部23b。

在本实施方式中，把其他基站装置2发送的下行子帧DL的前头中包含的前导码用作基站间同步用的同步信号。因此，所述检测部23a检测其他基站装置2发送的下行子帧DL的前头中包含的前导码的定时。

另外，同步信号也可以是中置码、导频信号等。

基站装置2、3在存储器中设置其他基站装置1、2有可能使用的前导码模式作为已知模式。基站装置2、3的检测部23a使用这些已知的前导码模式，检测前导码的定时等。

在此，由于前导码是已知信号，所以前导码的信号波形也是已知的。在把采样后的接收信号设为X(t)、把前导码的离散时间区域中的信号设为P(n)(n＝0、...、N-1)时，根据下式沿时间方向获取P(n)与图6(a)所示的接收波X(t)的滑动相关。

$\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X(t+n)\×\stackrel{\‾}{P\left(n\right)}$

并且，如图6(b)所示，能够把接收波X(t)与已知前导码模式P(n)的相关值取峰值时的位置检测为前导码的定时t。

检测部23a检测本基站装置2、3的发送定时与检测到的前导码定时t之差，作为通信定时偏移(同步定时误差)的推定值。每当检测到该通信定时偏移(通信帧的定时偏移)时，就将该通信定时偏移提供给存储部29，并存储在存储部29中。

将由检测部23a检测到的通信帧定时偏移提供给帧定时控制部30。帧定时控制部(TDD控制部)30用于进行切换发送和接收的控制。

接收到通信帧定时偏移的帧定时控制部30使本基站装置的发送定时(发送子帧定时)沿正确的方向偏移相当于所检测到的通信帧定时偏移的量。由此，能够使本基站装置的发送定时与其他基站装置的发送定时一致，并获取基站装置之间的帧定时同步。

另外，如果使发送定时与其他基站装置的发送定时一致，自然接收定时也一致。即，处于与其他基站装置之间获取了帧定时同步的状态。

并且，在本实施方式中，停止与终端装置之间进行通信的通信模式，利用其他基站装置向终端装置发送的同步信号(前导码)来获取同步，所以即使不存在获取同步用的控制用信道，也能够获取同步。

所述时钟误差推定部23b根据由前导码检测部23a检测的通信帧定时偏移，推定接收侧即本基站装置的内置时钟产生器18的时钟频率、与发送侧即其他基站装置的内置时钟产生器18的时钟频率之差(时钟频率误差)。

在周期性地执行同步模式的情况下，所述时钟误差推定部23b根据在前一次同步模式时检测到的通信帧定时偏移t1、和在本次同步模式时检测到的通信帧定时偏移t2，推定时钟误差。另外，前一次的定时偏移t1能够从存储部29获取。

例如，在载波频率是2.6[GHz]的情况下，如图7所示，在前一次同步模式(同步定时＝t1)时检测到定时偏移T1，视为进行了T1的定时修正。修正后的定时偏移为0[msec]。并且，在T＝10秒后的本次同步模式(同步定时＝t2)时，再次检测到定时偏移，该定时偏移为T2＝0.1[msec]。

此时，在10秒钟期间产生的0.1[msec]的定时偏移，是同步源基站的时钟周期与同步对象基站的时钟周期之误差的积累值。

即，在定时偏移与时钟周期之间，下述的等式成立。

同步源基站的时钟周期∶同步对象基站的时钟周期＝T∶(T+T2)＝10∶(10+0.0001)

并且，由于时钟频率是时钟周期的倒数，所以

(同步源基站的时钟频率-同步对象基站的时钟频率)

＝同步源基站的时钟频率×T2/(T+T2)

≈同步源基站的时钟频率×0.00001。

因此，在这种情况下，作为发送侧的其他基站装置的时钟频率与作为接收侧的基站装置的时钟频率具有0.00001＝10[ppm]的误差。时钟误差推定部23b按照上面所述推定时钟频率误差。

并且，载波频率和定时偏移进行相同的偏移，因而载波频率也产生相当于10[ppm]的偏差、即2.6[GHz]×1×10^-5＝26[kHz]的偏差。这样，时钟误差推定部23b能够根据时钟频率误差推定载波频率误差(载波频率偏移)。

将由时钟误差推定部23b推定的载波频率误差提供给载波频率校正部21、22。在本实施方式中，不仅能够像通常的AFC(自动频率控制)功能那样校正接收信号的载波频率，也校正发送信号的载波频率。

即，从其他基站装置发送的OFDM信号的载波频率误差的推定值也提供给发送侧的载波频率校正部22，在该载波频率校正部22中校正朝向终端装置的发送信号的载波频率。结果，即使存在时钟频率误差时，也能够使发送信号的载波频率在本基站装置与其他基站装置之间基本一致。

并且，在本实施方式中，不仅利用通常的AFC功能来推定接收信号的载波频率误差，而且在获取帧定时同步的基础上，求出所需要的通信帧定时偏移的推定值，并利用该推定值来推定载波频率误差，所以在结构上比较有利。

另外，也可以利用通常的AFC功能求出从其他基站装置发送的OFDM信号的载波频率误差的推定值，并将该推定值提供给载波频率校正部22。

另外，在本实施方式中，为了简化说明，列举了采用模拟正交调制解调器直接接收/生成无线频率(RF：Radio Frequency)信号的直接转换式收发设备的结构，但也可以构成为从正交调制解调器接收/生成中频(IF：Intermediate Frequency)信号而非RF信号的超外差式收发设备。或者，还可以使发送为直接转换结构、接收为超外差结构，也可以与其相反，发送为超外差结构、接收为直接转换结构。另外，还可以利用数字电路实现正交调制解调器，并且对于IF频率直接通过A/D进行采样，并通过D/A生成。

返回图4，所述同步控制部26按照前面所述控制使通信模式停止的周期(同步定时)，并执行同步模式。

按照下面所述来执行同步模式。

首先，辅基站装置2、3在起动时把其他基站装置(主基站装置或者其他辅基站装置)中的一个基站装置选择为源基站装置，检测该源基站装置发送的信号(前导码、已知信号、同步信号)的接收波(源接收波)，并获取基站装置之间的帧定时同步和载波频率同步。

另外，把在基站装置起动时进行的基站间同步用的处理称为初期同步模式。初期同步模式如前面所述在起动时执行，更具体地讲，在基站装置起动之后到开始与终端装置的通信之前的期间执行。

在执行初期同步模式后，基站装置能够与本区域内的终端装置进行通信。

但是，在基站装置之间由于时钟精度存在偏差，所以随着时间的经过，在基站装置之间产生帧定时和载波频率的偏差。

因此，辅基站装置2、3在预定的定时停止与终端装置的通信(发送信号、下行子帧)，并处于用于消除同步偏差的同步模式(停止通信的同步模式)。

图8表示基站装置2、3从进行与终端装置的通信的(通常)通信模式切换为接收来自其他基站装置(主基站装置或者辅基站装置)的信号的同步模式的流程图。

如图8所示，基站装置2、3进行是否是应该成为同步模式的同步定时的判定(步骤S1)。同步定时例如被设定为成为同步模式的周期(每隔预定时间或者每隔预定数量帧)。在利用时间来设定周期的情况下，例如能够设为5分钟左右。

在处于与终端装置之间进行通信的通常通信模式时，在判定为已是应该进入同步模式的定时的情况下(步骤S2)，基站装置2、3进入同步模式(步骤S3)。在同步模式结束后，再次返回通常通信模式(步骤S4)。

基站装置2、3与终端装置之间进行通信，并且定期地或者根据需要随时执行同步模式，由此即使产生同步偏差时，也能够消除该偏差。

基站装置2、3在处于同步模式时，停止与终端装置之间的通信(下行子帧的发送)，在本来应该是下行子帧的时间也处于接收信号的状态。

在同步模式时，接收其他基站装置2向终端装置发送的信号(OFDM信号)。在本实施方式中，把他基站装置2发送的下行子帧DL的前头中包含的前导码作为基站间同步用的同步信号，并获取帧定时同步以及载波频率同步。

在以上的同步模式结束后，基站装置2、3从同步模式返回通常通信模式，并处于能够进行与终端装置之间的通信的状态。

并且，同步控制部26具有变更停止通信模式的周期的功能。即，同步控制部26时而把停止通信模式的周期设为例如5分钟，时而设为6分钟。即，同步控制部26能够进行停止通信模式的周期(同步定时)的适应性控制。

停止通信模式的周期(同步定时的间隔)的适应性控制是指在同步偏差(定时偏移或者载波频率偏移)容易增大的状况下，缩短停止通信模式的周期等，并频繁地执行同步模式，以使同步偏差不会增大，在不怎么产生同步偏差的状况下，延长停止通信模式的周期等，并降低执行同步模式的频度。

在本实施方式中，同步控制部26根据过去的同步偏差(定时偏移)进行周期的变更。

所述存储部20能够存储过去的预定期间的同步偏差履历信息(过去的一个或者多个定时偏移)。

同步控制部26根据同步偏差的履历信息，计算表示同步偏差的过去的趋势的信息(统计量)，并根据该信息(统计量)的大小，变更执行同步模式的周期(频度)。即，如果过去的同步偏差比较大，则缩短周期(提高频度)，如果过去的同步偏差比较小，则延长周期(降低频度)。

另外，表示同步偏差的过去的趋势的信息(统计量)可以是过去的同步偏差的平均，也可以是过去的同步偏差的方差值、标准偏差或者均方值。

另外，也可以根据对同步偏差造成影响的其他信息，变更成为同步模式的周期(间隔)。例如，环境温度对时钟频率的精度造成影响，所以也可以在基站装置设置温度传感器，获取温度信息，根据温度信息来变更同步模式的周期(间隔)。具体地讲是进行如下控制，如果由温度传感器检测的温度的变化比较大，则减小同步模式的周期(间隔)，如果温度的变化比较小，则增大同步模式的周期(间隔)。

并且，同步精度也受到相对主基站装置1的级别的影响，所以也可以根据相对主基站装置1的级别来变更同步模式的周期。在此，相对主基站装置1的级别是指在把主基站装置1设为第1级时，如图3所示，把主基站装置1作为源基站的辅基站装置2成为第2级，把第2级的基站装置2作为源基站的辅基站装置3成为第3级。相对主基站装置1的级别越大的基站装置，其同步精度越低，所以减小同步模式的周期，而对于级别越小的基站装置，越增大同步模式的周期。

另外，相对主基站装置1的级别可以预先对各基站装置进行设定，也可以在同步模式时获取其他基站装置(源基站装置)的级别，把向该级别加1得到的值作为本基站装置的级别。为了获取其他基站装置(源基站装置)的级别，例如对于WiMAX的情况，由于规定了多种前导码的模式，所以能够利用这些模式。具体地讲，预先对各级分配预定的前导码模式，进行同步处理的基站装置通过识别前导码模式，能够掌握其他基站装置(源基站装置)的级别。

[第2章频分双工的空中同步]

在该第2章中说明的基站装置在不发生矛盾的范围内采用在第1章中说明的基站装置的技术。在该第2章中，对于不做特别说明的内容引用第1章中的说明事项。

[2.1第1实施方式]

图9表示在基站装置2001a、2001b与终端装置(移动终端，MS：Mobile Station)2002a、2002b之间进行无线通信的通信系统。在该通信系统中，基站装置(BS：Base Station)2001a、2001b设置了多个，并能够与小区内的终端装置2002a、2002b之间进行通信。

在该通信系统中，关于双工方式是采用频分双工。在频分双工中，使上行信号(从终端装置向基站装置发送的信号)的频率f_u与下行信号(从基站装置向终端装置发送的信号)的频率f_d不同，由此同时进行上行通信和下行通信。关于这种通信系统，例如可以列举长期演进(LTE：Long-Term Evolution)、WCDMA、CDMA2000等移动电话系统。

在本实施方式的通信系统中，采用频分双工方式进行在多个基站装置2001a、2001b之间获取帧定时同步的基站间同步。在本实施方式中，通过“空中同步”来执行基站间同步，即，主基站装置(以下称为“主BS”)2001a朝向该主BS2001a的小区内的终端装置2002a发送的信号，由另一个基站装置(以下称为“辅BS”)2001b接收，由此获取同步。

另外，主BS还可以与其他基站装置之间获取空中同步，也可以采用除了利用GPS信号来确定帧定时等空中同步之外的方法来确定帧定时。

图10表示辅BS2001b的结构。辅BS2001b能够接收来自主BS2001a的信号，以便进行空中同步。辅BS2001b具有天线2010、第1接收部2011、第2接收部2012及发送部2013。所述第2放大器2012的大部分兼做检测发送部2013中包含的放大器2134的输出的检测电路2016，关于这一点将在后面进行说明。

另外，辅BS2001b具有循环器2014。该循环器2014将来自天线2010的接收信号输出到第1接收部2011及第2接收部2012侧，将从发送部2013输出的发送信号输出到天线2010侧。利用该循环器2014和发送部2013的第4滤波器2135，防止来自天线2010的接收信号向发送部2013侧传递。并且，利用循环器2014和第1接收部2011的第1滤波器2111，防止从发送部2013输出的发送信号向第1接收部2011传递。另外，利用循环器2014和第5滤波器2121，防止从发送部2013输出的发送信号向第2接收部2012传递。

第1接收部2011用于接收来自终端装置2002b的上行信号。该第1接收部2011构成为超外差式接收设备，并且构成为进行中频(IF)采样。更具体地讲，第1接收部2011具有第1滤波器2111、第1放大器2112、第1频率转换部2113、第2滤波器2114、第2放大器2115、第2频率转换部2116及A/D转换部2117。

第1滤波器2111用于只使来自终端装置2002b的上行信号通过，利用只使上行信号的频率f_u通过的带通滤波器构成。通过第1滤波器2111后的接收信号经由第1放大器(高频放大器)2112被放大，再经由第1频率转换部2113进行从频率f_u向第1中频的转换。另外，第1频率转换部2113由振荡器2113a和混频器2113b构成。

第1频率转换部2113的输出经过只使第1中频通过的第2滤波器2114，被第2放大器(中频放大器)2115再次放大。第2放大器2115的输出经由第2频率转换部2116被从第1中频转换为第2中频，再经由A/D转换部2117被转换为数字信号。另外，第2频率转换部2116由振荡器2116a和混频器2116b构成。

将A/D转换部2117的输出(第1接收部2011的输出)提供给解调电路，进行来自终端装置2002b的接收信号的解调处理。

这样，第1接收部2011把由天线2010接收到的模拟的上行信号转换为数字信号，并向构成为数字信号处理装置的解调电路提供数字的上行信号。

另外，所述发送部2013构成为直接转换式发送设备，通过失真补偿部2015获取从调制电路输出的调制信号I、Q，并从天线2010发送信号。该发送部2013具有D/A转换器2131a、2131b、正交调制器2132、第3滤波器2133、第3放大器(高输出放大器：HPA)2134及第4滤波器2135。

所述失真补偿部2015用于进行发送部中包含的第3放大器2134的失真补偿，对从调制电路输出的调制信号I、Q进行失真补偿，并向发送部提供调制信号I、Q。另外，失真补偿部2015构成为数字信号处理装置。在数字信号处理装置中也包含生成调制信号I、Q的调制电路。

所述D/A转换器2131a、2131b对各调制信号I、Q进行D/A转换。将D/A转换器2131a、2131b的输出提供给正交调制器2132，由该正交调制器2132生成载波频率为f_d(下行信号频率)的发送信号。

正交调制器2132的输出经过只使频率f_d通过的第3滤波器2133，经由第3放大器2134被放大，再经过只使频率f_d通过的第4滤波器2135，从天线2010进行发送，并成为朝向终端装置2002b的下行信号。

所述失真补偿部2015为了进行发送部2013中包含的第3放大器(HPA)2134的失真补偿，需要检测发送部2013的输出即第3放大器2134的输出并提供给失真补偿部2015的检测电路2016。检测电路2016通过定向耦合器(省略图示)与第3放大器2134的输出侧连接，检测电路2016对第3放大器2134的输出的检测信号进行放大、频率转换、A/D转换等，然后将该检测信号提供(反馈)给失真补偿部(信号处理装置)2015。

更具体地讲，检测电路2016具有第4放大器(高频放大器)2122、第3频率转换部2123、第6滤波器2124、第5放大器(中频放大器)2125、第4频率转换部2126及A/D转换部2127。

第4放大器(高频放大器)2122将第3放大器2134的输出的检测信号放大，第4放大器2122的输出经由第3频率转换部2123进行从下行信号频率f_d向第1中频的转换。另外，第3频率转换部2123由振荡器2123a和混频器2123b构成。

第3频率转换部2123的输出经过只使从第3频率转换部2123输出的第1中频通过的第6滤波器2124，经由第5放大器(中频放大器)2125被再次放大。第5放大器2125的输出经由第4频率转换部2126被从第1中频转换为第2中频，再经由A/D转换部2127被转换为数字信号。另外，第4频率转换部2126由振荡器2126a和混频器2126b构成。

将A/D转换部2127的输出(检测电路2016的输出)提供给失真补偿部2015，在失真补偿处理时使用。

这样，检测电路2016构成反馈部，用于将由发送部2013生成的模拟的下行信号反馈给失真补偿部(信号处理装置)2015。

以上的第1接收部2011、发送部2013及检测电路2016是进行与终端装置之间的通信所需要的功能，而在频分双工方式中，只依靠这些功能不能进行空中同步。

即，辅BS 2001b为了通过空中同步来获取与主BS2001a的同步，辅BS 2001b需要接收主BS2001a发送的下行信号。但是，由于下行信号的频率是f_d，与上行信号的频率f_u不同，所以第1接收部2011不能接收。

即，在第1接收部2011设有只使频率f_u的信号通过的第1滤波器2111、和只使从频率f_u转换得到的第1中频通过的第2滤波器2114，所以即使将除频率f_u之外的频率(下行信号的频率f_d)的信号提供给第1接收部2011，也不能在第1接收部2011通过。

即，第1接收部2011通过设于第1接收部2011内部的滤波器2111、2114来适合上行信号频率f_u的信号的接收，不能实现其他频率的信号的接收。

因此，在本实施方式的辅BS 2001b中，除了第1接收部2011之外，还具有用于接收主BS2001a发送的频率f_d的下行信号的功能(第2接收部2012)。

在此，发送部2013用于发送下行信号，由于下行信号的频率是f_d，所以所述检测电路适合于下行信号的频率f_d。

即，用于进行主BS2001a发送的下行信号的接收的电路(第1接收部2011)、以及检测从发送部2013输出的发送信号的检测电路(反馈部)2016，都适合于下行信号的频率f_d。并且，检测电路2016的功能是把检测到的信号转换为数字信号，这与把接收到的信号转换为数字信号的接收部的功能相似。

