CN102035264A - 半导体器件和无线电通信设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种半导体器件和无线电通信设备。为了提供用于负偏压生成电路中的电容器的快速充电装置。电容器存在于负偏压生成电路中的降频转换器中。为了进行快速充电，减少电容器的电容并且使必需电荷量最少。另一方面，与降频转换器中的电容器分开提供的外部电容直接耦合到电源电压并且被充电。在降频转换器中的电容器被充电之后，外部电容和降频转换器中的电容器并联耦合。由于这一点，使得有可能以增加充电速度和提高抗纹波噪声为目的。

Description

半导体器件和无线电通信设备

相关申请的交叉引用

包括说明书、说明书附图和说明书摘要、于2009年9月28日提交的第2009-221935号日本专利申请的公开内容通过完全引用结合于此。

技术领域

本发明涉及提供无线电通信设备的输入/输出选择开关并且具体地涉及一种用于负偏压生成电路中的电容器的快速充电装置。

背景技术

一般广泛地使用无线电收发器。对于移动电话等，使用CDMA(码分多址)的UMTS(W-CDMA)系统是多址系统的主流，然而使用TDMA(时分多址)的无线电收发器仍然被广泛地使用。

在运用TDMA系统的无线电收发器中，通过在发送与接收之间切换来使用一个天线是普遍的。图1是在天线的发送侧与接收侧之间切换的天线开关电路1000的概念图。

天线开关电路1000具有两个端子、也就是发送输入端子和接收输出端子。天线开关电路是用于分别电耦合发送输入端子和天线以进行发送以及接收输出端子和天线以进行接收的电路。

天线开关电路1000包括天线开关晶体管MN1、MN2、MN3和MN4。作为天线开关晶体管MN1、MN2、MN3和MN4，常规上一般使用pHEMT(砷化镓)FET。

分别地，天线开关晶体管MN1和MN4作为接地开关来操作，并且天线开关晶体管MN2和MN3作为天线连接开关来操作。因而，当发送输入端子连接到天线时，天线开关晶体管MN2接通，并且另一方面，天线开关晶体管MN1关断。这对于发送而言也相同，因此天线开关晶体管MN1的操作总是与天线开关晶体管MN2的操作相反。这对于天线开关晶体管MN3和天线开关晶体管MN4而言相同。

这些天线开关晶体管中的各天线开关晶体管的源极和漏极由具有高阻抗值的电阻器耦合。因而，源极的电势与漏极的电势相同，另外天线开关晶体管MN1和MN4接地，因此这些晶体管的源极/漏极端子的所有电势为GND电势。

当切换控制电路1001控制这些天线开关晶体管中的各天线开关晶体管的栅极端子的电势时，可以控制这些天线开关晶体管的接通/关断。当不使用负偏压时，切换控制电路1001的控制输出是GND电势或者VDD电势。

在发送中，幅度Vpp有正负波动的信号穿过发送输入端子。为了关断天线开关晶体管，源极/漏极电势需要大于或者等于栅极端子的电势。然而可能有如下情况：源极/漏极电势在将向发送输入端子输入的信号的下限峰值时根据将向发送输入端子输入的信号的幅度量而变得少于或者等于栅极电势。

通常向天线开关晶体管MN1的漏极施加若干伏特的电势。因而除非源极/漏极电势大于或者等于栅极电势，否则结果是图中的(A)点短路。这一短路使负侧上的(A)点处的波形限制于GND从而造成波形的失真。

图2是示出了常规pHEMT SW的配置的电路图。

常规pHEMT SW被配置成包括升压电路2001和SW晶体管2002。

升压电路2001提升控制电压并且向栅极电压给出比向SW晶体管2002的源极与漏极之间的电压更高的电势。由于这一点而获得与负偏压的效果相同的效果。软件被设计成能够高速操作，从而它的启动时间可以响应于升压电路的充电时间。

