CN101567681A - 模拟多路复用器及其选择信号生成方法 - Google Patents

Abstract

提供一种模拟多路复用器及其选择信号生成方法。该模拟多路复用器能够扩展模拟多路复用器的频率特性，其包括多个输入端子；参考电压输入端子；第一输出端子；第二输出端子；多个开关(M1x至Mnx)，其每个各自连接在多个输入端子中的一个与第一输出端子间并基于控制信号在输入端子中的每个与第一输出端子间建立传导状态；多个虚开关(MD1x至MDnx)，连接在输入端子与第二输出端子间并被设置成非传导状态；虚开关(MD1y)，连接在参考电压输入端子与第一输出端子间并被设置成非传导状态；开关(M1y)，连接在参考电压输入端子和第二输出端子间并被设置成传导状态；缓冲放大器，输出第一输出端子和第二输出端子间的差分电势。

Description

模拟多路复用器及其选择信号生成方法

技术领域

本发明涉及一种多路复用器，其根据控制信号选择和输出多个输入信号中的一个。具体而言，本发明涉及一种模拟多路复用器，其在宽带中选择模拟输入信号中的一个。

背景技术

电视机具有若干模拟视频输入端子以及从接收到的诸如从调谐器的输出、从DVD播放器的输出以及从个人计算机(PC)的输出的模拟视频输入信号中进行选择的功能，以便其能够选择该若干输入信号之一，并且根据所选择的信号显示图像。模拟多路复用器用于实现这样的切换功能。

这种用于视频信号的模拟多路复用器要求具有从输入至输出的频率特性，该频率特性覆盖用于模拟视频输入信号频带的足够宽频带。此外，具有从非选择的视频输入端子的输入至输出的最小信号泄漏(串扰)也是必要的。

图11示出了在相关技术中的模拟多路复用器的电路图。如图11中所示的，模拟多路复用器9包括在输入信号之间执行切换的开关部件AMUX9，以及放大和输出来自该开关部件AMUX9的输出的缓冲放大器A9。

开关部件AMUX9包括：第1至第n(n＝2，3，4……)输入端子I 1至In，每个输入端子接收n个输入信号，即，第1至第n输入信号E1至En中的对应的一个；输出端子O9，其输出选择的输入信号；第1a至第na开关M1a至Mna，第一1b至第nb开关M1b至Mnb，以及第1c至第nc开关M1c至Mnc，所有这些开关连接在第1至第n输入端子I1至In和输出端子O9之间；以及解码器DEC9，其根据从控制输入端子IS接收到的控制信号SEL控制开关的接通/断开。缓冲放大器A9从开关部件AMUX9的输出端子O9接收输出信号Eo，将该接收到的信号放大至足以驱动连接至该缓冲放大器输出端子OUT的负载的电平，并且输出该放大的信号。

在开关部件AMUX9中，第1a至第na开关M1a至Mna、第1b至第nb开关M1b至Mnb、以及第1c至第nc开关M1c至Mnc是N沟道MOS晶体管。第1a至第na开关M1a至Mna的漏电极连接至各第1至第n端子I1至In，并且第1b至第nb开关M1b至Mnb的源电极连接至输出端子O9。第1a至第na的开关M1a至Mna的源电极共同连接至各第1b至第nb开关M1b至Mnb的漏电极，并且它们也连接至各第1c至第nc开关M1c至Mnc的漏电极。所有第1c至第nc开关M1c至Mnc的源电极接地。

第1a至第na开关M1a至Mna、第1b至第nb开关M1b至Mnb以及第1c至第nc开关M1c至Mnc的栅电极分别连接至解码器DEC9的第1a至第na解码输出S1a至Sna、第1b至第nb解码输出S1b至Snb、以及第1c至第nc解码输出S1c至Snc。