因此，在本实施方式中，所述检测电路(反馈部)2016也兼备用于接收主BS2001a发送的频率f_d的下行信号的第2接收部2012的功能。

由于把检测电路2016也用作第2接收部2012，所以在本实施方式中，在检测电路2016的输入侧和输出侧分别设置切换开关SW1、SW2。第1切换开关SW1被配置在检测电路2016的第4放大器2122的输入侧。根据这些切换开关SW1、SW2的切换，能够把从第4放大器2122一直到A/D转换部2117的电路用作第2接收部2012以及检测电路2016。

另外，从发送部2013输出的信号的大部分经由循环器2014被输出到天线2010侧，所以不向第2接收部2012侧提供。

第1切换开关SW1把发送部2013的第3放大器2135的输出和从循环器2014输出的接收信号选择性地提供给第4放大器2122。并且，在循环器2014和第1切换开关SW1之间配置有只使频率f_d的信号通过的第5滤波器2121，向第1切换开关SW1侧只输出从循环器2014输出的接收信号中的频率f_d的下行信号。

第2切换开关SW2把检测电路2016(第2接收部2012)的A/D转换部2127的输出选择性地提供给失真补偿部2015或者帧同步误差检测部2017。

在把从第4放大器2122一直到A/D转换部2127的电路用作检测电路(反馈部)2016的情况下，切换第1切换开关SW1，以将发送部2013的第3放大器2134的输出提供给第4放大器2122，并且切换第2切换开关SW2，以将A/D转换部2127的输出提供给失真补偿部2015。把此时的状态称为第1状态。

另一方面，在把从第4放大器2122一直到A/D转换部2127的电路用作第2接收部212的情况下，切换第1切换开关SW1，以将由天线2010接收到的信号提供给第4放大器2122，并且切换第2切换开关SW2，以将A/D转换部2127的输出提供给帧同步误差检测部2017。把此时的状态称为第2状态。

第1及第2切换开关SW1、SW2的切换控制由辅BS2001b的控制部(省略图示)进行。图11表示第1及第2切换开关SW1、SW2的控制方法。辅BS1b平常是处于与终端装置2b进行通信的通常通信状态(第1状态)，而且是处于周期性地进行空中同步的空中同步状态(第2状态)。

如图11所示，在空中同步状态下，第1切换开关SW1被切换到天线2010侧，第2切换开关SW2被切换到帧同步误差检测部2017侧。

由此，帧同步误差检测部2017能够获取来自主BS2001a的下行信号。帧同步误差检测部2017利用下行信号中包含的前导码等已知信号，检测主BS2001a的帧发送定时，并且检测与本基站装置2001b的帧发送定时的误差(帧同步误差)。具体地讲，辅BS 2001b检测处于接收到的下行信号帧中的预定位置的已知信号的定时，并检测主BS2001a的帧发送定时。并且，将检测到的主BS2001a的帧发送定时和本基站装置2001b的帧发送定时进行比较，并检测帧同步误差。

将检测到的帧同步误差提供给帧计数器校正部2018。帧计数器校正部2018根据检测到的帧同步误差，校正用于确定帧发送定时的帧计数器的值。由此，辅BS 2001b能够与主BS2001a同步。另外，同步误差的检测/校正对象不限于帧定时，也可以是码元定时和时隙定时。

在空中同步结束后，第1切换开关SW1被切换到第3放大器(HPA)2134侧，第2切换开关SW2被切换到失真补偿部2015侧。由此，辅BS 2001b返回通常通信状态。另外，在图11中利用相当于下行1帧的时间来进行空中同步，但也可以采用相当于多帧的时间来进行空中同步。

如上所述，除了空中同步的时候之外，将检测到第3放大器2134的输出的信号提供给失真补偿部2015，但失真补偿部2015并不是始终需要第3放大器2134的输出，而是如图12所示周期性地获取第3放大器2134输出的检测信号。另外，由失真补偿部2015进行的失真补偿自身是始终进行的。

失真补偿用的检测信号获取处理和空中同步处理是完全不同的控制，分别在独自的定时下执行，但在本实施方式中，由于检测电路2016与第2接收部2012被共用，因而不需要同时进行两个处理。

因此，辅BS2001b的控制部(省略图示)按照图12所示来设定两个处理的执行定时，以使失真补偿用的检测信号获取处理和空中同步处理不同时进行。

图12表示把失真补偿用的检测信号获取处理及空中同步处理的执行周期均固定作为前提的情况，但在任意一个或者两个处理的执行周期不固定的情况下，也有可能同时执行两个处理。在这种情况下，所述控制部进行图13所示的空中同步排他处理，以使失真补偿用的检测信号获取处理及空中同步处理的执行周期不同时执行。

空中同步排他处理是指在按照图13所示需要执行空中同步的情况下，预先判定是否与失真补偿用的检测信号获取定时一致。在不一致的情况下，把第1及第2开关SW1、SW2切换为第2状态，并执行空中同步。而在一致的情况下，停止由失真补偿部2015进行的检测信号获取，将第1及第2开关SW1、SW2切换为第2状态，并执行空中同步。由此，在失真补偿部2015不能获取检测信号的状态下，能够防止计算失真补偿用的参数，并防止之后的失真补偿的精度下降。

另外，如图12所示，在相比空中同步更频繁地进行失真补偿用的检测信号获取的情况下，如果使频度较少的空中同步优先，则能够将对两个处理造成的影响抑制得比较低。但是，在相比失真补偿用的检测信号获取更频繁地进行空中同步的情况下，也可以使失真补偿优先，并停止空中同步。

如上所述，当能够在主BS2001a与辅BS 2001b之间获取同步时，即使进行从两个基站装置2001a、2001b同时向多个终端装置发送相同内容的信息的广播发送，也能够防止来自两个基站装置2001a、2001b的信号干扰。

并且，由于能够获取两个基站装置2001a、2001b的同步，所以如果从两个基站装置2001a、2001b发送相同内容的信号，则能够在终端装置2001a、2001b侧进行宏分集或者空间复用传输。

[2.2第2实施方式]

图14表示第2实施方式涉及的辅BS 2001b的结构。在该第2实施方式中，将第2接收部2012和检测电路2016设为不同的电路，使不能兼用。检测电路2016中的各要素2162～2167与第2接收部2012中的各要素2122～2127相同。并且，在变形例中对与图2所示的电路相同的结构标注相同的标号。

根据该变形例，能够同时进行空中同步用的接收和失真补偿用的检测信号获取。另外，也可以省略检测电路2016和失真补偿部2015，将从调制电路输出的调制信号I、Q直接输出给D/A转换部2131a、2131b。

[2.3第3实施方式]

图15表示第3实施方式涉及的辅BS 2001b的结构。该第3实施方式构成为在图10所示的第1实施方式的电路中省略失真补偿部2015，将检测电路(反馈部)2016的输出提供给调制电路(数字信号处理装置)2020，将由发送部2013生成的信号反馈给调制电路(数字信号处理装置)2020。

下行信号的反馈例如用于根据反馈量来修正由调制电路2020生成的调制信号I、Q的定时误差等。但是，下行信号的反馈目的没有特别限定，在数字信号处理装置2020生成提供给发送部2013的输入侧的信号(调制信号I、Q)时，将由发送部2013生成的模拟下行信号的检测值进行反馈，只要该反馈量(检测值)能够足以用来生成提供给发送部2013的输入侧的信号(调制信号I、Q)即可。

并且，在第3实施方式中，提供给检测电路(反馈部)2016的下行信号不是从第3放大器2134输出的，而是从第3滤波器2133输出的(即是输入第3放大器2134的信号)。

在此，在按照第1实施方式那样为第3放大器2134的失真补偿而进行下行信号反馈时，需要将检测到第3放大器2134的输出的结果提供给失真补偿部2020。

另一方面，如果放大器的失真补偿不是目的，则只要将检测到第3滤波器2133的输出(正交解调器2131的输出)的结果提供给调制电路(信号处理装置)2020即可。另外，即使在不把放大器的失真补偿作为目的的情况下，也可以将检测到第3放大器2134的输出的结果提供给调制电路(信号处理装置)2020。

在第3实施方式中，与第1实施方式相同地，在除了空中同步的时候之外的时候，将第1切换开关SW1切换到发送部2013侧，并且将第2切换开关SW2切换到调制电路(信号处理装置)2020侧，以便成为将由发送部2013生成的下行信号的检测信号提供给调制电路2020的第1状态(通常通信状态)。

并且，在进行空中同步的时候，将第1切换开关SW1切换到天线2010侧，并且将第2切换开关SW2切换到帧同步误差检测部2017侧。由此，帧同步误差检测部2017能够获取来自主BS2001a的下行信号。

另外，有关在第3实施方式中没有进行特别说明的内容与第1实施方式相同。

[2.4第4实施方式]

图16表示第4实施方式涉及的辅BS 2001b的结构。该辅BS 2001b与前面叙述的实施方式涉及的辅BS 2001b相同地能够接收来自主BS2001a的信号，以便进行空中同步。辅BS 2001b具有天线2010、第1接收部(超外差式接收设备)2011、第2接收部(超外差式接收设备)2012及发送部2013。并且，辅BS 2001b具有循环器2014。另外，有关在第4实施方式中没有进行特别说明的内容与前面叙述的实施方式相同。

这样，第4实施方式的辅BS 2001b的基本结构与前面叙述的实施方式涉及的辅BS 2001b相同。尤其与图14所示的第2实施方式涉及的辅BS 2001b相似。但是，在第4实施方式中，不是像图14所示的第2实施方式那样独立设置第1接收部2011和第2接收部2012，而是使第1接收部2011和第2接收部2012的电路结构的一部分共用。即，第1接收部2011和第2接收部2012具有由第1接收部2011和第2接收部2012双方使用的共用部2023。

在此，第1接收部2011用于接收来自终端装置2002b的上行信号(频率f_u)，第2接收部2012用于接收来自主BS2001a的下行信号(频率f_d)。

即，第1接收部2011具有第1接收部2011特有的电路元件，即只使频率f_u的信号通过的滤波器(带通滤波器)2111、和将从滤波器2111输出的信号放大的放大器2112。

并且，第2接收部2012具有第2接收部2012特有的电路元件，即只使频率f_d的信号通过的滤波器(带通滤波器)2121、和将从滤波器2121输出的信号放大的放大器2122。

如上所述，第1接收部2011及第2接收部2012还分别具有频率转换部2113、2123，以便即使能够通过两个接收部2011、2012的信号的频率不同，也能够在共同的电路即后级的共用部23中处理频率不同的两个信号。第1接收部2011的频率转换部2113用于对频率f_u的上行信号进行频率转换，使成为共同频率f_c的信号。并且，第2接收部2012的频率转换部2123用于对频率f_d的下行信号进行频率转换，使成为共同频率f_c的信号。这些频率转换部2113、2123分别由振荡器2113a、2123a和混频器2113b、2123b构成。

所述共同频率f_c是f_c＝f_u-f_u1＝f_d-f_d1，其中，f_u1是第1接收部2011的频率转换部2113的振荡器2113a的频率，f_d1是第2接收部2012的频率转换部2123的振荡器2123a的频率。这样，通过适当设定频率转换部2113、2123的各振荡器2113a、2123a的频率，能够从各频率转换部2113、2123输出共同频率f_c的信号。

所述共用部2023用于使图14所示的第2实施方式中的第1接收部2011的由滤波器2114、放大器2115、频率转换部2116及A/D转换部2117构成的部分、和图14所示的第2实施方式中的第2接收部2012的由滤波器2124、放大器2125、频率转换部2126及A/D转换部2127构成的部分共用，共用部2023具有滤波器2234、放大器2235、频率转换部2236及A/D转换部2237。

共用部2023的滤波器2234构成为只使共同频率(第1中频)f_c的信号通过的带通滤波器。滤波器2234的输出经由放大器2235被放大，放大器2235的输出经由频率转换部2236被转换为另一个频率(第2中频)，再经由A/D转换部2237被转换为数字信号。另外，频率转换部2236由振荡器2236a和混频器2236b构成。

另外，也可以省略共用部2023中的放大器2235和频率转换部2236。并且，还可以省略滤波器2235。即，第1接收部2011和第2接收部2012也可以是只共用A/D转换部2237的方式。

另外，所述共用部2023具有切换开关2231，用于选择性地接收第1接收部2011的频率转换部2113的输出(频率f_c)、和第2接收部2012的频率转换部2123的输出(频率f_c)。

在共用部2023的切换开关2231被切换到第1接收部2011的频率转换部2113侧时，上行信号(频率f_c)由滤波器2234等共用部2023的各元件进行处理。并且，在切换开关2231被切换到第2接收部2012的频率转换部2123侧时，下行信号(频率f_c)由滤波器2234等共用部2023的各元件进行处理。

将共用部2023的A/D转换部2237的输出提供给解调电路2021及帧同步误差检测部2017。接收到A/D转换部2237的输出的解调电路，在将切换开关2231切换成为接收上行信号的定时(除空中同步之外的通常通信状态：第1状态)，进行上行信号的解调处理，而在将切换开关2231切换成为接收下行信号的定时(空中同步状态：第2状态)，停止解调处理。

另一方面，接收到A/D转换部22的输出的帧同步误差检测部17，将在切换开关2231切换成为接收下行信号的定时(空中同步状态：第2状态)，进行帧同步误差检测的处理，而在将切换开关231切换成为接收上行信号的定时(除空中同步之外的通常通信状态：第1状态)，停止帧同步误差检测的处理。

图17表示切换开关2231的切换定时。另外，这种切换由辅BS

2001b的控制部(省略图示)进行。在空中同步的定时(第2状态)，切换开关2231被切换到第2接收部侧，接收来自主BS20001a的下行信号，并通过同步误差检测部2017及校正部2018进行同步误差的检测及校正。

另外，如图17所示，在空中同步的定时，控制发送部2013以及/或者调制电路2020，以不从自发送部2013发送下行信号。并且，在空中同步的定时，辅BS 2001b对终端装置2002b进行用户分配，以不从与辅BS 2001b之间进行通信的终端装置2002b发送上行信号。

另外，在第4实施方式的发送部2013中，与图14所示的第2实施方式的发送部2013相比增加了频率转换部2136及放大器2137，但是结构也可以与图14所示的结构相同。

[2.5第5实施方式]

图18表示第5实施方式涉及的辅BS 2001b的结构。在第5实施方式中，与图14所示的第2实施方式的辅BS 2001b相同地独立设置第1接收部2011和第2接收部2012，使第1接收部2011及第2接收部2012构成为直接转换式接收设备。即，第1接收部2011及第2接收部2012具有只使由天线2010接收到的上行信号或者下行信号通过的带通滤波器2111、2112、以及将通过滤波器2111、2112后的信号放大的放大器2112、2122。另外，设有将放大器2112、2122的输出解调为解调信号I、Q的正交解调器2118、2128、以及将解调信号I、Q分别转换为数字信号的A/D转换部2117a、2117b、2127a、2127b，将这些调制信号I、Q提供给解调电路2021或者同步误差检测部2017。

这样，第1接收部2011及第2接收部2012的类型没有特别限定。

另外，第5实施方式的发送部2013与图16所示的第4实施方式的发送部2013相同。

[2.6第6实施方式]

图19表示第6实施方式涉及的辅BS 2001b的结构。在该第6实施方式中，对于图18所示的第5实施方式的直接转换方式的第1接收部2011及第2接收部2012，设置与图16所示的第4实施方式的第1接收部2011及第2接收部2012中的共用部2023相同的共用部2023。

第6实施方式的第1接收部2011具有第1接收部2011特有的电路元件，即只使频率f_u的信号通过的滤波器(带通滤波器)2111、和将从滤波器2111输出的信号放大的放大器2112。

并且，第2接收部2012具有第2接收部特有的电路元件，即只使频率f_d的信号通过的滤波器(带通滤波器)2121、和将从滤波器2121输出的信号放大的放大器2122。

另外，第2接收部2012具有将频率f_d的信号转换为频率f_u的信号的频率转换部2123。该频率转换部2123中的振荡器2123a的频率f_d1被设定为使f_u＝f_d-f_d1。通过该频率转换部2123，第2接收部2012中的下行信号的频率与第1接收部2011中的上行信号的频率f_u一致。即，在第6实施方式中，频率f_u成为共同频率，将共同频率f_u的信号提供给共用部2023。

第6实施方式的共用部2023具有：切换开关2231；只使共同频率f_u通过的带通滤波器2234；从滤波器2234的输出来生成解调信号I、Q的正交解调器2238；以及分别把解调信号I、Q转换为数字信号的A/D转换部2237a、2237b。A/D转换部2237a、2237b的输出分别提供给解调电路2021及同步误差检测部2017。

并且，切换开关2231的切换及其他处理与第5实施方式相同地进行。

[2.7第7实施方式]

图20表示第7实施方式涉及的辅BS 2001b。该辅BS 2001b包括具有多个(K个)天线2010-1～2010-K的阵列天线。在多个天线的各天线中设有通常通信(下行信号发送及上行信号发送)用的发送部2013及第1接收部2011，各天线能够进行发送及接收。另外，从调制电路2020向各发送部2013分别提供调制信号，并且提供各第1接收部2013输出的接收信号。

在第7实施方式中，只在多个天线收发系统中的一个天线2010-1的收发系统设有第2接收部2012，在其他天线的收发系统不设置第2接收部2012。另外，第1接收部2011、第2接收部2012以及发送部2013的结构可以采用前面叙述的任意一个实施方式。并且，在图20中分开示出了第1接收部2011及第2接收部2012，但也可以设置如图16及图19所示的共用部2023。

在阵列天线方式中，辅BS 1200b具有多个天线2010-1～2010-K，所以如果在全部天线系统设置第2接收部2012，将导致成本增加，但通过只在一个天线系统或者全部天线中的一部分多个天线系统设置第2接收部2012，能够抑制成本增加。

[2.8第8实施方式]

图21所示的第8实施方式涉及的辅BS 2001b与第7实施方式不同，在阵列天线方式的全部天线系统设置第2接收部2012。通过在全部天线系统或者全部天线中的一部分多个天线系统设置第2接收部2012，能够实现来自主BS2001a的下行信号的分集接收，同步误差检测精度提高。另外，关于接收分集的实现方式，可以采用选择性分集、最大比合成等。

另外，在辅BS 2001b是如第7实施方式或者第8实施方式那样的阵列天线方式时，具有在进行空中同步的定时也能够持续进行通常通信(从终端装置接收)而不需停止的优点。

例如，如图22所示，在阵列天线方式的多个天线2010-1～2010-K中的第1天线2010-1的系统设置第2接收部2012，在进行空中同步时，能够利用第1天线2010-1的系统接收来自主BS201a的下行信号，同时利用第2天线2010-2的系统(第2接收部2012可有可无)的第1接收部2011接收来自终端装置2002b的上行信号。

另外，图22是与表示图16所示的第4实施方式的辅BS 2001b的处理定时的图17相对应地示出的，但阵列天线方式的上述优点不限于第4实施方式。

[2.9第9实施方式]