对于波形限制于GND这一问题，第6,804,502号美国专利(专利文献1)公开了一种通过使控制电路生成负偏压来防止波形限制于GDN的技术。

发明内容

在专利文献1中描述的控制电路中存在负偏压生成电路。然后有必要对负偏压生成电路中的电容器、具体为升压电路2001中的电容器进行充电。常规负偏压生成电路在接通电源对电容器进行充电之后需要约100微秒的充电时间。

然而天线开关晶体管中使用的pHEMT FET近来已经逐渐地为SOI(绝缘体上硅)-SW所取代。SOI-SW的操作响应性欠佳，并且如果原样应用在假设使用pHEMT FET时支持充电时间的软件，则有出现错误操作的可能性。

在图2中说明这一点。

从图2可见升压电路2001包括两个二极管。有必要将两个二极管配置为用于操作升压电路2001的高频二极管。然而在目前的SOI工艺中难以制造高频二极管。

另外当未使用升压电路时，如在专利文献1中描述的本发明中一样生成负偏压的电路是必要的。然而在专利文献1中的描述未涉及增加负偏压的下降速度这一观点。

因此为了使用常规软件，更快充电是不可或缺的。

已经鉴于上述境况而创造本发明，并且本发明提供一种用于对负偏压生成电路中的电容器进行快速充电的充电装置。具体而言，提供如下技术：1)仅在负偏压下降时进行高频振荡；以及2)仅在负偏压下降时减少充电容量。

本发明的其它目的和新特征将从本说明书和附图的描述中变得清楚。

下文简要地说明本申请中公开的发明之中的典型发明的概况。

根据本发明一个典型实施例的一种半导体器件是具有负偏压生成电路的半导体器件，该半导体器件包括：振荡电路，可以在高频振荡与低频振荡之间切换其输出；降频转换器电路，包括第一电容器并且通过振荡电路的输出在第一电容器中存储电荷；充电容量切换电路；以及第二电容器，与第一电容器并联耦合并且可以由充电容量切换电路电断开，其中振荡电路在半导体器件的电源接通时进行高频振荡，其中充电容量切换电路从第一电容器电断开第二电容器，并且其中降频转换器电路在第一电容器中存储电荷。

该半导体器件的特征可以在于当振荡电路的输出从高频振荡改变成低频振荡时充电容量切换电路将第二电容器电耦合到第一电容器。

该半导体器件的特征可以在于充电容量切换电路输出定时信号并且振荡电路的输出在接收到定时信号时从高频振荡改变成低频振荡。

该半导体器件的特征可以在于还包括供应电源电压的功率放大器并且功率放大器供应的电源电压根据定时信号来改变。

该半导体器件的特征可以在于还包括重置电路并且重置电路输出重置信号并且振荡电路的输出在接收到重置信号时从高频振荡改变成低频振荡。

该半导体器件的特征可以在于还包括供应电源电压的功率放大器并且功率放大器供应的电源电压根据重置信号来改变。

该半导体器件的特征可以在于在第二电容器从第一电容器断开之时第二电容器存储来自电源电压的电荷。

该半导体器件的特征可以在于振荡电路被配置成包括RC振荡器或者振荡电路被配置成包括环形振荡器。

一种包括这些半导体器件的无线电通信设备的特征可以在于将半导体器件使用于天线切换电路中。

下文简要地说明本申请中公开的发明之中的典型发明所获得的效果。

由于根据本发明典型实施例的半导体器件，使得有可能在半导体器件的负偏压生成电路中包括的电容器中高速存储电荷。

通过并联耦合与负偏压生成电路中包括的电容器分开预备的电容器以便能够被电断开、在电荷存储于负偏压生成电路中包括的电容中之时在分开预备的电容器中存储来自电源电压的电荷并且在电荷完全地存储于其中之后将单独预备的电容器电耦合到负偏压生成电路中包括的电容来防止纹波噪声寄附于负偏压上。