当第k(1≤k≤n)输入信号Ek要被选择时，开关部件AMUX9被控制为使得第Ka开关Mka和第Kb开关Mkb同时被接通，并且第Kc开关Mkc也同时被断开。第Ka开关Mka和第Kb开关Mkb位于第K输入端子Ik和输出端子O9之间，并且当被接通时，它们连接在第K输入端子Ik和输出端子O9之间。

同时，位于非选择的第i输入端子和输出端子O9之间的所有第ia(1≤i≤n，i≠k)开关Mia和第ib开关Mib被解码器DEC9断开。当每个第ia开关Mia和第ib开关Mib的电极对处于断开状态时，如图12中所示，在它们之间存在电容。因此，非选择的第i输入端子Ii通过这些电容连接至输出端子O9。

图12示出了在第1a至第na开关M1a至Mna、第1b至第nb开关M1b至Mnb以及第1c至第nc开关M1c至Mnc中使用的N沟道MOS晶体管的电极之间的电容。端子G、端子D、端子S和端子B分别代表栅电极、漏电极、源电极和基板电极。此外，符号Cgd、Cgs、Cgb、Cdb、以及Csb分别代表在栅极和漏极之间的电容、在栅极和源极之间的电容、在栅极和基板之间的电容、在漏极和基板之间的电容以及在源极和基板之间的电容。由于非选择的第i输入端子Ii通过在第ia开关Mia的源极和漏极之间的电容以及在第ib开关Mib的源极和漏极之间的电容连接至输出端子O9，通过这些电容，引起从非选择的第i输入端子Ii至输出端子O9的串扰。为了减少这种串扰，连接在第ia开关Mia的源电极和第ib开关Mib的漏电极的公共连接点和接地地之间的第ic开关Mic被接通，从而从非选择的第i输入端子Ii至输出端子O9的信号路径通过穿过该路径的中间的低电阻接地。

接下来，下文解释模拟多路复用器9的频率特性。在开关部件AMUX9中，N沟道MOS晶体管用于第1a至第na开关M1a至Mna、第1b至第nb开关M1b至Mnb以及第1c至第nc开关M1c至Mnc。在N沟道晶体管中，从栅电极的中心来看的源电极侧上的结构与也从栅电极的中心来看的漏电极侧上的结构对称。因此，在电极对之间的所有电容中，栅极-漏极电容Cgd等于栅极-源极电容Cgs，并且漏极-基板电容Cdb等于源极-基板电容Csb。因此，当被接通时，第1a至第na开关M1a至Mna、第1b至第nb开关M1b至Mnb以及第1c至第nc开关M1c至Mnc中的每一个的等效电路能够被画成如图13中所示，并且当被断开时，其等效电路可以画成如图14中所示。

图13示出当该开关被接通时的等效电路。端子D和S之间的电阻R代表当N沟道MOS晶体管处于接通状态时，其漏极和源极之间的接通电阻。第一电容C1和第二电容C2可以由下列等式(1)和(2)表示，等式(1)和(2)包括图12中所示的源极-基板电容Csb和栅极-源极电容Cgs。应注意的是，当开关被接通时，在栅极和基板之间生成的沟道在栅极与基板之间进行屏蔽，因此，栅极-基板电容Cgb不存在。因此，第一电容C1和第二电容C2不包括栅极-基板电容Cgb项。

C₁＝C_sb    (1)

$C_2=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{gs}}---\left(2\right)$

图14示出当开关被断开时的等效电路。第三电容C3和第四电容C4能够由以下等式(3)和(4)表示，等式(3)和(4)包括图12中所示的源极-基板电容Csb和栅极-基板电容Cgb。

$C_3=\frac{C_{\mathrm{gs}}\·C_{\mathrm{gb}}}{2C_{\mathrm{gs}}+C_{\mathrm{gb}}}+C_{\mathrm{sb}}---\left(3\right)$

$C_4=\frac{C_{\mathrm{gs}}^2}{{2C}_{\mathrm{gs}}+C_{\mathrm{gb}}}---\left(4\right)$