图23表示第9实施方式。图23所示的方式是根据从第2接收部2012输出的来自主BS2001a的下行信号进行同步处理的同步处理部2030(相当于其他实施方式中的帧同步误差检测部2017及帧计数器校正部2018)的变形例。该同步处理部2030能够适用于其他全部实施方式。

同步处理部2030除了其他实施方式中的帧同步误差检测部2017及帧计数器校正部2018之外，还具有频率偏移推定部2031、频率校正部2032及存储部2033。

帧同步误差检测部2017利用下行信号中包含的前导码等已知信号，检测主BS2001a的帧发送定时，并且检测与本基站装置2001b中的帧发送定时的误差(帧同步误差，通信定时偏移)。

由帧同步误差检测部2017检测到的同步误差除了提供给帧计数器校正部2018用来进行帧同步误差校正之外，在每当检测到同步误差时就提供给存储部2023，并存储在存储部2023中。

所述频率偏移推定部2031根据由检测部2017检测到的同步误差，推定作为接收侧的辅BS 2001b自身内置的内置时钟产生器(省略图示)的时钟频率、与作为发送侧的主BS2001a的内置时钟产生器的时钟频率之差(时钟频率误差)，并根据该时钟频率误差推定载波频率误差(载波频率偏移)。

在周期性地执行空中同步的情况下，所述频率偏移推定部2031根据在前一次空中同步时检测到的帧同步误差t1、和在本次空中同步时检测到的帧同步误差t2，推定时钟误差。另外，前一次的帧同步误差t1能够从存储部2029获取。

例如，在载波频率是2.6[GHz]的情况下，在前一次空中同步的定时(同步定时＝t1)时检测到帧同步误差T1，视为进行了T1量的定时修正。修正后的同步误差(定时偏移)为0[msec]。并且，在T＝10秒后的本次空中同步的定时(同步定时＝t2)时，再次检测到同步误差(定时偏移)，该同步误差(定时偏移)为T2＝0.1[msec]。

此时，在10秒钟期间产生的0.1[msec]的同步误差(定时偏移)是主BS2001a的时钟周期与辅BS 2001b的时钟周期之误差的积累值。即，在同步误差(定时偏移)与时钟周期之间，下述的等式成立。同步源基站的时钟周期∶同步源基站的时钟周期＝T∶(T+T2)＝10∶(10+0.0001)

并且，由于时钟频率是时钟周期的倒数，所以

(同步源基站的时钟频率-同步对象基站的时钟频率)

＝同步源基站的时钟频率×T2/(T+T2)

≈同步源基站的时钟频率×0.00001。

因此，在这种情况下，作为发送侧的主BS2001a的时钟频率与作为接收侧的辅BS 2001b的时钟频率具有0.00001＝10[ppm]的误差。频率偏移推定部31按照上面所述推定时钟频率误差。

并且，载波频率和同步误差(定时偏移)进行相同的偏移，因而载波频率也产生相当于10[ppm]的偏差、即2.6[GHz]×1×10^-5＝26[kHz]的偏差。这样，频率偏移推定部31能够根据时钟频率误差推定载波频率误差(载波频率偏移)。

将由频率偏移推定部2031推定的载波频率误差提供给载波频率校正部2032。载波频率的校正不仅对上行信号的载波频率进行，也对下行信号的载波频率进行。

[第3章 基站装置的层次识别]

在该第3章中说明的基站装置在不发生矛盾的范围内采用在第1章或者第2章中说明的基站装置的技术。在该第3章中，对于不做特别说明的内容引用第1章及第2章中的说明事项。

[3.1通信系统的结构]

图25表示具有多个基站装置(Base Station)3001a、3002a、3002b、3003a、3003b、3003c、3003d的无线通信系统。各基站装置能够与处于本基站装置的通信区域(小区)内的未图示的终端装置(移动终端，MS：Mobile Station)之间进行通信。

该通信系统例如是适用LTE(Long-Term Evolution：长期演进)的移动电话的系统。在LTE中能够采用频分双工(FDD)，在下面的说明中，第3章的本通信系统采用频分双工方式。另外，关于双工方式也可以采用时分双工。并且，通信系统不限于LTE，也可以采用WCDMA、CDMA2000。

第3章的通信系统进行在多个基站装置之间获取同步的基站间同步。通过“空中同步”来执行基站装置间同步，即，作为同步对象的基站装置朝向该基站装置的小区内的终端装置发送的信号，由另一个基站装置接收，由此获取同步。

在第3章的通信系统中，至少一个基站装置3001不依赖于其他基站装置，利用本基站装置的时钟、GPS信号等除了空中同步之外的方法来确定通信定时等。下面把这种基站装置3001称为“主BS”。其他基站装置(以下称为“辅BS”)3002a、3002b、3003a、3003b、3003c与主BS3001之间直接或者间接地获取同步。

图25表示这种空中同步中的层次结构。在图25中，基站装置3001是主BS，该主BS1的层次级别L＝1。并且，存在把该主BS3001作为同步对象的两个辅BS3002a、3002b，这两个辅BS3002a、3002b的层次级别L＝2。另外，存在把两个辅BS3002a、3002b中的任意一方作为同步对象的四个辅BS3003a、3003b、3003c、3003d，这四个辅BS3003a、3003b、3003c、3003d的层次级别L＝3。

多个基站装置采取以主BS3001为顶点的如图25所示的树状层次结构，由此能够防止多个基站装置的同步对象呈环状连接导致同步变得不稳定。

[3.2LTE的帧构造]

如前面所述，在本实施方式的通信系统所依据的LTE中能够采用的频分双工，使上行信号(从终端装置向基站装置发送的信号)的频率f_u与下行信号(从基站装置向终端装置发送的信号)的频率f_d不同，由此同时进行上行通信和下行通信。

图26表示LTE中的上行及下行的各帧构造。LTE中的各下行帧(DL帧)及上行帧(UL)的时间长度为10m秒，由#1～#19这20个时隙构成。并且，在LTE中，把两个时隙的组合称为子帧。另外，这些下行帧和上行帧的定时是一致的。

通过基站装置同步，实现使这些帧的定时在各基站装置中同步，并且使上行信号的频率f_u及下行信号的频率f_u在各基站装置中同步。

如图27所示，构成下行帧(DL帧)的各时隙由7个(I＝0～6)OFDM码元(Symbol)构成(正常循环前缀(Normal Cyclic Prefix)的情况)。

并且，在构成下行帧的#0～#19这20个时隙中的第0个(#0)及第10个(#10)时隙设有主同步信号(Primary Synchronization Signal)及辅同步信号(Secondary Synchronization Signal)，作为基站装置的识别码。

主同步信号被配置在构成时隙的7个OFDM码元中的最后一个码元(I＝6)中。该信号本来是终端装置识别将基站装置的通信区域(小区)分割形成的多个(3个)部分的信息，有3种模式。

辅同步信号被配置在构成时隙的7个OFDM码元中的倒数第二个码元(I＝5)中。该信号本来是终端装置识别多个基站装置的各通信区域(小区)的信息，有168种模式。

利用主同步信号和辅同步信号这两者构成504种(168×3)识别符号。终端装置获取从基站装置发送的这些信号，由此能够识别本终端位于哪个基站装置的哪个部分中。

所述各信号能够采取的多个模式是在通信标准中预先确定的，在各基站装置及各终端装置中是已知的。即，所述各信号都是能够采取多个模式的已知信号。下面，把主同步信号称为第1已知信号，把辅同步信号称为第2已知信号。

在本实施方式中，第1已知信号及第2已知信号除了终端装置与基站装置获取同步的情况之外，也被用作前面叙述的基站装置间同步用的信号，关于这一点将在后面叙述。

[3.3基站装置的结构]

图28表示基站装置(尤其是辅BS)的结构示例。辅BS具有天线3010、第1接收部3011、第2接收部3012及发送部3013。第1接收部3011用于接收来自终端装置的上行信号，第2接收部3012用于接收来自其他基站装置的下行信号。发送部3013用于向终端装置发送下行信号。

另外，辅BS具有循环器3014。该循环器3014将来自天线3010的接收信号输出到第1接收部3011及第2接收部3012侧，将从发送部3013输出的发送信号输出到天线3010侧。利用该循环器3014和发送部3013的第4滤波器3135，防止来自天线3010的接收信号向发送部3013侧传递。

并且，利用循环器3014和第1接收部的第1滤波器3111，防止从发送部3013输出的发送信号向第1接收部3011传递。另外，利用循环器3014和第5滤波器30121，防止从发送部3013输出的发送信号向第2接收部3012传递。

该第1接收部3011构成为超外差式接收设备，并且构成为进行IF：(中频)采样。更具体地讲，第1接收部3011具有第1滤波器3111、第1放大器3112、第1频率转换部3113、第2滤波器3114、第2放大器3115、第2频率转换部3116及A/D转换部3117。

第1滤波器3111用于只使来自终端装置的上行信号通过，利用只使上行信号的频率f_u通过的带通滤波器构成。通过第1滤波器3111后的接收信号经由第1放大器(高频放大器)3112被放大，再经由第1频率转换部3113进行从频率f_u向第1中频的转换。另外，第1频率转换部3113由振荡器3113a和混频器3113b构成。

第1频率转换部3113的输出经过只使第1中频通过的第2滤波器3114，经由第2放大器(中频放大器)3115被再次放大。第2放大器3115的输出经由第2频率转换部3116被从第1中频转换为第2中频，再经由A/D转换部3117被转换为数字信号。另外，第2频率转换部3116由振荡器3116a和混频器3116b构成。

将A/D转换部3117的输出(第1接收部3011的输出)提供给解调电路3021(数字信号处理装置)，进行来自终端装置的接收信号的解调处理。

这样，第1接收部3011把由天线3010接收到的模拟的上行信号转换为数字信号，并向构成为数字信号处理装置的解调电路3021提供数字的上行信号。

另外，所述发送部3013构成为直接转换式发送设备，接收从调制电路3020(数字信号处理装置)输出的调制信号I、Q，并从天线3010发送信号。该发送部3013具有D/A转换器3131a、3131b、正交调制器3132、第3滤波器3133、第3放大器(高输出放大器：HPA)3134及第4滤波器3135。

所述D/A转换器3131a、3131b对各调制信号I、Q进行D/A转换。将D/A转换器3131a、3131b的输出提供给正交调制器3132，由该正交调制器3132生成载波频率为f_d(下行信号频率)的发送信号。

正交调制器3132的输出经过只使频率f_d通过的第3滤波器3133，经由第3放大器3134被放大，再经过只使频率f_d通过的第4滤波器3135，从天线3010进行发送，并成为朝向终端装置的下行信号。

以上的第1接收部3011及发送部3013是进行与终端装置之间的原有通信所需要的功能，而本实施方式的辅BS 3001b还具有第2接收部3012。该第2接收部3012接收其他基站装置发送的下行信号，以便获取空中同步。

在此，辅BS为了通过空中同步来获取与其他基站装置的同步，辅BS 3001需要接收其他基站装置发送的下行信号。但是，由于下行信号的频率是f_d，与上行信号的频率f_u不同，所以第1接收部3011不能接收。

即，在第1接收部3011设有只使频率f_u的信号通过的第1滤波器3111、和只使从频率f_u转换得到的第1中频通过的第2滤波器3114，所以即使将除频率f_u之外的频率(下行信号的频率f_d)的信号提供给第1接收部3011，也不能在第1接收部3011通过。

即，第1接收部3011通过设于第1接收部11内部的滤波器3111、3114来适合上行信号频率f_u的信号的接收，不能实现其他频率的信号的接收。

因此，在本实施方式的辅BS中，除了第1接收部3011之外，还设有用于进行其他基站装置发送的频率f_d的下行信号的接收的第2接收部3012。

该第2接收部3012具有第5滤波器3121、第4放大器(高频放大器)3122、第3频率转换部3123、第6滤波器3124、第5放大器(中频放大器)3125、第4频率转换部3126及A/D转换部3127。

第5滤波器3121用于只使来自其他基站装置的下行信号通过，利用只使下行信号的频率f_d通过的带通滤波器构成。通过第5滤波器3121后的接收信号经由第4放大器(高频放大器)3122被放大，第4放大器3122的输出经由第3频率转换部3123进行从下行信号频率f_d向第1中频的转换。另外，第3频率转换部3123由振荡器3123a和混频器3123b构成。

第3频率转换部3123的输出经过只使从第3频率转换部3123输出的第1中频通过的第6滤波器3124，经由第5放大器(中频放大器)3125被再次放大。第5放大器3125的输出经由第4频率转换部3126被从第1中频转换为第2中频，再经由A/D转换部3127被转换为数字信号。另外，第4频率转换部3126由振荡器3126a和混频器3126b构成。

将从A/D转换部3127输出的信号提供给同步处理部3030。由此，同步处理部3030能够获取来自其他基站装置的下行信号。

同步处理部3030根据从主BS3001a获取的下行信号的帧中包含的第1已知信号(主同步信号)及第2已知信号(辅同步信号)，进行用于获取本基站装置1b的通信定时及通信频率的同步的处理。

如图29所示，同步处理部3030具有识别部3034、帧同步误差检测部3017、帧计数器校正部3018、频率偏移推定部3031、频率校正部3032、存储部3033、模式设定部3035。

所述识别部3034用于根据两个已知信号的模式，识别其他基站装置在基站装置间同步的层次结构(参照图1)中所处的层次级别L。并且，识别部3034识别层次级别L的值最小的其他基站装置，并把该其他基站装置识别为同步对象。

识别部3034具有：第1识别部3034a，从由第2接收部3012接收到的信号(下行信号)中检测第1已知信号；和第2识别部3034b，从由第2接收部3012接收到的信号中检测第2已知信号。识别部3034根据接收信号中包含的第1已知信号的模式与第2已知信号的模式的组合，识别其他基站装置的层次级别L。

第1识别部3034a识别第2接收部3012的接收信号中包含第1已知信号能够采取的3种模式中的哪种模式。该识别是通过获取已知的3种模式中的各种模式与接收信号(下行信号)的相关来进行的。

更具体地讲，第1已知信号能够采取的3种模式中的各种模式被存储在第1模式存储部3034c中，第1识别部3034a依次读出在第1模式存储部3034c中存储的模式，并查询所读出的模式是否包含于预定时间内的接收信号中，由此对接收信号中包含哪种模式进行模式识别。并且，在进行该查询时，获取接收信号与模式的相关(滑动相关)，将两者的相关增大的定时识别为接收信号中的第1已知信号的定时。

第2识别部3034b识别第2接收部3012的接收信号中包含第2已知信号能够采取的168种模式中的哪种模式，该识别方法与第1识别部3034a的识别基本相同。但是，第2识别部3034b从存储了第2已知信号能够采取的168种模式的第2模式存储部3034d中依次读出第2已知信号能够采取的模式，并识别接收信号中包含168种模式中的哪种模式。并且，在第2识别部3034b中也能够识别接收信号中的第2已知信号的定时。

另外，第2已知信号能够采取的模式数量比第1已知信号能够采取的模式数量多，因此平均起来观察，由第2识别部3034b进行的模式的识别处理需要的时间，比由第1识别部3034a进行的模式的识别处理多。

并且，识别部3034具有用于控制第1识别部3034a及第2识别部3034b的识别的控制部3034e。关于该控制部3034e进行的控制将在后面进行说明。

所述帧同步误差检测部3017利用由所述识别部3034识别的第1已知信号的定时(以及必要时的第2已知信号的定时)，检测作为同步对象的其他基站装置的帧发送定时，并且检测与本基站装置的帧发送定时的误差(帧同步误差)。

将检测到的帧同步误差提供给帧计数器校正部3018。帧计数器校正部3018根据所检测到的帧同步误差，校正用于确定帧发送定时的帧计数器的值。由此，辅BS能够与主BS3001a同步。另外，同步误差的检测/校正对象不限于帧定时，也可以是码元(symbol)定时和时隙定时。

在每当检测到由所述帧同步误差检测部3017检测到的同步误差时，就将检测到的同步误差提供给存储部3033，并存储在存储部3033中。

所述频率偏移推定部3031根据由检测部3017检测到的同步误差，推定作为接收侧的基站装置自身内置的内置时钟产生器(省略图示)的时钟频率、与作为发送侧的同步对象基站装置的内置时钟产生器的时钟频率之差(时钟频率误差)，并根据该时钟频率误差推定载波频率误差(载波频率偏移)。

在周期性地执行空中同步的情况下，所述频率偏移推定部3031根据在前一次空中同步时检测到的帧同步误差t1、和在本次空中同步时检测到的帧同步误差t2，推定时钟误差。另外，前一次的帧同步误差t1能够从存储部3029获取。

例如，在下行信号的载波频率f_d是2.6[GHz]的情况下，在前一次空中同步的定时(同步定时＝t1)时检测到帧同步误差T1，视为进行了T1量的定时修正。修正后的同步误差(定时偏移)为0[msec]。并且，在T＝10秒后的本次空中同步的定时(同步定时＝t2)时，再次检测到同步误差(定时偏移)，该同步误差(定时偏移)为T2＝0.1[msec]。

此时，在10秒钟期间产生的0.1[msec]的同步误差(定时偏移)，是主BS1a的时钟周期与辅BS的时钟周期之误差的积累值。

即，在同步误差(定时偏移)与时钟周期之间，下述的等式成立。

同步源基站装置的时钟周期∶同步源基站装置的时钟周期＝T∶(T+T2)＝10∶(10+0.0001)

并且，由于时钟频率是时钟周期的倒数，所以

(同步源基站装置的时钟频率-同步对象基站装置的时钟频率)

＝同步源基站装置的时钟频率×T2/(T+T2)

≈同步源基站的时钟频率×0.00001。

因此，在这种情况下，作为发送侧的同步对象基站装置的时钟频率与作为接收侧的本基站装置的时钟频率具有0.00001＝10[ppm]的误差。频率偏移推定部31按照上面所述推定时钟频率误差。

并且，载波频率和同步误差(定时偏移)进行相同的偏移，因而载波频率也产生相当于10[ppm]的偏差、即2.6[GHz]×1×10^-5＝26[kHz]的偏差。这样，频率偏移推定部31能够根据时钟频率误差推定载波频率误差(载波频率偏移)。

将由频率偏移推定部3031推定的载波频率误差提供给载波频率校正部32。载波频率的校正不仅对上行信号的载波频率进行校正，也对下行信号的载波频率进行校正。

如上所述，当能够在同步对象与同步源的两个基站装置之间获取同步时，即使进行从两个基站装置同时向多个终端装置发送相同内容的信息的广播发送，也能够防止来自两个基站装置的信号干扰。

并且，由于能够获取两个基站装置的同步，所以如果从两个基站装置发送相同内容的信号，则能够在终端装置侧进行宏分集或者空间复用传输。

另外，第2接收部3012不需要按照图28所示与第1接收部3011完全独立设置，也可以将能够共用的要素共用化。并且，在基站装置是时分双工方式的情况下，也能够通过第1接收部3011进行空中同步用的接收。