附图说明

图1是在天线的发送侧与接收侧之间切换的天线开关电路的概念图；

图2是示出了常规pHEMT SW的配置的电路图；

图3是示出了根据本发明一个实施例的负偏压生成电路的配置的框图；

图4是示出了根据本发明第一实施例的振荡电路的配置的电路图和示出了它的操作的真值表；

图5是示出了根据本发明第一实施例的在降频转换器、充电容量切换电路中的开关电路与外部电容之间的耦合关系的电路图；

图6是用于图示在出现纹波时的机制的概念图；

图7是从根据本发明第一实施例的负偏压生成电路提取的与定时电路有关的部分的框图；

图8是用于图示定时电路和各开关的操作如何影响负偏压生成电路的操作的波形图；

图9是示出了根据本发明的负偏压生成电路和功率放大器的配置的框图；

图10是示出了根据本发明第二实施例的负偏压生成电路的重置信号、负偏压、振荡器输出和电源电压的改变的波形图；

图11是示出了根据本发明第三实施例的负偏压生成电路的配置的框图；

图12是示出了根据本发明第三实施例的另一负偏压生成电路的配置的框图；

图13是示出了根据本发明第四实施例的振荡电路的配置的电路图；

图14是从根据本发明第五实施例的负偏压生成电路提取的与定时电路有关的部分的框图；

图15是示出了从根据本发明第五实施例的定时电路向开关电路输出的信号的波形图；

图16是示出了包括根据本发明的负偏压生成电路的移动电话的整体配置的框图；并且

图17是示出了图16中的移动电话中包括的RF模块的配置的框图。

具体实施方式

下文将使用附图说明本发明的实施例。

(第一实施例)

首先将使用附图说明第一实施例。

图3是示出了根据本发明一个实施例的负偏压生成电路1的配置的框图。负偏压生成电路包括振荡电路11、降频转换器12、重置电路13、解码器电路14、电平移位电路15、充电容量切换电路16和外部电容17。

振荡电路11是供应操作时钟的振荡器。

图4是示出了根据本发明第一实施例的振荡电路11的配置的电路图和示出了它的操作的真值表。

振荡电路11是具有所谓“shishi-odoshi(deer-scarer)”配置的RC振荡器的电路。RC振荡器包括运算放大器11-1及其外围电路、分压器电路11-2、逻辑电路11-3、恒流源11-4、恒流源11-5、包括并联电阻器部Rx和电容器Cx1的串联RC电路、开关SW1和开关SW2。

为了使负偏压迅速地下降，希望进行高频振荡。然而电流在高频振荡时增加。因而有必要在负偏压下降之后降低振荡频率以便降低电流消耗。在负偏压下降之后，在适当定时将振荡频率从高频振荡切换成低频振荡。这时，供给振荡电路11中的运算放大器的电流量也切换成另一量。

也就是说，“参考电压”存在于运算放大器的输入端子之一，并且以反馈方式向另一输入端子输入运算放大器的输出。这时，运算放大器的输出穿过串联RC电路，由此向运算放大器施加的电压逐渐地增加。分压器电路11-2生成“参考电压”。

在振荡电路11中，75KΩ和4KΩ的两个电阻器并联耦合。二者中的4KΩ电阻器被配置成可通过开关SW1来电断开。

为了在上电时增加下降速度，通过在下降时切换时间常数来进行高频振荡。出于这一目的，进行通过开关SW1和开关SW2的切换控制。

开关SW1由作为逻辑电路11-3的输出的开关选择信号控制。并联电阻器部Rx的电阻值R在开关SW1打开时为75KΩ而在开关SW1闭合时约为3.80KΩ(比值约为20∶1)。通过这一切换使得有可能变化包括并联电阻器部Rx(电阻值R)和电容器Cx1(静电电容C)的串联RC电路的时间常数(时间常数τ＝电阻值R×静电电容C)。

由于存在现有技术文档如未审公开号为2002-358604的日本专利(图3至图5)，这里未描述通过选择开关来改变串联RC电路时间常数的差异。

开关SW2也由作为逻辑电路11-3的输出的开关选择信号控制。开关SW2用来控制流过运算放大器11-1的电源电流。恒流源11-4和恒流源11-5是具有为这一切换预备的不同电流值的恒流源。在本说明书中，在恒流源11-4的电流值大于恒流源11-5的电流值这一假设下给出说明。

当选择高频振荡或者低频振荡时切换恒流源11-4和恒流源11-5。也就是说，当开关SW1接通时，为高频振荡选择电流值更高的恒流源11-4。另一方面，当开关SW1关断时，为低频振荡选择电流值更低的恒流源11-5。

也就是说，当逻辑电路11-3的输出(开关选择信号)在“H”时，开关SW1接通并且并联电阻器部Rx的电阻值约为3.8KΩ。开关SW2耦合到使高电流流动的恒流源11-4。

另一方面，当逻辑电路11-3的输出在“L”时，开关SW1关断并且并联电阻器部Rx的电阻值为75KΩ。开关SW2耦合到使低电流流动的恒流源11-5。

在图4中所附真值表中描述了这些之间的对应关系。

逻辑电路11-3计算频率控制信号FCON与从充电容量切换电路16内的定时电路16-2输出的定时信号的逻辑OR。向开关SW1输入逻辑电路11-3的输出。频率控制信号FCON是在将振荡电路11的输出强制地固定成高频时使用的信号。

将向逻辑电路11-3输入的定时信号将在说明作为该信号的输出源的定时电路16-2时加以说明。

降频转换器12是用于生成负偏压的低压转换电路。降频转换器12的输出电势-VSS形成电平移位电路15的输出信号的低电势。向降频转换器12输入振荡电路11的输出，并且基于这一输入，降频转换器12通过重复其中包括的各电容器的充电/放电来生成负电势。

重置电路13基于从振荡电路11输出的操作时钟来生成用于重置电平移位电路15和在充电容量切换电路16中的定时电路的重置信号。

解码器电路14基于来自高电平电路的控制信号来控制电平移位电路的输出、也就是天线开关晶体管MN1至MN4的输出信号。

电平移位电路15将供给天线开关晶体管MN1至MN4的输出信号的较低电势这一侧上的电势移位成降频转换器12的输出电势并且输出该电势。

充电容量切换电路16包括用于将外部电容17与在降频转换器12中包括的电容适当地并联耦合的开关电路16-1和切换该开关电路的定时电路16-2。

如上所述，外部电容17是用于增加降频转换器12中包括的电容的外部电容。外部电容17可以由SMD部分实现或者实现为半导体器件中的内置电容器。

图5是代表根据本发明第一实施例的在降频转换器12、充电容量切换电路16中的开关电路16-1与外部电容17之间的连接关系的电路图。

使得有可能通过减少充电电容来增加负偏压的下降速度。这是因为更小电容需要更短充电时间。

然而如果电容小，则内部元件的泄漏电流可能流入负偏压中以对充电电容器进行放电并且可能生成纹波。如果纹波变大，则寄生可能恶化。

图6是用于图示当出现纹波时的机制的概念图。

以下表达式在泄漏电流I、达到的电压V、外部电容17的静电电容c与时间t之间成立。

[数学表达式1]

$V=\frac{I\×t}{c}$

从上述表达式可以看出在电容更小时电压的改变更大。也就是说，纹波变得更大。因而有必要在负偏压下降之后增加充电电容以便延长电荷保持时间。

回到图5，考虑这一机制。

在图5中的电路中，在负偏压下降时，充电容量切换电路16通过将它自己的开关SW3连接到VDD而将开关SW4连接到GND来从降频转换器12断开外部电容17。由于这一操作，电荷在外部电容器17中充电而外部电容17从降频转换器12断开。