并且，模式设定部3035根据由识别部3034识别的同步对象的基站装置的层次级别L，确定本基站装置的层次级别L，并设定表示该层次级别L的第1已知信号模式及第2已知信号模式的组合。通过模式设定部3035设定了模式后的第1已知信号及第2已知信号，被用作向终端装置发送的下行信号中的第1已知信号及第2已知信号。

[3.4层次结构中的层次级别与已知信号的关系]

第1已知信号(3种模式)与第2已知信号(168种模式)的组合的数量是504，与此对应，本实施方式的通信系统的层次级别L能够取1～504的值。

在此，利用n(n：0～3)表示第1已知信号能够采取的3种模式，利用m(m：0～167)表示第2已知信号能够采取的168种模式。

如图30所示，针对504个层次级别L中的L＝1～168，分配第1已知信号的模式n＝0与168种模式的第2已知信号的组合。针对L＝169～336，分配第1已知信号的模式N＝1与168种模式的第2已知信号的组合。并且，针对L＝337～504，分配第1已知信号的模式N＝2与168种模式的第2已知信号的组合。

结果，第1已知信号的模式(主代码)n越小，层次级别越高(L越小)，n越大，层次级别越低(L越大)。并且，即使第1已知信号的模式(主代码)n相同时，第2已知信号的模式(辅代码)m越小，层次级别越高(L越小)，m越大，层次级别越低(L越大)。

如上所述，通过规定层次级别L与第1已知信号的模式(主代码)n及第2已知信号的模式(辅代码)m的关系，如果识别部3043能够判别其他基站装置发送的下行信号中包含的第1已知信号的模式(主代码)n及第2已知信号的模式(辅代码)m，则能够识别该其他基站装置的层次级别L。

并且，第1已知信号和第2已知信号是在不同的定时发送的，通过这样在不同的定时发送两个已知信号，能够容易进行识别已知信号所需要的处理。

另外，图30所示的关系被存储在基站装置具有的存储部中，识别部3043能够参照图30所示的关系求出层次级别L。

[3.5空中同步处理]

如图28所示，基站装置具有控制进行空中同步的定时的空中同步控制部3040。空中同步控制部3040周期性地或者根据需要不定期地执行空中同步处理。在进行空中同步处理的期间，使发送部13的发送停止，由第2接收部3012接收其他基站装置发送的下行信号。并且，同步处理部3030根据由第2接收部3012接收到的信号来执行空中同步处理。

图31表示应该进行空中同步处理的基站装置的识别部3043选择作为同步对象的其他基站装置的处理。另外，在图31中，在处理的初期，n＝0，m＝0。

在进行空中同步时，首先识别部3043的控制部3043e使第1识别部3043a查询主代码n＝0的基站装置(步骤S3-1)。即，第1识别部3043a识别由第2接收部3012接收到的信号中是否包含与主代码n＝0对应的第1已知信号的模式。在接收到的信号中不包含与主代码n＝0对应的第1已知信号的模式的情况下，使查询主代码n＝1的基站装置(步骤S3-1、S3-2、S3-3)。在接收到的信号中也不包含与主代码n＝1对应的第1已知信号的模式的情况下，查询主代码n＝2的基站装置(步骤S3-1、S3-2、S3-3)。

在上述主代码n＝0～2的主代码都没有找到的情况下，视为不存在能够成为同步对象的其他基站装置。在这种情况下，该基站装置不进行空中同步，而是根据自身的时钟来确定发送定时等的自由模式(步骤S3-4)。

在由第2接收部3012接收到的信号中包含与主代码n＝0～2中的任意一个主代码对应的第1已知信号的模式的情况下，控制部3043e接着使第2识别部3043b查询该信号中的辅代码(第2已知信号的模式)m是0～167中的哪一个(步骤S3-5、S3-6)。

在通过这种查询判明其他基站装置的辅代码m时，控制部3043e选择具有与代码(n，m)对应的层次级别L(参照图30)的该其他基站装置，作为空中同步的同步对象来选择(步骤S3-7)。

然后，同步误差检测部3017根据从同步对象发送的信号中包含的第1已知信号(或者第2已知信号)的定时，检测同步对象与本基站装置的同步误差，由帧计数器校正部3018根据该同步误差来校正帧计数器，并由频率校正部3032校正本基站装置的发送/接收频率。

另外，在图31中，在能够找到主代码n较小的基站装置的情况下，不进行比其大的主代码m的基站装置的查询，但考虑到发现多个基站装置的情况，也可以在暂且对多个主代码n＝0～2全部进行查询后，选择具有接收功率最大的主代码n的基站装置。

通过进行上述的查询，在其他基站装置可取的层次级别增大时，也能够容易或者快速进行已知信号识别用的处理。例如，在一个已知信号取504种模式的情况下，每当进行空中同步时，识别部3043需要进行利用最多504种已知模式的模式识别，导致处理时间增多。

另一方面，在本实施方式中，首先进行模式数量较少的第1已知信号的模式识别，然后进行第2已知信号的模式识别，在进行空中同步时，识别部3043只需进行利用最多171(3+168)种已知模式的模式识别，即可识别同步对象的层次级别L，能够缩短处理时间。

在按照上面所述选择了作为同步对象的其他基站装置后，模式设定部3035确定本基站装置向终端装置发送的下行信号中包含的第1已知信号的模式及第2已知信号的模式的组合。

即，按照图32所示，在同步对象代码(层次级别L)是(n，m)的情况下，如果该同步对象代码中的m是167，则把本基站装置的代码设为(n+1，0)(步骤S3-11、S3-12)，如果m是除167之外的数，则把本基站装置的代码设为(n，m+1)(步骤S3-11、S3-13)。即，把比同步对象的层次级别L低一级的层次级别L+1设为本基站装置的层次级别，将具有与该层次级别对应的模式的第1已知信号及第2已知信号包含在朝向本基站装置的通信区域内的终端装置的下行信号中进行发送。

通过进行以上所述的处理，本基站装置被设定为比同步对象低一级的层次级别，把本基站装置作为同步对象的基站装置被设定为比本基站装置低一级的层次级别。结果，即使各基站装置自行确定同步对象，也能够自然构建图25所示的层次结构。

[第4章用于空中同步的资源分配]

在该第4章中说明的基站装置在不发生技术矛盾的范围内采用在第1章、第2章或者第3章中说明的基站装置的技术。在该第4章中，对于不做特别说明的内容引用第1章、第2章以及第3章中的说明事项。

[4.1用于空中同步的资源分配的必要性]

若要进行空中同步，则要与其他基站装置获取同步的基站装置需要接收其他基站装置向移动终端发送的信号，因此在该接收过程中，自己不能与移动终端之间进行发送或者接收，有可能妨碍通信顺利进行。

因此，需要在进行空中同步时也尽量不妨碍通信顺利进行的技术。

[4.2用于空中同步的资源分配技术的公开]

(1)在此公开的发明的基站装置具有资源分配控制部，用于进行在与用户终端的通信中使用的通信用信道的资源分配，所述基站装置的特征在于，所述资源分配控制部具有：判定部，判定在所述通信信道中成为分配对象的资源是否是包含于为了与其他基站装置同步而接收从其他基站装置发送的信号的同步区间中的资源；分配部，针对由所述判定部判定为包含于同步区间中的资源进行资源分配的处理，以使不分配用户终端或者能够对该资源分配的用户终端数量，比在非同步区间中能够对该资源分配的用户终端数量少。

作为用户终端的通信对象的基站装置，在为了与其他基站装置同步而接收从其他基站装置发送的信号的期间，本身不能向用户终端发送信号。

因此，在不进行上述的用户终端的分配控制的情况下，在同步区间中，用户终端即使被进行了资源分配，也不能进行与基站装置的通信。结果，用户终端为了查询基站装置而进行无用的扫描，有可能被识别为产生了某种异常。

但是，同步区间只不过是在与用户终端通信的过程中暂时产生的区间，如果同步区间结束，基站装置就能够一如既往地进行正常通信，所以应该避免识别无用扫描的产生和异常产生。

在此，如果用户终端未被分配通信信道的资源，则不能获取与基站装置进行通信的机会。

因此，即使是在同步区间中，如果没有对用户终端分配通信信道的资源，则用户终端即使在同步区间中不能与基站装置通信，也不会为了查询基站装置而进行无用的扫描，并识别为产生某种异常。

上述发明是基于这种设想而完成的，根据上述发明，针对通信信道中成为分配对象的资源中包含于同步区间中的资源，不能分配用户终端或者能够对该资源分配的用户终端数量比非同步区间时少。

通过不能对同步区间中包含的资源分配用户终端，基站装置的通信区域内的用户终端即使在同步区间中不能与基站装置通信，也不会为了查询基站装置而进行无用的扫描，并识别为产生某种异常，能够针对通信区域内的全部用户终端保持通信的通畅。

并且，通过对同步区间中包含的资源分配的用户终端数量比非同步区间(除同步区间之外的区间，基站装置与用户终端进行通信的状态)时减少，由于在同步区间中不能与基站装置通信，所以能够减少为了查询基站装置而进行无用的扫描、并识别为产生某种异常的用户终端，能够抑制对通信通畅的妨碍。

(2)优选所述分配部构成为，在下行的通信信道中，针对由所述判定部判定为包含于同步区间中的资源不分配用户终端，在上行的通信信道中针对由所述判定部判定为包含于同步区间中的资源分配用户终端。

在这种情况下，在同步区间中，在下行(从基站装置向用户终端发送)的通信信道中不进行用户终端的分配，在上行(从用户终端向基站装置发送)的通信信道中进行用户终端的分配。

因此，能够进行适合于在同步区间中下行通信停止、但上行通信不进行通信的情况的资源分配。

(3)优选所述分配部构成为，在下行的通信信道以及上行的通信信道中，针对由所述判定部判定为包含于同步区间中的资源不分配用户终端。

在这种情况下，在同步区间中，针对下行以及上行都不进行用户终端的分配。

因此，能够进行适合于在同步区间中下行通信以及上行通信都停止的情况的资源分配。

(4)优选具有由多个天线构成的阵列天线，所述分配部根据所述多个天线中、被分配为在所述同步区间中与所述用户终端通信用的天线的数量，控制由所述判定部判定为包含于同步区间中的资源的分配。

具有阵列天线的基站装置不需要在同步区间中为了接收从其他基站装置发送的信号而使用多个天线中的全部天线，能够针对与用户终端的通信来分配多个天线中的一部分天线。

在同步区间中，在只将多个天线中的一部分天线用于与用户终端的通信时，相比在非同步区间中将多个天线全部用于与用户终端的通信时，天线数量减少。

因此，按照上面所述，根据所述多个天线中、被分配为在同步区间中与用户终端通信用的天线的数量，控制资源的分配，由此即使针对在同步区间中与用户终端的通信而分配的天线的数量减少时，也能够进行合适的资源分配。

(5)优选还具有调整部，用于调整所述多个天线中在所述同步区间中被用于与所述用户终端的通信的天线的数量、和被用来接收从其他基站装置发送的信号的天线的数量。

在这种情况下，能够调整在同步区间中被用于与用户终端的通信的天线的数量、和被用来接收从其他基站装置发送的信号的天线的数量。

[4.3用于空中同步的资源分配技术的实施方式]

[4.3.1通信系统的结构]

图34表示在基站装置4001a、4001b与用户终端(移动终端，MS：Mobile Station)4002a、4002b之间进行无线通信的通信系统。在该通信系统中，基站装置(BS：Base Station)1a、1b是设置了多个，并能够与小区内的用户终端4002a、4002b之间进行通信。

该通信系统例如是与第3章中的通信系统相同地适用了LTE(Long Term Evolution)的系统。

[4.3.2基站装置的结构(第1例)]

图35表示基站装置(辅BS)4001b的结构(第1例)。该辅BS4001b具有与图28所示的辅BS基本相同的结构。

但是，图35所示的同步处理部4030是按照图36所示构成的。图36所示的同步处理部4030相当于从图29所示的同步处理部3030中去除识别部3034和模式设定部3035后的结构，但也可以设置与识别部3034和模式设定部3035相同的结构。

在图36所示的同步处理部4030中，根据从主BS1a获取的下行信号的帧中包含的主同步信号和辅同步信号，进行用于获取本基站装置4001b的通信定时及通信频率的同步的处理。

[4.3.3基站装置的结构(第2例)]

图37表示辅BS4001b的结构的第2例。图37所示的辅BS4001b与第1例的辅BS4001b相似。

在第2例的辅BS4001b中，第1接收部4011和第2接收部4012不是独立设置的，第1接收部4011和第2接收部4012的电路结构的一部分是共用的。即，第1接收部4011和第2接收部4012具有由第1接收部4011及第2接收部4012双方使用的共用部4023。这一点与图16所示的电路结构相同。

[4.3.4基站装置的结构(第3例)]

图38表示辅BS4001b的结构的第3例。在第3例的辅BS4001b中，与图35所示的第1例的辅BS4001b相同地独立设置第1接收部4011和第2接收部4012，将第1接收部4011和第2接收部4012构成为直接转换式接收设备。即，第1接收部4011和第2接收部4012与图18所示的电路结构相同。

[4.3.5基站装置的结构(第4例)]

图39表示辅BS4001b的结构的第4例。在4例的辅BS1b中，针对图38所示的第3例的直接转换方式的第1接收部4011和第2接收部4012，设置与图37所示的第2例中的第1接收部4011及第2接收部4012的共用部4023相同的共用部4023。即，第1接收部4011和第2接收部4012与图19所示的电路结构相同。

[4.3.6基站装置的结构(第5例)]

图40表示辅BS1b的结构的第5例。第5例的辅BS1b包括具有多个(K个)天线4010-1～4010-K的阵列天线，这与图20所示的电路结构相同。

[4.3.7基站装置的结构(第6例)]

图41所示的第6例的辅BS1b与第5例不同，在阵列天线方式的全部天线的系统中设置第2接收部4012，这与图20所示的电路结构相同。

[4.3.8关于空中同步和资源分配]

上述第1～第6例的各辅BS4001b分别具有空中同步控制部4040和资源分配控制部4041。

如图42所示，资源分配控制部4041具有判定是否是空中同步区间的判定部4041a、以及将由多个用户终端4002b共用的共用通信信道中的资源块分配给各用户终端4002b的分配部4041。

在所述调制电路4020中，根据由资源分配控制部4041接收到的资源块分配信息，对从上位网络接收到的数据进行调制并转发给发送部4013。另外，资源块可以是帧单位、时隙单位或者码元单位中的任意一种单位。

如图43所示，在LTE中的下行(DL)子帧的前头设有被称为物理下行控制信道(PDCCH：Physical Downlink Control Channel)的控制信道。

另外，在下行(DL)子帧中，把除PDCCH之外的区域设为共用通信信道(PDSCH：Physical Downlink Shared Channel)。并且，在上行(UL)子帧中，在其前头确保控制信道，除了前头之外的区域为共用通信信道(PUSCH：Physical Uplink Shared Channel)。

共用通信信道构成为多个用户终端在通信时共用的区域(资源)，具有对用户终端的分配的最小单位的多个资源块。资源块是将共用通信信道划分为多个的小区域，对一个用户终端分配一个或者多个资源块，多个用户终端能够同时利用一个共用通信信道(子帧)进行通信(Multiple Access)。

在包含于DL子帧中的所述PDCCH中包括：下行链路中的资源块的分配信息即Downlink Scheduling Information、上行链接中的资源块的分配信息即Uplink Scheduling Grant、以及其他控制信息。

如图43所示，Downlink Scheduling Information(以下称为“DSI”，下行调度信息)规定了具有包含该DSI的PDCCH的DL子帧中的共用通信信道的资源块分配。例如，在图43所示的DL子帧#4的PDCCH的DSI中，规定了该#4的DL子帧中的共用通信信道的资源块分配。

并且，Uplink Scheduling Grant(以下称为“USG”，上行调度确认)规定了具有包含该USG的PDCCH的DL子帧中的3个之前的UL子帧中的共用通信信道的资源块分配。例如，在图43所示的DL子帧#1的PDCCH的USG中，规定了#4的UL子帧中的共用通信信道的资源块分配。

下行及上行资源块的分配由所述资源分配控制部4041的分配部4041a来进行，本实施方式的分配部4041对空中同步区间内的资源块的分配进行与通常的资源分配不同的特殊处理。

图43及图44表示图35所示的第1例及图38所示的第3例的基站装置4001b中的资源分配的方法的示例。

另外，在第1及第3例的基站装置4001b中，空中同步用的第2接收部4012与来自用户终端4002b的上行信号接收用的第1接收部4011是独立设置的。

如图44所示，首先资源分配控制部4041的判定部4041a判定分配对象的资源块是否是空中同步区间内的资源块(步骤S4-1)。该判定是这样进行的，资源分配控制部4041从空中同步控制部4040获取表示空中同步的定时的信息(空中同步区间信息)，并判定分配对象的资源块是否是属于由空中同步区间信息表示的时间内的资源块。

另外，空中同步控制部4040按照固定的周期定期地或者根据需要，为了空中同步而停止向用户终端4002b的下行信号的发送，并处于接收主BS4001a发送的下行信号的空中同步状态。表示处于该空中同步状态的时间段的信息是所述空中同步区间信息。

在步骤S4-1，在判定为分配对象的资源块不是空中同步区间内的资源块的情况下，进行通常的资源分配动作，即不管下行及上行都进行针对该资源块的用户终端分配(步骤S4-2)。即，对该资源块进行用户终端的分配，并在PDCCH中存储表示该分配的信息(DSI、USG)。

另一方面，在步骤S4-1，在判定为分配对象的资源块(的一部分或者全部)属于空中同步区间内的情况下，如果该资源块是下行(DL)的资源块，则不进行用户终端的分配(步骤S4-3)，如果该资源块是上行(UL)的资源块，则进行用户分配(步骤S4-4)。

结果，如图43所示，当在子帧#4中存在空中同步区间的情况下，与该空中同步区间对应的区域被处理为非分配区域，在具有针对下行(DL)子帧#4的共用通信信道的资源分配信息(DSI)的下行DL子帧#4的PDCCH中，不存在对该非分配区域的分配信息。

另一方面，在具有针对上行(UL)子帧#4的共用通信信道的资源分配信息(USG)的下行DL子帧#4的PDCCH中，存在包括空中同步区间的、有关上行(UL)子帧#4的共用通信信道整体的资源分配信息。

将按照以上所述确定的资源分配信息提供给调制电路4020，调制电路4020根据资源分配信息对从上位网络接收到的数据进行调制，并转发给发送部4013。

通过按照上面所述进行资源分配，在空中同步区间中，在下行(DL)时不进行对用户终端4002b的分配动作，所以在空中同步区间中，停止发送部4013的信号发送本身，不与来自主BS4001a的下行信号干扰时，由于没有对用户终端4002b进行资源分配，所以即使用户终端4002b不能从基站装置4001b接收信号，也能够防止识别为异常。