接着当负偏压下降时，充电容量切换电路16切换开关SW3和开关SW4以将外部电容17连接到降频转换器12。

如上所述，通过将外部电容17适当地并联连接到降频转换器12中的电容器C1来防止纹波的出现。这是开关电路16-1的操作。然后，定时电路16-2控制切换操作。

定时电路16-2切换开关电路16-1中包括的两个开关SW3和SW4以及振荡电路11中的开关SW1和SW2。

将向定时电路16-2输入的信号是来自重置电路13的重置信号和从振荡电路11输出的振荡信号。定时电路16-2的输出是将向开关电路16-1和逻辑电路11-3输出的定时信号。

如上所述，逻辑电路11-3计算频率控制信号FCON与从充电容量切换电路16中的定时电路16-2输出的定时信号的逻辑OR并且向开关SW1和SW2输出它。除非向频率控制信号FCON输入“H”，否则振荡电路11中的开关SW1和SW2以及开关电路16-1中包括的两个开关SW3和SW4同步操作。

基于作为振荡电路11的输出的高频来进行定时电路16-2的输出的切换。定时电路16-2包括计数器电路并且控制输出以便在重置计数器电路之后从振荡开始起的四个时钟之后切换充电电容和振荡频率。也就是说，认为降频转换器电路12中包括的电容器C1(参照图5)在高频信号的四个时钟这一时段内充电。

图7是从根据本发明第一实施例的负偏压生成电路提取的与定时电路16-2有关的部分的框图。图8是用于图示定时电路16-2和各开关的操作如何影响负偏压生成电路1的操作的波形图。

当首先接通电源电压、然后输入来自重置电路13的在图中未示出的重置信号的脉冲时，定时电路16-2将定时信号转变成“H”并且使相应开关操作如下(图8#1)。

开关SW1：接通；开关SW2：恒流源11-4(高电流值)连接；开关SW3：VDD连接；以及开关SW4：GND连接。由于这一点，振荡电路11开始高频振荡。定时电路16-2的计数器开始使用从振荡电路11输出的高频信号作为参考时钟来操作。外部电容17也用直接来自电源电压的电荷来充电。

在将向定时电路16-2输入的高频信号的第四上升沿，重置电路13将重置信号从“H”改变成“L”(图8#2)。响应于此，定时电路16-2在下一高频信号的上升沿将定时信号从“H”变成“L”(图8#3)。

与此同时，切换相应开关如下。

开关SW1：关断；开关SW2：恒流源11-5(低电流值)连接；开关SW3：降频转换器连接；以及开关SW4：降频转换器连接。由于开关SW1和SW2的操作，包括并联电阻器部Rx和电容器Cx1的串联RC电路(参照图4)的时间常数改变，并且振荡电路11切换成低频振荡。此后，振荡电路11继续维持低频振荡，并且由此可以抑制功耗为低。

如上所述，通过在接通电源之后的预定时间段内保持用于生成负偏压的电容为小来增加负偏压的下降速度。然后当负偏压已经充分地下降时，充电的电容器与用于生成负偏压的电容器并联耦合，由此可以实现阻止纹波出现的负偏压生成电路。

(第二实施例)

接着将使用附图说明本发明的第二实施例。

本实施例的目的在于通过变化将向负偏压生成电路1输入的电源电压VDD来缩短降频转换器12的电容器C1的充电时间(负偏压的下降所需时间)

图9是示出了根据本发明的负偏压生成电路1-2和功率放大器2的配置的框图。在本实施例中，不同点在于也向功率放大器2输出从重置电路13-2输出的重置信号。

有可能使用与第一实施例中的重置电路相同的重置电路作为重置电路13-2。

功率放大器2是包括稳压器(恒压电路)的放大器电路。负偏压生成电路1的电源电压VDD由功率放大器2生成。本发明的第二实施例运用如下配置，在该配置中稳压器的增益由从重置电路13-2输出的重置信号切换。由于这一点，使得有可能变化将向负偏压生成电路1-2输入的电源电压VDD。

也就是说，使用定时信号作为用于功率放大器2向负偏压生成电路1-2输出电源电压VDD的触发。在图10中示出了这一点。

图10是示出了根据本发明第二实施例的负偏压生成电路1-2的重置信号、负偏压、振荡器输出和电源电压的改变的波形图。

紧接在启动之后，当定时信号转变成“H”时(图8#1)，在本实施例中也向功率放大器2输出定时信号(图10#1)。这触发功率放大器2向负偏压生成电路1-2输出5V的电源电压。结果是振荡电路11的输出电平增加并且可以增加对降频转换器12中的电容器C1进行充电的速度。

另一方面，当计数到预定计数时，重置电路13-2将重置信号从“H”改变成“L”(图8#2)。与此同时，功率放大器2将电源电压VDD改变成3.1V。

如上所述，当进行高频振荡时，增加振荡电路11的输出电平。由于这一点，实现负偏压的加速下降。

在上文提到的说明中，使用重置信号来切换功率放大器2。然而也有可能使用如第一实施例中一样的定时信号来切换功率放大器2。

(第三实施例)

接着将使用附图来描述本发明的第三实施例。

图11是示出了根据本发明第三实施例的负偏压生成电路1-3的配置的框图。图12是示出了根据本发明第三实施例的另一负偏压生成电路1-4的配置的框图。

在根据本实施例的图11和图12中的配置中，在负偏压生成电路1-3和1-4中未提供振荡电路。使用来自RFIC 3等的外部信号而不是第一实施例中的“高频振荡”。也就是说，RFIC 3的信号是高频信号，因此使得有可能使负偏压高速下降。另外，振荡电路在负偏压电路中不是必需的，因此也有可能减少电流消耗。

图11中的负偏压生成电路与图12中的负偏压生成电路不同之处在于低频信号的生成方法。

图11示出了从外界接收高频信号和低频信号的例子。也就是说，它示出了如下例子，在该例子中提供切换输入信号的开关SW5而不是第一实施例中的开关SW1和SW2。

开关SW5如第二实施例中一样在接收到从重置电路13输出的重置信号时操作。

另一方面，在图12中从外界仅接收高频信号。该配置使得当负偏压生成电路1-4中提供的分频器18对高频信号进行分频时生成低频信号，并且这由开关SW5切换。通过仅在低频信号为必需时才操作分频器18，使得有可能进一步减少负偏压电路的功率。

如上所述，也有可能通过在外界提供高频振荡源来应用本发明。

(第四实施例)

接着将使用附图说明本发明的第四实施例。

图13是示出了根据本发明第四实施例的振荡电路21的配置的电路图。

在第一实施例中，使用RC振荡器作为振荡电路11。与此对照，不同点在于使用环形振荡器作为振荡电路21。

环形振荡器是通过级联连接奇数个反相器来振荡的振荡电路。有可能通过改变级联连接的反相器的数目来改变频率。

图13中的振荡电路21具有开关SW6和SW7。开关SW6和SW7在逻辑电路11-3的输出在“H”时接通而在“L”时关断。然后当开关SW6和SW7接通时级联连接五个反相器而当关断时级联连接九个反相器。增加和减少连接的反相器的数目的目的在于当级联连接的反相器的数目增加时延迟量增加并且振荡频率减少。

因而类似于振荡电路11，振荡电路21在逻辑电路11-3的输出在“H”时进行高频振荡而在逻辑电路11-3的输出在“L”时进行低频振荡。

鉴于上述内容，有可能获得与在使用第一实施例中的RC振荡器时的效果相同的效果。

(第五实施例)