并且，在第1及第3例中，由于设有相对于第1接收部4011独立的第2接收部4012，所以即使是在空中同步区间内，也能够一如既往地从用户终端接收4002b信息。因此，如图43所示，对于上行，即使是在空中同步区间内，也能够进行资源分配。

另外，针对所述非分配区域，除了完全不分配用户终端之外，也可以分配比在通常的分配动作中分配的用户终端少的用户终端。在这种情况下，当被分配了非分配区域的资源块的用户终端在空中同步区间中停止发送部4011的信号发送动作时，在该空中同步区间中被进行了资源分配的用户终端4002b有可能识别为异常，但由于在该空中同步区间中被进行了资源分配的用户终端4002b的数量比较少，所以能够抑制不良影响。

图45及图46表示图36所示的第2例及图39所示的第4例的基站装置4001b中的资源分配的方法的示例。

另外，在第2及第4例的基站装置4001b中，空中同步用的第2接收部4012与来自用户终端402b的上行信号接收用的第1接收部4011具有共用部4023，这些接收部的一部分结构是共用的。

图46中的资源分配处理与图44所示的资源分配处理基本相同，不同之处是步骤S4。

在图44中的步骤S4-4中，分配对象的资源块(的一部分或者全部)被判定为属于空中同步区间内，在该资源块是上行(UL)的资源块时进行用户分配，而在图46中的步骤S4-4中，分配对象的资源块(的一部分或者全部)被判定为属于空中同步区间内，在该资源块是下行(DL)的资源块时不进行用户终端的分配。

即，在第2及第4例的基站装置4001b中，如图45所示，在空中同步用的第2接收部4012接收来自主BS4001a的下行信号的期间，第1接收部4011不能接收来自用户终端4002b的上行信号，所以针对属于空中同步区间内的上行的资源块也成为非分配区域。

因此，为了达到空中同步，在基站装置4001b不能接收来自用户终端4002b的上行信号的区间，用户终端4002b使用所分配的资源块向基站装置4001b发送信息，能够防止基站装置4001b不能接收信息的事态发生。

图47及图48表示图41所示的第6例的基站装置4001b中的资源分配。

如图47所示，图41所示的基站装置4001b的资源分配控制部4041具有调整部4041c。

该调整部4041c用于调整阵列天线的多个天线4010-1～4010-K中、在空中同步区间中被用来接收从主BS4001a发送的下行信号的天线的数量。

该调整部4041c确定足以接收来自主BS4001a的下行信号的最小数量的天线数量。在与主BS4001a之间的传输路径环境恶化时，能够增多该天线数量，在传输路径环境良好时，能够减少该天线数量。传输路径环境例如能够从第2接收部4012获取并推定由第2接收部4012接收到的信号的SNR(信号与噪声之比)等表示传输路径环境的指标。

由调整部4041c确定的数量的天线被用来接收来自主BS4001a的下行信号，剩余的天线被用来接收来自用户终端4002b的上行信号。

具有图47所示的结构的资源分配控制部4041按照图48所示，对于步骤S4-1～S4-3进行与图44所示的处理步骤相同的处理。

另一方面，在图48中的步骤S4-4-1以及S4-4-2，调整部4041c把多个天线分配为接收来自主BS4001a的下行信号的空中同步用天线、和接收来自用户终端4002b的上行信号的通信用天线(步骤S4-4-1)。

只要所分配的通信用天线的数量不是0，即使是在空中同步区间中，基站装置4001b也能够接收来自用户终端4002b的上行信号。并且，如果通信用天线的数量比较多，通过空间复用等复用化，也能够有效地灵活运用资源。即，如果通信用天线的数量增多，则能够对相同资源块分配更多的用户。

因此，分配部4041b根据对空中同步用天线进行分配后的剩余的通信用天线的数量，进行考虑了空间复用等复用的资源块的分配(步骤S4-4-2)。

通过以上处理，能够动态地调整空中同步用天线的数量，可靠地进行空中同步，并利用剩余的通信用天线持续进行与用户终端的通信。

另外，空中同步用天线的数量也可以不需要进行动态调整，而在设置基站装置时等预先设定为固定值。

[第5章同步精度下降的抑制]

在该第5章中说明的基站装置在不发生技术矛盾的范围内采用在第1章、第2章、第3章或者第4章中说明的基站装置的技术。在该第5章中，对于不做特别说明的内容引用第1章、第2章、第3章以及第4章中的说明事项。

[5.1关于同步精度的下降]

在即使实现了空中同步时，由于基站具有的各时钟产生装置的精度误差的差异，随着时间的经过，使得同步产生偏差。

图57是表示另一个基站装置的时钟频率相对于一个基站装置的时钟频率的偏差随时间而变化的一例的曲线图。如该图所示，一个基站装置的时钟频率与另一个基站装置的时钟频率之间的偏差值，随着时间的经过而平缓地变化并且始终存在。

基站根据自身的时钟产生装置的振荡而进行动作，因此即使在基站起动时与其他基站之间获取了同步，之后与移动终端(终端装置)进行通信时随着时间经过，由于因上述的时钟产生装置的精度差异而造成的偏差值的存在，产生相对的计时偏差，并产生同步偏差。

因此，例如暂时中止与终端装置的通信，并进行与其他基站的同步处理，由此消除上述的同步偏差。在这种情况下，该基站装置在停止与终端装置的通信的期间，关于与其他基站装置的同步偏差是何种程度，利用接收波中包含的已知信号波来检测该其他基站的发送定时，并按照该发送定时来获取同步。

在此，其他基站的发送定时是根据来自该其他基站的接收波中包含的已知信号波而检测的，因而所得到的其他基站的发送定时是通过接收波间接获取的推定值。

即，在该基站为了获取同步而接收相邻的其他基站的信号时，在受到了噪声和延迟路径等接收路径的影响的情况下，该基站有可能不能准确接收其他基站的信号。如果不能准确接收其他基站的信号，则从来自其他基站的接收波中检测到的其他基站的发送定时将包含较大的误差，产生同步精度下降的问题。

因此，需要能够抑制基站间同步的精度下降的基站装置。

[5.2抑制同步精度下降的技术的公开]

(1)在此公开的发明的基站装置，从由其他基站装置发送的信号中获取该其他基站装置的通信定时，并修正与所述其他基站装置的同步偏差，所述基站装置的特征在于，具有：同步偏差推定部，求出所述其他基站装置的通信定时与本基站装置的通信定时之间的同步偏差的推定值；校正部，根据由所述同步偏差推定部得到的所述推定值，求出抑制该推定值中包含的误差的校正值；以及同步修正部，根据所述校正值来修正同步偏差。

根据如上所述构成的基站装置，由校正部求出抑制推定值中包含的误差的校正值，根据该校正值来进行同步偏差的修正，所以即使由于来自其他基站装置的信号的接收状况而使得推定值包含较大的误差时，也能够抑制该误差。结果，能够抑制修正同步误差时的误差的影响，能够抑制同步误差的修正精度下降。

(2)所述校正部也可以根据当前及过去的推定值求出所述校正值，在这种情况下，由于考虑了过去的推定值，所以能够得到有效抑制当前的推定值中包含的误差的校正值。

(3)更具体地讲，优选所述校正部对当前的推定值和至少一个过去的推定值求平均，由此求出所述校正值。在这种情况下，即使当前的推定值包含较大的误差时，通过把与至少一个过去的推定值的平均值作为校正值，能够得到抑制了当前的推定值中包含的误差的校正值。

(4)并且，所述校正部向所述推定值乘以比0大比1小的系数，由此求出所述校正值，并利用所述系数来抑制推定值中包含的误差。

(5)所述校正部判定所述推定值是否比阈值大，在所述推定值比所述阈值大的情况下，把所述阈值以下的值设为所述校正值。

在这种情况下，即使得到了包含极大误差的推定值，由于把在比阈值大的值中该阈值以下的值作为校正值，所以能够防止在校正值中包含极大误差的状态下进行校正。

[5.3抑制同步精度下降的技术的实施方式]

[5.3.1第一实施方式]

图49表示具有多个基站装置(BS：Base Station)5001、5002、5003、...的无线通信系统。在该无线通信系统中，例如采用支持正交频分多址接入(OFDMA)方式的基于IEEE802.16规定的“WiMAX”的方式，以便实现宽带无线通信。另外，WiMAX的帧结构如图2所示。各基站装置5001、5002、5003能够与处于各基站装置5001、5002、5003覆盖的区域(小区)内的终端装置(移动终端MS：Mobile Station)之间进行通信。

在多个基站装置5001、5002、5003中包含至少一个主基站装置和辅基站装置。

主基站装置是不需要从由其他基站装置发送的信号的接收波中检测并获取基站间同步用的定时的基站装置。例如，主基站装置能够构成为根据本基站装置产生的同步信号(时钟)来确定信号的发送定时的自由主基站装置。另外，主基站装置也可以是具有GPS接收设备，并使用GPS信号来确定信号的发送定时的基站装置。

辅基站装置是从由其他基站装置发送的信号的接收波中检测并获取基站间同步用的定时的基站装置。

下面，把图1所示的第一基站装置5001设为主基站装置，把第二基站装置5002及第三基站装置5003设为辅基站装置。

第二及第三基站装置5002、5003在起动时，选择其他基站装置(主基站装置或者其他辅基站装置)中的一个基站装置作为源基站装置，检测由作为其他基站装置的源基站装置发送的信号(前导码，已知信号，同步信号)的接收波(源接收波)，并获取基站间同步用的定时(信号的发送定时)。另外，把在基站装置起动时进行的基站间同步用的处理称为初期同步处理。初期同步处理如前面所述是在起动时进行的，更具体地讲，在基站装置起动之后到开始与终端装置的通信之前的期间进行。另外，该初期同步处理的具体内容与后面叙述的“停止通信的同步模式”的处理基本相同。

另外，在本实施方式中，第二基站装置5002选择第一基站装置5001作为源基站装置，第三基站装置5003选择第二基站装置5002作为源基站装置。

辅基站装置与源基站装置的发送定时(接收定时)获取同步，并与本区域内的终端装置进行通信。即，在初期同步处理之后，辅基站装置与终端装置之间进行的通信(通信模式)是定时与源基站装置(其他基站装置)的发送定时及接收定时(通信定时)一致的通信。

但是，在辅基站装置的时钟产生器的精度不足，或基站装置之间存在时钟精度偏差时，随着时间的经过，将产生同步偏差。即，基站装置在与终端装置进行通信时，逐渐与其他基站装置的发送/接收定时(通信定时)产生偏差(同步偏差)。

即，在基站装置之间存在基站装置具备的时钟产生器的时钟频率的误差，因此根据该时钟频率(基准信号)而生成的一个通信帧(下行子帧)的时间长度(例如在规格上是5msec)，在基站装置之间存在微小差异。即使一帧的时间长度的误差很小，在反复向终端装置发送帧时，所述误差被积累，有可能成为比较大的同步偏差(例如约1μsec)。

这样，即使通过初期同步处理使基站装置之间的通信定时一致后，在与终端装置进行通信的期间，同步偏差逐渐扩大。

因此，第二及第三基站装置5002、5003具有如下功能：在预定的定时停止与终端装置进行通信(发送信号，下行子帧)的通信模式，并且执行检测并消除同步误差的同步模式(停止通信的同步模式)。

另外，关于该通信模式与同步模式的切换方式，将在后面进行说明。

图50是表示第二及第三基站装置5002、5003的接收部及发送部的结构的框图。在图50中，接收部5010具有将接收信号放大的放大器5011、对接收信号进行A/D转换的A/D转换部5012、以及对被转换为数字信号的接收信号进行解调的解调部(DEM)5013。

另外，发送部5020具有对数字信号即发送信号进行调制的调制部(MOD)5021、对发送信号进行D/A转换的D/A转换部5022、以及将发送信号放大的放大器5023。

各基站装置为了按照TDD(时分双工)进行与终端装置的通信，具有将与天线5030的连接切换到接收部5010侧和发送部5020侧的切换开关(SW)5031。即，在发送帧(下行子帧)的定时，开关5031被切换到发送部5020侧，在接收帧(上行子帧)的定时，开关5031被切换到接收部5010侧。

另外，所述A/D转换部5012以及D/A转换部5022的动作时钟由基准信号产生器5040提供。基准信号产生器5040包括晶体振子等时钟产生装置，产生预定频率的动作时钟。另外，该动作时钟当然也成为后面叙述的帧定时计数器5032等第二及第三基站装置5002、5003的其他数字电路的动作时钟。

在此，D/A转换部5022的动作时钟的精度影响到发送帧(下行子帧)的时间长度的精度。因此，如上所述，在基准信号产生器的精度因每个基站装置而不同时，各基站装置之间的动作时钟产生误差，所生成的发送帧的时间长度因每个基站装置而产生微小差异。

发送/接收的切换是按照帧定时计数器5032的计数器值来进行的。即，预先确定发送帧的时间长度、接收帧的时间长度以及这些帧之间的时间间隔，在所述计数器值与预定的发送/接收切换定时一致时，利用切换开关5031进行发送/接收的切换。

在产生与源基站装置的同步偏差的情况下，通过校正该帧定时计数器5032的计数器值，能够修正同步偏差。即，帧定时计数器5032从后面叙述的同步误差检测部5033及校正部5036获取用于修正同步偏差(同步误差)的校正值，求出与该校正值的时间宽度对应的计数器校正值，利用该求出的计数器校正值对计数器值进行校正，使其向正确的方向偏移。由此，能够使发送/接收的切换定时与其他基站装置一致。

第二及第三基站装置5002、5003具有进行同步偏差(同步误差)的检测的同步误差检测部033。同步误差检测部5033从接收信号(接收波)中检测同步信号(前导码)，并检测其定时。另外，同步误差检测部5033从帧定时计数器5032获取本基站装置的前导码的定时，求出所检测到的源基站装置的前导码的定时与本基站装置的前导码的定时的同步偏差(定时偏移)。在此，由同步误差检测部5033求出的同步偏差是把所检测到的同步信号的定时视为源基站装置的定时而得到的值，可以说是针对与源基站装置之间的实际的同步偏差的推定值。下面，把由同步误差检测部5033检测的同步偏差称为同步偏差推定值。

同步误差检测部5033将检测到的同步偏差推定值输出给校正部5036。接收到同步偏差推定值的校正部5036把对同步偏差推定值进行了预定的校正后的校正值，输出给帧定时计数器5032。帧定时计数器32接收该校正值，按照上面所述进行同步偏差(同步误差)的修正，进行同步处理。即，帧定时计数器5032构成根据上述校正值来修正同步偏差的同步修正部。

并且，同步误差检测部5033将所求出的同步偏差推定值也输出给同步误差履历存储部5035。同步误差履历存储部5035依次存储对每个同步模式求出的同步偏差推定值，并根据需要将所存储的过去求出的同步偏差推定值输出给校正部5036。校正部5036在考虑过去的同步偏差推定值来求出校正值的情况下，求出输出给同步误差履历存储部5035的过去的同步偏差推定值。

为了使用从源基站装置发送的信号来求出同步偏差推定值，接收部5010具有将接收信号切换到解调部5013侧或者同步误差检测部5033侧的切换开关5014。该切换开关5014在能够接收来自终端装置的信号的通信模式的期间，将接收信号输出到解调部5013侧，在通信模式停止的停止模式时，将接收信号提供给同步误差检测部5033。

并且，发送部5020也具有切换开关5024。该切换开关5024在能够向终端装置发送信号的通信模式的期间，将发送信号提供给D/A转换部5022，在通信模式停止的同步模式时，不向D/A转换部5022提供发送信号。

接收部5010及发送部5020的切换开关5014、5024的切换由周期控制部5034进行。即，周期控制部5034控制使通信模式停止的周期(同步定时)，在与终端装置之间进行通信的通信模式时，判定为已到达应该进入同步模式的定时，并进行开关5014、5024的切换以切换为同步模式。并且，在同步模式结束后，再次切换为通信模式。

下面，说明上述结构的第二及第三基站装置5002、5003从与终端装置进行通信的(通常)通信模式切换为接收来自源基站装置(第一及第二基站装置5001、5002)的信号的同步模式时的方式。

图51表示第二及第三基站装置5002、5003从通信模式切换为同步模式时的流程图。

如图51所示，第二及第三基站装置5002、5003使周期控制部50034进行是否是应该进入同步模式的同步定时的判定(步骤S5-1)。同步定时例如被设定为进入同步模式的周期(每隔预定时间或者每隔预定数量帧)。在利用时间来设定周期的情况下，例如能够设为约5分钟。

在与终端装置之间进行通信的通常通信模式时，在判定为是应该进入同步模式的定时的情况下(步骤S2)，周期控制部5034进行开关5014、5024的切换。由此，第二及第三基站装置5002、5003进入同步模式(步骤S5-3)。在同步模式结束后，第二及第三基站装置5002、5003返回步骤S5-1及S5-2，并再次返回为通常通信模式，直到判定为下一个定时(步骤S5-4)。

第二及第三基站装置5002、5003与终端装置之间进行通信，并定期地或者根据需要随时执行同步模式，由此即使在与源基站装置之间产生同步偏差时，也能够消除同步偏差。

图52是表示图51中的同步模式的处理的流程图。

如图52所示，第二及第三基站装置5002、5003在进入同步模式后，首先在开始同步处理(步骤S5-12～S5-14)之前，通过广播向本区域内的全部终端装置通知使终端装置成为睡眠模式或者待机模式(节能模式)(步骤S5-11)。

终端装置从第二及第三基站装置5002、5003接收到睡眠模式等通知后，进入睡眠模式。睡眠模式等是终端装置不进行通信时的管理模式，所以能够抑制功耗。

终端装置的睡眠模式被设定了睡眠时间，以使至少在第二及第三基站装置5002、5003进行同步处理的期间持续睡眠模式。

在第二及第三基站装置5002、5003进行同步处理的期间，终端装置处于睡眠模式等，所以即使不能接收来自第二及第三基站装置5002、5003的信号，也不会判定为异常。

第二及第三基站装置5002、5003在向终端装置通知睡眠模式等后，进入同步处理(通信停止的同步处理)。在该同步处理的期间，与终端装置之间的通信(下行子帧的发送)停止，在本来应该是下行子帧的时间也处于接收信号的状态。

在同步处理(通信停止的同步处理)中，第二及第三基站装置5002、5003首先接收来自源基站装置的信号(步骤S5-12)。在本实施方式中，把源基站装置(第一及第二基站装置5001、5002)发送的下行子帧DL的前头中包含的前导码用作基站间同步用的同步信号。因此，第二及第三基站装置5002、5003检测位于源基站装置发送的下行子帧DL的前头中的前导码的定时。