接着将使用附图说明本发明的第五实施例。

在第一实施例中，向开关SW3和SW4以及逻辑电路11-3(经由其向开关SW1和SW2)发送相同信号(定时信号)。

然而如果同时接通开关SW3和SW4以切换充电电容器，则可以施加从VDD至-VSS的电势。

另外当同时接通开关SW2和SW3时，充电电容器的两端短路，至GND并且对充电的电荷进行放电。

本实施例解决这一问题。

图14是示出了从根据本发明第五实施例的负偏压生成电路提取的与定时电路有关的部分的框图。

此图中的负偏压电路的特征在于使用充电容量切换电路19而不是充电容量切换电路16。

充电容量切换电路19被配置成包括开关电路19-1和定时电路19-2。

开关电路19-1包括开关SW11、SW12、SW13和SW14。

开关SW11和开关SW12作为开关电路16-1的开关SW3来工作。开关SW13和开关SW14作为开关SW4来工作。

在第一实施例中向这些开关输入相同信号，然而在本实施例中输入具有不同定时的信号。从定时电路19-2输出这些不同定时。

不同于定时电路16-2，定时电路19-2输出具有不同波形的五个信号。在这些信号之中，将向逻辑电路11-3输出的定时信号具有相同波形。

另一方面，与开关电路19-1对应的部分不同于第一实施例中的部分。图15示出了将向这些开关输入的信号。

图15是示出了根据本发明第五实施例的从定时电路19-2向开关电路19-1输出的信号的波形图。如上所述，从定时电路19-2向开关电路19-1输出四个信号。图15中的左手侧示出了向哪个开关输入各信号。

也就是说，通过将开关SW14从“H”切换成“L”来完成外部电容17的充电。在完成充电之后，开关SW12从“H”切换成“L”。

此后，开关SW13从“L”切换成“H”以便耦合到降频转换器12，并且最终开关SW11从“L”切换成“H”。

以这一方式，有可能减少电流消耗而不引起出现浪费性的充电和放电。

(应用例子)

将说明如何使用上文提到的第一至第五实施例。

图16是示出了包括根据本发明的负偏压生成电路的移动电话的整体配置的框图。图17是示出了移动电话中包括的RF模块A-3的配置的框图。

移动电话包括RF系统部分A和BB块B。

BB块B是进行音频信号处理的块。在BB块B中进行模拟/数字转换处理，比如模拟音频信号的采样和量化。

RF系统部分A是如下块，该块进行针对通信信道的信道编码和针对发送信道的信道编码从而在无线电通信部上承载数字转换的音频信号。

RF系统部分A包括RF信号处理部分A-1、SAW滤波器A-2和RF模块A-3。无线电部中的用于接收信号的天线A-4也耦合到它。

RF信号处理部分A-1是如下模块，该模块对从SAW滤波器A-2发送的接收信号进行解码并且将它编码成可以在BB块中处置的形式。

SAW滤波器A-2是一种频带滤波器。SAW滤波器A-2从由天线A-4接收的信号中去除非必需频率分量。

RF模块A-3是如下发送模块，该发送模块根据从RF信号处理部分A-1发送的发送数据和从BB块B发送的功率控制信号来确定输出等并且实际上从天线A-4输出它。

RF模块A-3也进行发送/接收控制以使用开关、循环器等向SAW滤波器A-2发送来自天线A-4的接收信号而向天线A-4发送来自RF模块内的控制芯片(将在图17中说明细节)的在发送系统中的数据。

根据本发明的第一至第五实施例应用于RF模块A-3。

接着说明图17中的RF模块A-3的配置。在图17中仅描述涉及发送的模块而未描述接收系统的配置。

RF模块A-3支持两个频率频带。RF模块A-3包括低频系统电路C-1和高频系统电路C-2。这些电路由于处置的频率频带的不同而相互不同仅在于电路配置。低频系统电路C-1和高频系统电路C-2各自包括第一放大器#1、第二放大器#2、第三放大器#3、匹配电路#4、耦合器#5和LPF#6。

第一放大器#1、第二放大器#2和第三放大器#3(统称为HPA)是用于保证输出信号中的预定增益的放大器。通过将电路配置到多级电路中，有可能增加输出功率。另外通过设置第三放大器#3的输出阻抗为低，有可能用匹配电路4容易地匹配阻抗。

匹配电路4将HPA的阻抗与天线的阻抗进行匹配。

耦合器#5是用于在与后文将描述的APC(C-4)匹配之后通过将输出信号的功率输出来进行反馈控制的天线耦合器。

LPF#6是用于排除发送信号的谐波分量的低通滤波器。

除了上述部件之外的部件包括控制电路C-3、APC(C-4)和天线开关C-5。

控制电路C-3进行HPA的偏压控制和天线开关C-5的控制。

APC(C-4)是由低频系统电路C-1和高频系统电路C-2共享的控制电路并且通过输入功率控制信号Vramp在匹配之后进行自动功率控制以调节输出信号。向控制电路C-3输出输出信号在匹配之后的功率与设置值之差，并且控制电路C-3基于差值来分别控制构成HPA的第一放大器#1、第二放大器#2和第三放大器#3。

天线开关C-5是在发送侧与接收侧之间切换并且在相同发送侧上在低频系统电路C-1与高频系统电路C-2之间切换的开关电路。

根据本发明的第一至第五实施例应用于天线开关C-5。

如上所述，基于实施例具体地说明本发明的发明人所研发的本发明，然而本发明不限于实施例，并且无需赘言的是可以有在不脱离本发明主旨的范围内的各种修改。

在根据SOI SW的天线控制电路、实现该天线控制电路的半导体器件和使用该半导体器件的移动电话这一假设下说明了本发明。然而这些不受限制并且本发明可以使用于需要响应性优良的切换的任何应用中。

Claims (10)

1.一种具有负偏压生成电路的半导体器件，包括：

振荡电路，可以在高频振荡与低频振荡之间切换其输出；

降频转换器电路，包括第一电容器并且通过所述振荡电路的输出在所述第一电容器中存储电荷；

充电容量切换电路；以及

第二电容器，与所述第一电容器并联耦合并且可以由所述充电容量切换电路电断开，

其中所述振荡电路在所述半导体器件的电源接通时进行高频振荡，

其中所述充电容量切换电路从所述第一电容器电断开所述第二电容器，并且

其中所述降频转换器电路在所述第一电容器中存储电荷。

2.根据权利要求1所述的半导体器件，

其中当所述振荡电路的所述输出从高频振荡改变成低频振荡时，所述充电容量切换电路将所述第二电容器电耦合到所述第一电容器。

3.根据权利要求2所述的半导体器件，

其中所述充电容量切换电路输出定时信号，并且所述振荡电路的所述输出在接收到所述定时信号时从高频振荡改变成低频振荡。

4.根据权利要求3所述的半导体器件，还包括供应电源电压的功率放大器，

其中所述功率放大器供应的所述电源电压根据所述定时信号来改变。

5.根据权利要求2所述的半导体器件，还包括重置电路，

其中所述重置电路输出重置信号，并且所述振荡电路的所述输出在接收到所述重置信号时从高频振荡改变成低频振荡。

6.根据权利要求5所述的半导体器件，还包括供应电源电压的功率放大器，

其中所述功率放大器供应的所述电源电压根据所述重置信号来改变。

7.根据权利要求2所述的半导体器件，

其中在所述第二电容器从所述第一电容器断开之时，所述第二电容器存储来自所述电源电压的电荷。

8.根据权利要求1至7中的任一权利要求所述的半导体器件，

其中所述振荡电路被配置成包括RC振荡器。

9.根据权利要求1至7中的任一权利要求所述的半导体器件，

其中所述振荡电路被配置成包括环形振荡器。

10.一种无线电通信设备，包括根据权利要求1至9中的任一权利要求所述的半导体器件，

其中所述半导体器件使用于天线切换电路中。

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