另外，同步信号也可以是中置码、导频信号等。

第二及第三基站装置5002、5003的同步误差检测部5033具有扫描来自与本基站装置相邻的源基站装置的接收波的功能，以便检测前导码的定时。

基站装置5002、5003在存储器中具有作为已知模式的、源基站装置有可能使用的前导码模式。第二及第三基站装置5002、5003使用这些已知的前导码模式，检测前导码的定时(步骤S5-13)。前导码的定时检测例如能够按照图9所示进行。

在检测到前导码的定时t时，基站装置5002、5003的同步误差检测部5033接下来求出同步偏差推定值(步骤S5-14)。

同步误差检测部5033首先从帧定时计数器5032获取本基站装置的前导码的定时。并且，把检测到的源基站装置的前导码的定时t视为该源基站装置的前导码的定时，求出检测到的源基站装置的前导码的定时t与本基站装置的前导码的定时的同步偏差，作为推定值。

图53是表示源基站装置、与接收源基站装置的信号的基站装置之间的前导码的定时的关系的示意图。另外，在图53中，只着重示出作为源基站装置的第一基站装置5001与第二基站装置5002之间的关系。

在图53中，同步误差检测部5033按照上面所述求出在上述步骤S5-13检测到的第一基站装置1的前导码的定时(通信定时)t1、与本基站装置(第二基站装置2)的前导码的定时(通信定时)t2之差，作为同步偏差推定值ΔT。

另一方面，同步误差检测部5033检测到的上述前导码的定时t1，是根据第二基站装置5002接收到的接收波间接地作为第一基站装置5001的定时t1而得到的，相对于第一基站装置5001的实际定时t1’有时会产生偏差。

即，第二基站装置5002接收到的接收波受到第一基站装置5001与第二基站装置5002之间的接收路径的影响，所以在根据接收波来检测定时t1时，相对于第一基站装置5001的实际定时t1’产生些许偏差。如果能够基本正常地接收第一基站装置5001的接收波，则该偏差不会大幅体现出来，但是当在接收路径中由于噪声和延迟路径等受到较大影响时，如图53所示，基于接收波的定时t1相对于实际定时t1’的偏差有时会大幅体现出来。

因此，同步误差检测部5033求出的同步偏差推定值ΔT，除了第一基站装置5001的实际定时t1’与本基站装置的定时t2之差即实际的同步偏差值ΔTs之外，有时也包括所检测到的定时t1与实际定时t1’之间的偏差，该偏差成为同步偏差推定值ΔT相对于实际同步偏差值ΔTs的误差。

返回图52，同步误差检测部5033在求出上述的同步偏差推定值ΔT后，将该同步偏差推定值ΔT输出给校正部5036。接收到同步偏差推定值ΔT的校正部5036，判定同步偏差推定值ΔT是否为预先设定的阈值S以上(步骤S5-15)。在判定为同步偏差推定值ΔT比阈值S小时，校正部36对同步偏差推定值ΔT进行校正，并根据该同步偏差推定值ΔT求出校正值ΔT’(步骤S5-16)。

另一方面，在判定为同步偏差推定值ΔT为预先设定的阈值S以上时，校正部5036把阈值S设为同步偏差推定值ΔT(步骤S17)，并求出校正值ΔT’(步骤S5-16)。另外，关于在该步骤S5-16及步骤S5-17由校正部5036进行的校正的方式，将在后面进行说明。

在求出校正值ΔT’后，校正部5036把该校正值ΔT’输出给帧定时计数器5032。帧定时计数器5032接收到校正值ΔT’后，进行同步偏差的校正(步骤S5-18)。

发送帧的时间长度、接收帧的时间长度以及这些帧之间的时间间隔是根据帧定时计数器32的计数器值确定的。因此，帧定时计数器5032求出与校正值ΔT’的时间宽度对应的计数器校正值，利用该求出的计数器校正值对计数器值进行校正，使其向正确的方向偏移。

由此，第二及第三基站装置5002、5003能够修正本基站装置的发送定时，使其接近源基站装置的发送定时。换言之，能够根据从所检测到的同步信号的定时得到的校正值ΔT’，使本基站装置的发送定时(帧定时)向正确的方向偏移，由此修正同步偏差。

另外，如果修正了第二及第三基站装置5002、5003的发送定时与源基站装置的发送定时之间的同步偏差，则自然也能够修正接收定时的同步偏差。即，处于能够修正第二及第三基站装置5002、5003与源基站装置之间的帧的同步偏差的状态。

这样，本实施方式的第二及第三基站装置5002、5003使与终端装置之间进行通信的通信模式停止，并使用来自源基站装置的同步信号来获取同步，因而即使不存在获取同步用的控制用信道，也能够获取同步。

在以上的同步处理结束后，第二及第三基站装置5002、5003结束同步模式，返回图51中的步骤S5-1并成为通常通信模式，处于能够进行与终端装置之间的通信的状态。

并且，处于睡眠模式等的终端装置在经过所设定的睡眠时间(待机时间)后，自动成为与第二及第三基站装置5002、5003进行通信的通常通信模式。即，第二及第三基站装置5002、5003和终端装置都返回通常通信模式后，两者间的通信再次开始。

如上所述，本实施方式的第二及第三基站装置5002、5003随时或者按照预定的时间间隔，停止通信模式并反复进行同步模式，修正在通信模式时产生的同步偏差，由此保持与源基站装置的同步。

下面，说明在图52中的步骤S5-16以及步骤S5-17中由校正部5036进行的校正的方式。

校正部5036在判定为从同步误差检测部5033接收到的同步偏差推定值ΔT比阈值S小时(步骤S5-15)，根据下述式(2)对同步偏差推定值ΔT进行校正，并求出抑制了该同步偏差推定值ΔT的校正值ΔT’(步骤S5-16)。

ΔT’＝α×ΔT    ......(2)

在上述式(2)中，系数α被设定为0＜α＜1的范围内的值。校正部36按照上面所述向同步偏差推定值ΔT乘以系数α，由此求出校正值ΔT’。结果，校正部5036得到在数值上被抑制成为比同步偏差推定值ΔT小的值的校正值ΔT’。

图54是表示基站装置在反复进行通信模式和同步模式时，相对于源基站装置的实际的同步偏差值ΔTs随时间而变化的一例的图。在图54中，横轴表示经过时间，纵轴表示实际的同步偏差值ΔTs。另外，在图54中说明与作为源基站装置的第一基站装置1获取同步的第二基站装置5002的实际同步偏差值ΔTs。

在图54中，表示第二基站装置5002反复在执行预定时间宽度的通信模式后进行同步模式的方式。并且，在图54中，在同步偏差值ΔTs为0时，第一基站装置5001与第二基站装置5002之间的同步一致。

在通信模式时，第二基站装置5002与终端装置之间进行通信，所以其与第一基站装置5001的关系是分别独立动作，并处于自由状态。因此，实际的同步偏差值ΔTs根据两个基站装置5001、5002彼此间的动作时钟的误差，逐渐产生偏差。

第二基站装置5002在成为同步模式后，使同步误差检测部5033及校正部5036求出同步偏差推定值ΔT及校正值ΔT’，并据此修正同步偏差。

例如，分析图54中的同步偏差推定值ΔT₂时的同步模式(同步处理)的情况，同步误差检测部5033得到与实际的同步偏差值ΔTs基本一致的同步偏差推定值ΔT₂。校正部5036求出向该同步偏差推定值ΔT₂乘以系数α(0＜α＜1)得到的校正值ΔT’，并按照图示进行校正使与实际的同步偏差值ΔTs一致，按照利用系数α确定的比率来修正同步偏差。

并且，分析图54中的同步偏差推定值ΔT₃时的同步模式的情况，同步误差检测部5033得到比实际的同步偏差值ΔTs更大的同步偏差推定值ΔT₃。在这种情况下，同步偏差推定值ΔT₃受到接收路径中的噪声和延迟路径等影响，有可能包含上述的误差。

针对这种情况，第二基站装置5002的校正部5036求出与上述相同的基于系数α的校正值ΔT’，并按照图示根据利用系数α确定的比率来修正同步偏差。

即，根据本实施方式的第二基站装置5002(第三基站装置5003)，校正部5036求出抑制了同步偏差推定值ΔT的校正值ΔT’，并根据该校正值ΔT’进行同步偏差的修正，所以即使在同步偏差推定值ΔT由于来自源基站装置的信号的接收状况而包含较大误差时，也能够减小该误差，并抑制校正值ΔT’的误差。结果，能够抑制修正同步偏差时的误差的影响，抑制同步偏差修正精度的下降。

并且，在上述实施方式中，校正部5036通过向同步偏差推定值ΔT乘以系数α来求出校正值ΔT’，所以能够得到有效抑制了同步偏差推定值ΔT中包含的误差的校正值ΔT’。

另外，上述系数α能够根据源基站装置与本基站装置之间的接收路径适当设定。例如，如果预先得知将始终受到噪声的影响，则能够设定为能够抑制该噪声的影响的程度的值。

并且，校正部5036也可以构成为存储预先设定的系数α，根据来自源基站装置的信号的接收状况(例如CINR等)适当进行调整。在这种情况下，能够根据与源基站装置之间的接收环境状况来设定系数α，所以能够更有效地抑制同步偏差推定值ΔT中包含的误差，能够抑制同步处理的精度下降。

并且，校正部5036也可以构成为根据在同步误差履历存储部5035中存储的过去的同步偏差推定值ΔT来设定系数α。

另一方面，校正部5036在判定为从同步误差检测部5033获取的同步偏差推定值ΔT为阈值S以上时(步骤S5-15)，按照上面所述，把阈值S设为同步偏差推定值ΔT(步骤S5-17)，求出校正值ΔT’(步骤S5-16)。

图55是表示基站装置在反复进行通信模式和同步模式时，相对于源基站装置的实际的同步偏差值ΔTs随时间而变化的另一例的图。在图55中，表示得到比上述阈值S大、而且相比过去的同步偏差推定值数值极大的同步偏差推定值ΔT_n的情况。

通常，由同步误差检测部5033检测的同步偏差推定值ΔT几乎不会产生极端的数值变动。因为起因于基站装置之间的动作时钟误差的偏差是逐渐变动的偏差，而且在相互被固定的基站装置之间，在彼此的通信路径中产生较大变动的可能性比较小。

但是，由于受到突发性的延迟路径等影响，在得到了数值极大的同步偏差推定值ΔTn的情况下，即使根据系数α求出校正值ΔT’，也会产生不能有效抑制校正值ΔT’中包含的误差的情况。在根据未能抑制该误差的状态下的校正值来修正同步偏差时，如图50所示，将导致大大超过实际的同步偏差值ΔTs，并修正成为产生更大的偏差。

如上所述，在得到了数值极大的同步偏差推定值ΔTn的情况下，本实施方式的校正部5036把阈值S设为同步偏差推定值ΔT，并向其乘以系数α来求出校正值ΔT’_n。结果，校正部5036把阈值S以下的值设为校正值ΔT’_n，所以能够防止在校正值ΔT’中包含极大误差的状态下进行同步处理。

另外，上述阈值S能够根据在实际的同步偏差值ΔTs中允许的数值范围来设定。在这种情况下，能够防止实际的同步偏差值ΔTs突发性地偏离该允许数值范围。

并且，能够预先存储过去的同步偏差推定值ΔT，并根据该过去的同步偏差推定值ΔT进行设定。在这种情况下，能够根据实际的通信状况设定合适的阈值S。

并且，在本实施方式中，在同步偏差推定值ΔTn为阈值S以上的情况下，把阈值S设为同步偏差推定值ΔT，由此将校正值ΔT’_n设定为阈值S以下的值，但是例如也可以预先设定阈值S以下的值，并把该值用作校正值ΔT’。另外，也可以忽视当前的同步偏差推定值ΔT，而直接采用过去的同步偏差推定值ΔT。

[5.3.2第二实施方式]

图56是表示第5章中的第二实施方式涉及的基站装置在反复进行通信模式和同步模式时，相对于源基站装置的实际的同步偏差值ΔTs随时间而变化的一例的图。

在本实施方式中，由校正部5036进行的求出校正值ΔT’的方法(图52中的步骤S5-16)与第一实施方式不同。其他内容与第一实施方式相同，所以省略说明。

本实施方式的校正部5036在判定为从同步误差检测部5033接收到的同步偏差推定值ΔT比阈值S小时(步骤S5-15)，根据下述式(3)求出校正值ΔT’_n。

ΔT’_n＝(ΔT_n+ΔT_n-1+ΔT_n-2)/3  ......(3)

即，在本实施方式中，校正部5036考虑过去的同步偏差推定值ΔT来求出校正值ΔT’，具体地讲，校正部5036从同步误差履历存储部5035获取在前一次同步模式时求出的同步偏差推定值ΔT_n-1、以及在大前一次同步模式时求出的同步偏差推定值ΔT_n-2，求出当前的推定值ΔT、过去的同步偏差推定值ΔT_n-1、ΔT_n-2的平均值作为校正值ΔT’。

在这种情况下，即使当前的同步偏差推定值ΔT_n包含较大误差，通过把与过去的同步偏差推定值ΔT_n-1、ΔT_n-2的平均值作为校正值ΔT’，能够获得抑制了当前的同步偏差推定值ΔT中包含的误差的校正值ΔT’这样，通过考虑过去的同步偏差推定值ΔT_n-1、ΔT_n-2来求出校正值ΔT’，能够抑制修正同步偏差时的误差的影响，能够抑制同步处理精度下降。

另外，在上述实施方式中，对当前的同步偏差推定值ΔT_n、前一次、大前一次同步模式时的过去的同步偏差推定值ΔT求平均，由此求出校正值ΔT’，但也可以对当前的同步偏差推定值与至少一个过去的同步偏差推定值求平均，并求出校正值ΔT’。

并且，也能够考虑更多的过去的同步偏差推定值ΔT，在这种情况下，即使当前的同步偏差推定值ΔT_n包含较大误差时，也能够有效抑制该误差的影响。

并且，在本实施方式中，把当前的同步偏差推定值ΔT_n与过去的同步偏差推定值ΔT的平均值作为校正值ΔT’而考虑过去的同步偏差推定值ΔT，但是例如也能够把当前的同步偏差推定值ΔT_n与过去的同步偏差推定值ΔT的最小均方值作为校正值ΔT’。

并且，也能够按照下述式(4)所示，向在本实施方式中求出的当前的同步偏差推定值ΔT_n与过去的同步偏差推定值ΔT的平均值，乘以在上述第一实施方式中示出的遗忘因子，把相乘结果作为校正值ΔT’。在这种情况下，能够抑制校正值ΔT’中包含的误差的影响，能够更有效地抑制同步处理精度下降。

ΔT’_n＝α×(ΔT_n+ΔT_n-1+ΔT_n-2)/3   ......(4)

另外，也能够按照下述式(5)所示，根据在本实施方式中求出的

当前的同步偏差推定值ΔT_n和过去的同步偏差推定值ΔT_n-1，使用遗忘因子β来求出校正值ΔT’。

ΔT’_n＝β×ΔT_n+(1-β)×ΔT_n-1 ......(5)

在这种情况下，能够有效抑制修正同步偏差时的误差的影响。

另外，在上述式(5)中，使用当前的同步偏差推定值ΔT_n及与其最近的过去的同步偏差推定值ΔT_n-1来求出校正值ΔT’，但也能够使用更多的过去的同步偏差推定值进行运算。

并且，遗忘因子β与上述系数α同样，能够根据源基站装置与本基站装置之间的接收路径适当设定。例如，如果预先得知始终受到噪声的影响，则能够设定为能够抑制该噪声的影响的程度的值。

并且，校正部5036也可以构成为存储预先设定的遗忘因子β，根据来自源基站装置的信号的接收状况(例如CINR等)适当进行调整。在这种情况下，能够根据与源基站装置之间的当前接收环境来设定遗忘因子β，所以能够更有效地抑制同步偏差推定值ΔT中包含的误差，能够抑制同步处理的精度下降。

并且，校正部5036也可以根据在同步误差履历存储部5035中存储的过去的同步偏差推定值ΔT来设定遗忘因子β。

[5.3.3第三实施方式]

图58是表示第5章中的第三实施方式涉及的无线通信系统的整体结构的图。在图58中，表示基站装置5101a、5101b与用户终端(移动终端，MS：Mobile Station)5102a、5102b之间进行无线通信的通信系统。在该无线通信系统中，基站装置(BS：Base Station)5101a、5101b设置了多个，并能够与小区内的用户终端5102a、5102b之间进行通信。

该通信系统例如是适用LTE(Long-Term Evolution)的系统。在LTE中能够采用频分双工(FDD)，在下面的说明中，本通信系统即采用频分双工方式。并且，通信系统也可以采用除LTE之外的WCDMA、CDMA2000。

在本实施方式的通信系统中，进行在多个基站装置5101a、5101b之间获取同步的基站间同步。在本实施方式中，通过“空中同步”来执行基站间同步，即，作为主基站的其他基站装置(以下称为“主BS”)5101a朝向该主BS5101a的小区内的终端装置5102a发送的信号，由另一个基站装置(以下称为“辅BS”)5101b接收，由此获取同步。

另外，主BS还可以与其他基站装置之间获取空中同步，也可以采用除了利用GPS信号来获取同步等空中同步之外的方法来确定帧定时。

图59表示基站装置(辅BS)5101b的结构。图59所示的电路例如与图35所示的电路相似。在图59中，将从A/D转换部5127输出的信号提供给同步处理部5170。由此，同步处理部5170能够获取来自主BS5101a的下行信号。

同步处理部5170根据从主BS5101a获取的下行信号的帧中包含的主同步信号以及辅同步信号，进行用于获取本基站装置5101b的通信定时及通信频率的同步的处理。

同步处理部5170由空中同步控制部5180控制。空中同步控制部5180按照一定的周期定期地或者根据需要，为了空中同步而向用户终端5102b的下行信号的发送的通信模式，并处于接收主BS5101a发送的下行信号的空中同步状态(同步模式)。空中同步控制部5180把表示处于该空中同步状态的时间段的信息即空中同步区间信息，输出给调制电路5160以及同步处理部5170，由此进行该调制电路5160以及同步处理部5170的控制。

图60是同步处理部的结构图。如图60所示，同步处理部5170具有同步误差检测部5171、校正部5172、同步修正部5173及存储部5174。

同步处理部5170根据由空中同步控制部5180提供的空中同步区间信息，识别本基站装置5101b是通信模式还是同步模式，并确定是否进行空中同步。

在确定进行空中同步时，同步误差检测部5171获取来自主BS5101a的下行信号，利用下行信号中包含的主同步信号以及辅同步信号(以下把两个信号统称为“同步信号”)，检测主BS5101a的帧发送定时，并且检测与本基站装置5101b的帧发送定时的误差(帧同步误差)即同步偏差推定值。

具体地讲，辅BS5101b检测位于接收到的下行帧中的预定位置的所述同步信号的定时，并检测主BS5101a的帧发送定时。并且，将检测到的主BS5101a的帧发送定时和本基站装置5101b的帧发送定时进行比较，检测同步偏差推定值。

在每当检测到由帧同步误差检测部5171检测到的同步偏差推定值时，将该同步偏差推定值输出给存储部5174，并存储在存储部5174中。

本实施方式中的同步误差检测部5171、校正部5172、同步修正部5173及存储部5174，分别与上述第一实施方式中的同步误差检测部5033、校正部5036、帧定时计数器5032及同步误差履历存储部5035对应，并进行与这些要素相同的处理，由此从同步偏差推定值求出校正值，并进行同步偏差的修正。并且，通过与上述第一实施方式相同的处理，能够抑制修正同步偏差时的误差的影响，能够抑制同步偏差的修正精度下降。

另外，同步误差(同步偏差)的检测/校正对象不限于帧定时，也可以是码元定时和时隙定时。

同步处理部5170还具有频率偏移推定部5175和频率校正部5176。

所述频率偏移推定部5175根据由同步误差检测部5171检测到的同步偏差推定值，推定作为接收侧的辅BS5101b自身内置的内置时钟产生器(省略图示)的时钟频率、与作为发送侧的主BS5101a的内置时钟产生器的时钟频率之差(时钟频率误差)，并根据该时钟频率误差推定载波频率误差(载波频率偏移)。

并且，在本实施方式中，辅BS5101b也能够采用图37～图42所示的结构。

[第6章划分为多次的同步校正]

在该第6章中说明的基站装置在不发生技术矛盾的范围内采用在第1章、第2章、或者第3章、第4章或者第5章中说明的基站装置的技术。在该第6章中，对于不做特别说明的内容引用第1章、第2章、第3章、第4章以及第5章中的说明事项。

[6.1划分为多次的同步校正的必要性]

如前面所述，在一个基站装置的时钟频率与其他基站装置的时钟频率之间，始终存在随着时间的经过而平缓变化的偏差值。该偏差值也根据周围的温度变化等外在因素而变化，如果没有外在因素，则具有根据彼此的时钟产生装置的精度误差的差异而呈线性地逐渐增加的趋势。

基站装置根据自身的时钟产生装置的振荡，获取上述的发送定时和载波频率，所以当彼此的时钟频率存在偏差值时，其发送定时和载波频率与其他基站装置之间产生同步偏差。

因此，例如使与终端装置的通信暂时停止，并进行与其他基站的同步处理，由此消除上述的同步偏差。在这种情况下，该基站装置在停止与终端装置的通信的期间，利用其他基站装置的接收波中包含的前导码波等已知信号波，重新检测与其他基站装置的同步偏差是何种程度，并获取同步。

但是，上述基站装置之间的时钟频率的偏差值如上所述具有呈线性地逐渐增加的趋势。因此，即使基站装置中止与终端装置的通信并获取与其他基站装置之间的同步，然后开始与终端装置的通信，由于具有上述趋势的时钟频率的偏差值在逐渐增加，导致在两个基站装置之间产生同步偏差。

即，虽然能够通过同步处理处于暂时获取基站装置之间的同步的状态，但是在以后进行与终端装置的通信的期间，再次产生同步偏差。并且，该同步偏差随着时间的经过而逐渐增加，所以进行与终端装置的通信的期间的通信时间越长，该通信时间的期间中的同步偏差越大，在从基站装置的经过时间整体进行分析时，即使周期性地进行同步处理，也依旧存在同步偏差。

针对这种情况，如果缩短进行同步处理的周期，并在同步偏差增大之前获取同步，则能够抑制同步偏差增大。但是，为了进行同步处理，必须停止与终端装置之间的通信，所以在缩短同步处理的周期时，导致与终端装置之间的流量下降。

因此，需要抑制流量下降、并且抑制基站之间的同步偏差的技术。

[6.2划分为多次的同步校正技术的公开]

(1)在此公开的发明的特征在于，具有：控制部，其切换执行通信模式和同步模式，通信模式用于发送通信信号来与终端装置之间进行通信，同步模式用于停止与所述终端装置之间的通信，接收来自其他基站装置的通信信号，并与所述其他基站装置之间进行基站间同步；推定部，根据在所述同步模式时接收到的所述其他基站装置的通信信号，求出该其他基站装置的通信信号与本基站装置的通信信号之间的同步偏差的推定值；以及校正部，根据由所述推定部求出的同步偏差的推定值，进行使本基站装置发送的通信信号与所述其他基站装置的通信信号同步的同步校正，所述校正部在直到下一次切换为同步模式前的所述通信模式的期间，分为多次来进行所述同步校正。

根据如上所述构成的基站装置，在直到下一次切换为同步模式前的通信模式的期间，分为多次来进行本基站装置在通信模式时发送的通信信号的同步校正，所以能够在通信模式的整个区域中抑制同步偏差增大。因此，不仅能够通过在同步模式时进行的基站间同步来抑制同步偏差，而且在通信模式时也能够抑制同步偏差，因而能够有效抑制同步偏差。

并且，根据本发明，在用于进行与终端装置之间的通信的通信模式时也能够抑制同步偏差，所以不需要缩短为了抑制同步偏差而必须停止与终端装置之间的通信的同步模式的周期。因此，能够抑制与终端装置之间的流量的下降，并且抑制基站之间的同步偏差。

(2)优选所述校正部按照每个所述单位时间划分为多次来进行同步校正。

在这种情况下，能够在通信模式的整个区域中，按照每个单位时间均等地进行同步校正，因而能够有效抑制随时间经过而增加的同步偏差。

(3)并且，所述推定部也可以从所述其他基站装置的通信信号中获取该其他基站装置的通信定时，并根据该通信定时与本基站装置的通信定时之间的通信定时偏移，求出所述同步偏差的推定值。

(4)更具体地讲，优选所述推定部把所述通信定时偏移设为所述同步偏差的推定值，所述校正部具有通信定时校正部，该通信定时校正部调整构成所述通信信号的通信帧的时间长度，由此进行通信定时的同步校正，在这种情况下，能够抑制与通信定时相关的同步偏差。

并且，所述推定部也可以根据所述通信定时偏移求出所述通信信号的载波频率偏移，作为所述同步偏差的推定值，所述校正部具有进行所述载波频率的同步校正的频率校正部。在这种情况下，能够抑制与载波的频率相关的同步偏差。

[6.3划分为多次的同步校正技术的实施方式]

[6.3.1第一实施方式]

图61表示具有第6章中的第一实施方式涉及的多个基站装置(BS：Base Station)6001、6002、6003、...的无线通信系统。在该无线通信系统中，例如采用支持正交频分多址接入(OFDMA)方式的基于IEEE802.16规定的“WiMAX”的方式，以便实现宽带无线通信。

各基站装置6001、6002、6003的基本功能与第5章中的基站装置相同。

图62是表示第6章中的基站装置6002、6003的结构的框图。

两个基站装置6002、6003具有用于接收信号的：放大器6011，其将接收信号放大；正交解调器6012，其对从放大器6011输出的接收信号进行正交解调(正交检波)处理；以及A/D转换部6013，其对从正交解调器6012输出的接收信号进行A/D转换。将被转换为数字信号的接收信号提供给数字信号处理器(DSP)6020。

并且，基站装置6002、6003具有用于发送信号的：D/A转换部6015，其对数字发送信号进行D/A转换；正交调制器6016，其对从D/A转换部6015输出的发送信号进行正交调制处理；以及放大器6017，将从正交调制器6016输出的发送信号放大。

另外，所述正交解调器6012、所述A/D转换部6013、所述D/A转换部6015以及所述正交调制器6016的动作时钟，由内置的时钟产生器(基准信号产生器)6018提供。内置时钟产生器6018包括晶体振子等，产生预定频率的动作时钟。另外，时钟产生器6018的时钟通过倍增部6019a、6019b提供给所述A/D转换部6013等。

并且，内置时钟产生器6018的动作时钟也提供给DSP6020，并成为DSP6020的动作时钟。

在此，提供给D/A转换部6015的动作时钟的精度影响到发送帧(下行子帧)的时间长度的精度。因此，如果时钟产生器6018的精度因每个基站装置而异，则生成的发送帧的时间长度因每个基站装置而略有差异。并且，在反复进行帧的发送时，帧的时间长度的差异被积累，导致基站装置之间的帧定时产生偏差(通信帧的定时偏移)。

DSP(信号处理部)6020对接收信号以及/或者发送信号进行信号处理。

DSP6020的主要功能有作为针对接收信号的OFDM解调器的功能、作为针对发送信号的OFDM调制器的功能、发送与接收(发送帧与接收帧)的切换功能、基站之间的帧定时同步功能、以及基站装置之间的载波频率同步功能。在图62中，在DSP6020内示出的块表示这些功能。

图62中的载波频率校正部6021用于校正接收信号的载波频率。并且，也设有校正发送信号的载波频率的载波频率校正部6022。

载波频率校正部6021、6022根据由推定部6023推定的载波频率偏移，校正接收信号以及/或者发送信号的载波频率。

接收信号的载波频率校正部6021的输出通过切换开关6024提供给解调部(DEM)6025。在解调部6025中对已实施载波频率校正的接收信号进行解调(OFDM解调)处理。

所述切换开关6024用于在能够接收来自终端装置的信号的通信模式的期间，向解调部6025提供接收信号，在通信模式停止(中止)的同步模式时，向推定部6023提供接收信号。开关6024的切换通过同步控制部6026来进行。

另外，通信模式是向终端装置发送通信信号，由此与终端装置之间进行通信的模式，同步模式是停止与终端装置之间的通信，并接收其他基站装置发送的通信信号，由此与该其他基站装置之间进行基站间同步的处理(同步处理)的模式。关于这些通信模式和同步模式将在后面进行说明。

另外，DSP6020具有对发送信号进行调制(OFDM调制)处理的调制部(MOD)6027。另外，调制部6027根据时钟产生器6018的时钟频率来确定载波频率，因此时钟频率的误差对发送信号的载波频率产生影响。另外，在发送信号的载波频率产生偏差时，虽然各子载波的频率间隔不变，但是各子载波的中心频率同样产生偏差。

从该调制部6027输出的发送信号通过切换开关6028提供给载波频率校正部6022。

所述切换开关6028用于在能够向终端装置发送信号的通信模式的期间，向D/A转换部6015提供发送信号，在通信模式停止的同步模式时，不向D/A转换部6015提供发送信号。

该开关6028的切换也通过同步控制部6026来进行。即，该同步控制部6026构成切换执行通信模式和同步模式的控制部。

所述推定部6023从接收信号(通信信号)中检测同步信号即前导码，并推定与其他基站装置之间的通信帧的定时偏移、和与其他基站装置之间的载波频率偏移(载波频率偏移)。

因此，推定部6023具有检测接收信号中包含的前导码的前导码检测部6023a、推定其他基站装置与本基站装置之间的时钟误差的时钟误差推定部6023b、以及运算其他基站装置与本基站装置之间的每单位时间的定时偏移的运算部6023c。

在本实施方式中，把其他基站装置发送的下行子帧DL的前头中包含的前导码用作基站间同步用的同步信号。因此，所述检测部6023a检测其他基站装置发送的下行子帧DL的前头中包含的前导码的定时。

另外，同步信号也可以是中置码、导频信号等。

基站装置6002、6003在存储器中设置其他基站装置6001、6002有可能使用的前导码模式作为已知模式。基站装置6002、6003的检测部6023a使用这些已知的前导码模式，检测前导码的定时等。

检测部6023a检测本基站装置6002、6003的发送定时与检测到的前导码定时t之差，作为通信定时偏移(同步偏差)。每当检测到该通信定时偏移(通信帧的定时偏移)时，就将该通信定时偏移提供给存储部6029，并存储在存储部6029中。

将由检测部6023a检测到的通信定时偏移提供给时钟误差推定部6023b和运算部6023c。

运算部6023c根据由前导码检测部6023a检测到的通信定时偏移，求出定时偏移在每单位时间增加何种程度，由此求出每单位时间的定时偏移。

另外，在本实施方式中，把所述单位时间设定为一个基本帧的时间宽度即5ms。

并且，时钟误差推定部6023b根据由前导码检测部6023a检测的通信定时偏移，推定接收侧即本基站装置的内置时钟产生器6018的时钟频率、与发送侧即其他基站装置的内置时钟产生器6018的时钟频率之差(时钟频率误差)。并且，从该时钟频率误差的推定值求出作为同步偏差的推定值的载波频率偏移。

在周期性地执行同步模式的情况下，所述时钟误差推定部6023b根据在前一次同步模式时检测到的通信定时偏移、和在本次同步模式时检测到的通信定时偏移，推定时钟误差。另外，前一次的定时偏移能够从存储部6029获取。

将由时钟误差推定部6023b求出的定时偏移以及载波频率偏移中的载波频率偏移(在与前一次同步模式之间产生的载波频率偏移、以及每一个基本帧的载波频率偏移)，提供给载波频率校正部6021、6022。

在本实施方式中，能够像通常的AFC(自动频率控制)功能那样不仅校正接收信号的载波频率，也校正发送信号的载波频率。

即，与其他基站装置之间的载波频率偏移也提供给发送侧的载波频率校正部22，在该载波频率校正部6022中校正朝向终端装置的发送信号的载波频率。

载波频率校正部6022在同步模式时进行调整载波频率的处理(同步处理)，以便消除当前产生的载波频率偏移。

另外，载波频率校正部6022在通信模式时，根据上述的每一个基本帧的载波频率偏移，进行调整每个基本帧的载波频率的处理(同步校正处理)，以使本基站装置向终端装置发送的通信信号与其他基站装置的通信信号同步。

具体地讲，调整各基本帧的载波频率，以便对每个基本帧消除被推定为在各基本帧产生的同步偏差量即每一个基本帧的载波频率偏移。

即，载波频率校正部6022在下一次切换为同步模式之前的通信模式期间，对每一个基本帧(每单位时间)划分为多次来进行同步校正处理，并调整载波频率，以便消除在与前一次同步模式之间产生的作为同步偏差的推定值的载波频率偏移。

这样，在本实施方式中，关于载波频率同步进行上述的处理，由此即使在本基站装置与其他基站装置之间存在时钟频率误差时，也能够抑制载波频率偏移的产生，能够抑制有关本基站装置与其他基站装置之间的通信信号的载波频率的同步偏差。

将由检测部6023a检测到的通信定时偏移作为同步偏差的推定值，提供给帧定时控制部6030。并且，也将由运算部6023c求出的每一个基本帧(每单位时间)的定时偏移，提供给帧定时控制部6030。帧定时控制部(TDD控制部)6030根据这些偏差来进行切换发送和接收的控制，并且进行调整通信帧(发送帧、接收帧)的时间长度的处理。

接收到通信帧定时偏移的帧定时控制部6030在同步模式时进行如下处理(同步处理)，使本基站装置的发送定时(发送子帧定时)沿正确的方向偏移相当于由检测部6023a检测到的通信帧定时偏移的量。由此，能够使本基站装置的发送定时与其他基站装置的发送定时一致，并获取基站装置之间的帧定时同步。

另外，帧定时控制部6030在通信模式时进行如下处理(同步校正处理)，根据由运算部6023c求出的每一个基本帧的定时偏移来调整每个基本帧的时间长度，由此进行使本基站装置向终端装置发送的通信信号与其他基站装置的通信信号同步的同步校正。

具体地讲，调整各基本帧的时间长度，以便对每个基本帧消除被推定为在各基本帧产生的同步偏差量即每一个基本帧的定时偏移。

即，帧定时控制部6030在下一次切换为同步模式之前的通信模式期间，对每一个基本帧(每单位时间)划分为多次来进行同步校正处理，并调整各基本帧的时间长度，以便消除在与前一次同步模式之间产生的作为同步偏差的推定值的通信定时偏移。

另外，如果使发送定时与其他基站装置的发送定时一致，则自然接收定时也一致。即，处于与其他基站装置之间获取了帧定时同步的状态。

这样，在本实施方式中，关于帧定时同步进行上述的处理，由此即使在本基站装置与其他基站装置之间存在时钟频率误差时，也能够抑制通信帧定时偏移的产生，能够抑制有关本基站装置与其他基站装置之间的通信定时的同步偏差。

如上所述，本实施方式的推定部6023从其他基站装置的通信信号获取该其他基站装置的前导码的定时t(通信定时)，检测该定时t与本基站装置6002、6003的发送定时之差，作为通信定时偏移(同步定时误差)，根据该通信定时偏移求出其他基站装置的通信信号与本基站装置的通信信号之间的同步偏差的推定值(通信定时偏移，载波频率偏移)。

并且，作为校正部的载波频率校正部6021、6022以及帧定时控制部6030在通信模式时，根据所述同步偏差的推定值，进行使本基站装置发送的通信信号与其他基站装置同步的(有关定时偏移及载波频率偏移的)同步校正处理。

并且，载波频率校正部6021、6022以及帧定时控制部6030在下一次切换为同步模式之前的通信模式期间，分为多次来进行(有关定时偏移及载波频率偏移的)同步校正处理。

另外，关于由所述推定部6023以及帧定时控制部6030进行的、有关基站装置之间的帧定时的同步处理以及同步校正处理，将在后面进行具体说明。

返回图62，所述同步控制部6026按照前面所述控制使通信模式停止的定时(同步定时)，执行同步模式。

按照下面所述来执行同步模式。

首先，辅基站装置6002、6003在起动时把其他基站装置(主基站装置或者其他辅基站装置)中的一个基站装置选择为源基站装置，检测该源基站装置发送的信号(前导码、已知信号、同步信号)的接收波(源接收波)，并获取基站装置之间的帧定时同步和载波频率同步。

另外，把在基站装置起动时进行的基站间同步用的处理称为初期同步模式。初期同步模式如前面所述在起动时执行，更具体地讲，在基站装置起动之后到开始与终端装置的通信之前的期间执行。

在执行初期同步模式后，基站装置能够与本区域内的终端装置进行通信。

但是，在基站装置之间由于存在因时钟精度的偏差而形成的时钟频率偏移，所以随着时间的经过，在基站装置之间帧定时和载波频率产生偏差。

因此，辅基站装置6002、6003在预定的定时停止与终端装置的通信(发送信号、下行子帧)，并处于用于消除同步偏差的同步模式(停止通信的同步模式)。

图63表示基站装置6002、6003从进行与终端装置的通信的(通常)通信模式切换为接收来自其他基站装置(主基站装置或者辅基站装置)的信号的同步模式的流程图。

如图63所示，基站装置6002、6003进行是否是应该成为同步模式的同步定时的判定(步骤S6-1)。同步定时例如被设定为成为同步模式的周期(每隔预定时间或者每隔预定数量帧)。在利用时间来设定周期的情况下，例如能够设为5分钟左右。

在处于与终端装置之间进行通信的通常通信模式时，在判定为已是应该进入同步模式的定时的情况下(步骤S6-2)，基站装置6002、6003进入同步模式(步骤S6-3)。在同步模式结束后，再次返回通常通信模式(步骤S6-4)。

基站装置6002、6003与终端装置之间进行通信，并且定期地或者根据需要随时执行同步模式，由此即使产生同步偏差时，也能够消除该偏差。

基站装置6002、6003在处于同步模式时，停止与终端装置之间的通信(下行子帧的发送)，在本来应该是下行子帧的时间也处于接收信号的状态。

在同步模式时，接收其他基站装置6002向终端装置发送的信号(OFDM信号)。在本实施方式中，把他基站装置6002发送的下行子帧DL的前头中包含的前导码作为基站间同步用的同步信号，并获取帧定时同步以及载波频率同步。

在以上的同步模式结束后，基站装置6002、6003从同步模式返回通常通信模式，并处于能够进行与终端装置之间的通信的状态。

下面，具体说明基站装置6002、6003在上述同步模式以及通常通信模式时进行的同步处理以及同步校正处理。

图64是表示辅基站装置反复进行通信模式和同步模式时，相对于主基站装置的通信定时偏移随时间而变化的状态的图。另外，在图64中说明第一基站装置6001与第二基站装置6002之间的通信定时偏移。

在图64中表示第二基站装置6002周期性地反复在执行预定时间宽度的通信模式后进行同步模式的方式。另外，在图64中，表示在通信定时偏移为“0”时，第一基站装置6001与第二基站装置6002之间的帧定时一致、并获取了帧定时的同步的状态。

并且，在图64中，虚线表示只在同步模式时的同步处理中获取帧定时同步的、通信定时偏移随时间而变化的曲线图，实线表示通过同步模式时的同步处理和通信模式时的同步校正处理而获取了帧定时同步的、本实施方式的通信定时偏移随时间而变化的曲线图。

在通信模式时，第二基站装置6002与终端装置之间进行通信，所以其与第一基站装置6001的关系是分别独立动作，并处于失控运转的状态。因此，如图64中的虚线所示，当在通信模式时不进行同步校正处理的情况下，通信定时偏移相对于通过在同步模式下进行同步处理而获取同步的状态，由于在通信模式时两个基站装置6001、6002彼此间的时钟频率误差，随着时间经过而增加，并产生同步偏差。此时，在从通信模式切换为同步模式时(通信模式结束时)作为同步偏差而产生的通信定时偏移值ΔT_n’，由于两者之间的时钟频率误差在随着时间经过而积累，所以成为大致相同程度的值，并与各通信模式对应地周期性地表现出来。

与之不同，在本实施方式中，通过在通信模式时进行同步校正处理，如图64中的实线所示，能够抑制与通信模式对应地周期性地表现出来的通信定时偏移的大幅产生。

图65是图64中的同步模式的局部放大图。

本实施方式的第二基站装置6002利用推定部6023b和帧定时控制部6030，求出每一个基本帧的定时偏移t_n，并对构成在通信模式时发送的信号的各基本帧进行同步校正，以便消除该定时偏移t_n。

具体地讲，帧定时控制部6030使各基本帧中的下行子帧DL的发送开始定时沿定时偏移t_n消除的方向偏移，由此进行同步校正。即，帧定时控制部6030通过在基本帧中调整与下一个基本帧相邻的切换间隙RTG的时间宽度，能够进行所述的同步校正。

帧定时控制部6030对各基本帧进行同步校正，所以通信模式时的通信定时偏移的值如图65所示，按照各基本帧的每个时间宽度而增加，并在各基本帧彼此间的定时减少相当于定时偏移t_n的量，并反复该增加及减少。

这样，帧定时控制部30在下一次切换为同步模式之前的通信模式期间，对每一个基本帧划分为多次来进行同步校正，并调整各基本帧的时间长度，以便消除在与前一次同步模式之间产生的作为同步偏差的推定值的通信定时偏移。

如果这样进行同步校正，则能够在通信模式的整个区域中均等地进行同步校正，所以能够有效抑制随着时间经过而增加的同步偏差。

另外，关于每一个基本帧的定时偏移t_n的求出方法将在后面进行说明。

在从通信模式向同步模式切换时，推定部6023的前导码检测部6023a(图62)检测通信定时偏移ΔT_n作为当前的同步偏差。

然后，推定部6023(图62)从前导码检测部6023a接收上述通信定时偏移ΔT_n，作为下一次通信模式的同步偏差的推定值，并运算每一个基本帧的定时偏移t_n+1，并输出给帧定时控制部6030。

在此，运算部6023c按照下面所述运算下一次通信模式的每一个基本帧的定时偏移t_n+1。即，当前的通信定时偏移值ΔT_n是对每个基本帧利用定时偏移t_n依次进行同步校正的结果而产生的同步偏差。假设当前的通信定时偏移值ΔT_n是与定时偏移t_n相同的值，则通过作为定时偏移t_n的同步校正，在同步模式的时刻能够准确消除同步偏差。

但是，根据两个基站装置的时钟产生器的状态和通信环境的变化，当前的通信定时偏移值ΔT_n通常产生下式(2)所示的偏差值δT_n。

ΔT_n＝t_n+δT_n    ......(2)

另外，在前一个通信模式整体中没有进行同步校正的情况下产生的通信定时偏移值ΔT_n’，是向对每个基本帧通过同步校正而被消除的定时偏移t_n乘以一个通信模式中包含的基本帧数量，并向该相乘结果加上上述偏差值δT_n而得到的值。

上述偏差值δT_n是在前一个通信模式整体中进行同步校正而产生的同步偏差。因此，运算部6023c按照下述式(3)所示，将偏差值δT_n除以通信模式的时间宽度中包含的基本帧数量，由此求出偏差值δT_n的每个基本帧的值，向该值加上之前的每一个基本帧的定时偏移t_n，由此求出下一次通信模式时的每一个基本帧的定时偏移t_n+1。

t_n+1＝t_n+δT_n/(通信模式中包含的基本帧数量)  ......(3)

运算部6023c按照上述式(2)及式(3)所示，根据由前导码检测部6023a检测的作为下一次通信模式的同步偏差的推定值的通信定时偏移值ΔT_n，求出每一个基本帧的定时偏移t_n+1。

另外，关于一个通信模式中包含的基本帧数量，预先由同步控制部6026确定通信模式的时间宽度，并且基本帧的时间宽度如上所述被设定为5ms，所以运算部6023c能够从这些数值求出一个通信模式中包含的基本帧数量。

另外，在上述偏差值δT_n比预先确定的值小的情况下，也可以不考虑该偏差值δT_n，而直接把当前的定时偏移t_n设为下一次通信模式的定时偏移t_n+1。在这种情况下，能够防止根据不需要进行校正的细微的偏差值δT_n来进行同步校正。

并且，偏差值δT_n表现为极端大的值的情况下，也可以不考虑该偏差值δT_n，而直接把当前的定时偏移t_n设为下一次通信模式的定时偏移t_n+1。在这种情况下，即使偏差值δT_n由于例如多脉冲等原因而表现为突发性的异常值，也能够避免根据该偏差值δT_n来进行同步校正。

在从运算部6023c接收到如上所述求出的每一个基本帧的定时偏移t_n+1，并且从前导码检测部6023a接收到通信定时偏移值ΔT_n时，帧定时控制部6030进行开始通信模式时的本基站装置的发送定时沿用于消除当前的通信定时偏移值ΔT_n的方向偏移的处理，由此进行同步处理。

并且，帧定时控制部6030在进行上述同步处理后，在切换为通信模式时，根据每一个基本帧的定时偏移t_n+1，对该通信模式中的各基本帧进行上述的同步校正。

根据如上所述构成的第二及第三基站装置6002、6003，在下一次切换为同步模式之前的通信模式的期间，划分为多次来进行本基站装置在通信模式时发送的通信信号的同步校正，所以能够在通信模式的整个区域中抑制产生较大的同步偏差。因此，通过在同步模式时进行的基站间同步，不仅能够抑制同步偏差，也能够抑制通信模式时的同步偏差，因而能够有效抑制同步偏差。

并且，根据本实施方式的基站装置6002、6003，在进行与终端装置之间的通信的通信模式时也能够抑制同步偏差，所以不需要为了抑制同步偏差而缩短需要停止与终端装置之间的通信的同步模式的周期。因此，能够抑制与终端装置之间的流量下降，并抑制基站间的同步偏差。

[6.3.2第二实施方式]

图66是表示第6章中的第三实施方式涉及的无线通信系统的整体结构的图。在图66中，表示基站装置6101a、6101b与用户终端(移动终端，MS：Mobile Station)6102a、6102b之间进行无线通信的通信系统。在该通信系统中，基站装置(BS：Base Station)6101a、6101b设置了多个，并能够与小区内的用户终端6102a、6102b之间进行通信。

该通信系统例如是适用LTE(Long Term Evolution)的系统。在LTE中能够采用频分双工(FDD)，在下面的说明中，本通信系统即采用频分双工方式。并且，通信系统也可以采用除LTE之外的WCDMA、CDMA2000。

在本实施方式的通信系统中，进行在多个基站装置101a、101b之间获取同步的基站间同步。在本实施方式中，通过“空中同步”来执行基站间同步，即，作为主基站的其他基站装置(以下称为“主BS”)101a朝向该主BS101a的小区内的终端装置102a发送的信号，由另一个基站装置(以下称为“辅BS”)101b接收，由此获取同步。

另外，主BS还可以与其他基站装置之间获取空中同步，也可以采用除了利用GPS信号来获取同步等空中同步之外的方法来确定帧定时。

[基站装置的结构]

图67是基站装置(辅BS)6101b的结构图。图67所示的辅BS6101b的结构与图59所示的辅BS5101b的结构相同。在图67中，将从A/D转换部6127输出的信号提供给同步处理部6170。由此，同步处理部6170能够获取来自主BS6101a的下行信号。

同步处理部6170根据从主BS6101a获取的下行信号的帧中包含的主同步信号以及辅同步信号，进行用于获取本基站装置6101b的通信定时及通信频率的同步的处理。

同步处理部6170由空中同步控制部6180控制。空中同步控制部6180具有与上述第一实施方式的同步控制部6026相同的功能。

即，空中同步控制部6180按照一定的周期定期地或者根据需要为了空中同步而停止向用户终端6102b发送下行信号的通信模式，并处于接收主BS6101a发送的下行信号的空中同步状态(同步模式)。空中同步控制部6180把表示处于该空中同步状态的时间段的信息即空中同步区间信息，输出给调制电路6160以及同步处理部6170，由此进行该调制电路6160以及同步处理部6170的控制。

图68是同步处理部6170的结构图。如图68所示，同步处理部6170具有推定部6171、帧定时控制部6172、载波频率校正部6173、及存储部6174。

同步处理部6170根据由空中同步控制部6180提供的空中同步区间信息，识别本基站装置6101b是通信模式还是同步模式，并确定是否进行空中同步。

在确定进行空中同步时，推定部6171获取来自主BS6101a的下行信号，利用下行信号中包含的主同步信号以及辅同步信号(以下把两个信号统称为“同步信号”)，检测主BS6101a的帧发送定时，并且推定主BS6101a与本基站装置6101b之间的通信帧的定时偏差和载波频率偏差。

推定部6171具有与上述第一实施方式的推定部6023相同的功能，具有：检测下行信号中包含的同步信号的检测部6171a；推定主BS6101a与本基站装置6101b之间的时钟误差的时钟误差推定部6171b；以及运算主BS6101a与本基站装置6101b之间的每单位时间的定时偏移的运算部6171c。这些功能部具有与上述第一实施方式相同的功能。

检测部6171a检测位于接收到的下行帧中的预定位置的所述同步信号的定时，并检测主BS6101a的帧发送定时。并且，将检测到的主BS6101a的帧发送定时和本基站装置6101b的帧发送定时进行比较，检测其差值作为通信定时偏移(同步偏差)。在每当检测到该通信定时偏移时，将该通信定时偏移输出给存储部6174，并存储在存储部6174中。

并且，本实施方式中的帧定时控制部6172及载波频率校正部6173，分别与上述第一实施方式中的帧定时控制部6030以及载波频率校正部6021、6022对应，并具有相同的功能。

即，帧定时控制部6172及载波频率校正部6173在同步模式时都进行用于消除当前检测到的定时偏移以及载波频率偏移的同步处理，在通信模式时执行根据每个基本帧的定时偏移以及载波频率偏移，调整每个基本帧的时间长度及载波频率的同步校正处理。另外，这些同步处理及同步校正处理按照与上述第一实施方式相同的方式进行。

结果，根据本实施方式，能够在主BS6101a与辅BS6101b之间获取同步，并且能够在下一次切换为同步模式之前的通信模式的期间进行本基站装置发送的下行信号的同步校正，所以能够在通信模式的整个区域中抑制产生较大的同步偏差。

另外，同步误差(同步偏差)的检测/校正对象不限于帧定时，也可以是码元定时和时隙定时。

并且，在本实施方式中，辅BS6101b也能够采用图37～图42所示的结构。

在第6章中公开的发明不限于上述各实施方式。在上述实施方式中，根据一个通信定时偏移值ΔT_n来进行通信模式的同步校正，但是，例如也可以存储在过去的同步模式时检测到的多个通信定时偏移值ΔT，针对这些多个通信定时偏移值ΔT求出平均值，根据该平均值来进行同步校正。

并且，在上述实施方式中，把一个基本帧的时间宽度作为单位时间，根据每一个基本帧的定时偏移t_n+1，划分为多次来对通信模式中的各基本帧进行同步校正，但是，例如也可以把多个基本帧的时间宽度作为单位时间来进行同步校正，在这种情况下，能够减少分开进行同步校正处理的次数，该处理的自由度提高。

[第7章附记]

另外，在第1章～第6章中公开的实施方式只是全部方面中的示例，不能用来进行限制。本发明的范围不是指上述意义的范围，而是指权利要求书公开的与权利要求书同等意义的范围、以及该范围内的所有变更。

Claims (13)

1.一种基站装置，与终端装置之间进行OFDM信号的无线通信，并且具有产生动作时钟的内置时钟产生器，根据由所述内置时钟产生器产生的时钟频率的精度，OFDM信号的载波频率的精度受到影响，所述基站装置的特征在于，具有：

在停止向终端装置发送信号的期间接收从其他基站装置向终端装置发送的OFDM信号的单元；

推定单元，根据在停止向终端装置发送信号的期间接收到的OFDM信号求出该OFDM信号的载波频率偏移的推定值；以及

频率校正单元，根据所述推定值校正向终端装置发送的OFDM信号的载波频率。

2.根据权利要求1所述的基站装置，其特征在于，

所述推定单元根据在停止向终端装置发送信号的期间接收到的OFDM信号求出该OFDM信号的通信定时偏移的推定值，并根据通信定时偏移的推定值求出该OFDM信号的载波频率偏移的推定值。

3.根据权利要求2所述的基站装置，其特征在于，

所述推定单元具有：

相位旋转量计算单元，根据在第1发送停止时刻求出的通信定时偏移的第1推定值与不同于所述第1发送停止时刻的时刻即第2发送停止时刻求出的通信定时偏移的第2推定值的差分，计算第1发送停止时刻与第2发送停止时刻之间的OFDM信号的相位旋转量；和

时钟误差计算单元，根据所述相位旋转量计算所述时钟频率的误差，

所述推定单元根据所计算的所述时钟频率的误差求出所述载波频率偏移的推定值。

4.根据权利要求2所述的基站装置，其特征在于，

所述基站装置还具有根据所述通信定时偏移的推定值校正通信帧定时的单元。

5.根据权利要求1所述的基站装置，其特征在于，

在停止向终端装置发送信号的期间从其他基站装置接收的OFDM信号是所述其他基站装置向终端装置发送的前导码信号。

6.根据权利要求1所述的基站装置，其特征在于，

所述基站装置通过上行信号的频率与下行信号的频率不同的频分双工，进行与终端装置之间的无线通信，

所述基站装置还具有：

第1接收部，以上行信号的频率接收来自终端装置的上行信号；

发送部，以下行信号的频率向终端装置发送下行信号；以及

第2接收部，以下行信号的频率接收来自其他基站装置的下行信号，

通过所述第2接收部接收在停止向终端装置发送信号的期间从其他基站装置发送的OFDM信号。

7.根据权利要求6所述的基站装置，其特征在于，

所述基站装置还具有：

失真补偿部，进行所述发送部中包含的放大器的失真补偿；和

切换单元，用于切换所述失真补偿部通过所述第2接收部获取从所述放大器输出的下行信号的第1状态、和所述推定单元通过所述第2接收部接收来自其他基站装置的下行信号的第2状态。

8.根据权利要求6所述的基站装置，其特征在于，

所述基站装置还具有：

信号处理装置，生成输入到所述发送部的信号；和

切换单元，用于切换所述信号处理装置通过所述第2接收部接收由所述发送部生成的下行信号的反馈的第1状态、和所述推定单元通过所述第2接收部接收来自其他基站装置的下行信号的第2状态。

9.根据权利要求6所述的基站装置，其特征在于，

对来自终端装置的上行信号及来自其他基站装置的下行信号中的至少任一个信号的频率进行转换而使两个信号的频率一致的频率转换部被设置于所述第1接收部及所述第2接收部中的至少任一个接收部中，

所述第1接收部及所述第2接收部通过所述第1接收部及所述第2接收部相互共用的共用部处理频率一致的所述两个信号。

10.根据权利要求1所述的基站装置，其特征在于，

所述基站装置向终端装置发送包含能够采取多个模式的第1已知信号及能够采取多个模式的第2已知信号的下行信号，

所述基站装置还具有识别部，在接收到其他基站装置发送的包含所述第1已知信号及所述第2已知信号的下行信号时，所述识别部根据接收到的所述第1已知信号的模式及接收到的所述第2已知信号的模式的组合，识别其他基站装置在基站装置间同步的层次结构中所处的层次级别。

11.根据权利要求10所述的基站装置，其特征在于，

所述识别部具有：

第1识别部，进行模式识别，以识别接收到的所述第1已知信号的模式是第1已知信号能够采取的多个模式中的哪个模式；和

第2识别部，进行模式识别，以识别接收到的所述第2已知信号的模式是所述第2已知信号能够采取的多个模式中的哪个模式。

12.根据权利要求11所述的基站装置，其特征在于，

所述第1识别部及所述第2识别部中，由识别能够采取的模式数量少的已知信号的模式的识别部进行第1模式识别，

通过所述第1模式识别对模式进行识别后，所述第1识别部及所述第2识别部中，由识别能够采取的模式数量多的已知信号的模式的识别部进行第2模式识别。

13.根据权利要求12所述的基站装置，其特征在于，

本基站装置具有模式设定部，设定包含于下行信号中而发送的第1已知信号的模式及第2已知信号的模式，

所述模式设定部将第1已知信号的模式及第2已知信号的模式设定为表示比作为基站装置间同步中的同步对象的其他基站装置的层次级别低的层次级别的模式。

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