在图11中所示的模拟多路复用器9中，处于接通状态的开关和处于断开状态的开关能够分别由图13和14中所示的等效电路所代替。因此，当在第k输入端子Ik处接收的第k输入信号Ek被选择并被输出时，输出信号Eo能够由以下等式(5)表示。

$E_o=\frac{H_{1,n-1}\·H_3}{1-H_{1,n-1}\·H_3-(n-1)\·H_{2,n-1}\·H_4}\·E_k+\frac{H_{2,n-1}\·H_4}{1-H_{1,n-1}\·H_3-(n-1)\·H_{2,n-1}\·H_4}\·\underset{\underset{i\≠k}{i=1}}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{E}_i---\left(5\right)$

在等式(5)中，右侧的第一项代表在输出信号Eo中所包含的选择的第k输入信号Ek的分量。与第k输入信号Ek相乘的系数表示从第k输入端子Ik至输出端子O9和至缓冲放大器输出端子OUT的频率特性。同时，右侧的第二项代表从输入至第i输入端子的非选择的第i输入信号Ei所得出的分量，其也包含在输出信号Eo中。即，它表示串扰分量。与第i输入信号Ei(i≠k)相乘的系数表示串扰分量的频率特性。应注意的是，在等式(5)的右侧所包含的系数分别由以下等式(6)、(7)、(8)和(9)表示。

$H_{1,n-1}=\frac{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\mathrm{\α}}{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\{1+(n-1)\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\}}---\left(6\right)$

$H_{2,n-1}=\frac{j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\·\mathrm{\β}}{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\{1+(n-1)\·\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}{/\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}}\right)\}}---\left(7\right)$

$H_3=\frac{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\mathrm{\α}}{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\{2+({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\}}---\left(8\right)$

$H_4=\frac{j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\·\mathrm{\β}}{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\{1+2\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\}}---\left(9\right)$

在等式(6)、(7)、(8)和(9)中的符号ω是角频率，并且其它常量通过使用在图13、14中所示的电阻R、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3以及第四电容C4由以下等式来表示。

ω_α＝C_α·R    (10)

ω_β＝C_β·R    (11)

C_α＝C₁+C₂    (12)

$\mathrm{\α}=\frac{C_2}{C_1+C_2}---\left(13\right)$

C_β＝C₃+C₄    (14)

$\mathrm{\β}=\frac{C_4}{C_3+C_4}---\left(15\right)$

在输入数n＝2的情形下，通过使用等式(5)的数值计算获得的相关技术中的模拟多路复用器9的频率特性和串扰分量的频率特性分别在图15和16中示出。用作在数值计算中的参数的数值是从在N沟道MOS晶体管的端子之间的电气特性提取的，并且在下面示出。

(ω_α/ω_β)＝0.54

α＝0.49

β＝0.08

n＝2

图15示出在输入数n＝2情形下的模拟多路复用器9的频率特性。在图15中基于ωα的角频率(ω/ωα)被用作变量，并且图15示出其中电压增益随着角频率的增加而下降的低通特性。图16示出在输入数n＝2的情形下的模拟多路复用器9的串扰的频率特性。在图16中，基于ωα的角频率(ω/ωα)被用作变量，并且图16示出串扰电平随着角频率的增加而增加的高通特性。

接下来，图17示出随着输入数“n”增加，在模拟多路复用器9中的频率特性的变化。在图17中，输入数“n”用作变量，并且图17示出了下述角频率的变化，在由模拟多路复用器9表现的低通特性中，在该角频率，通过增益(pass gain)降低了3dB(下文简称为“截止角频率”)。在该图中，角频率被表示为基于ωα的角频率(ω/ωα)。截止角频率随着输入数“n”的增加而降低。

例如，日本未审查专利申请公开No.8-293775(专利文献1)公开了一种模拟开关，该模拟开关能够最小化从在非选择的侧上的输入模拟信号至选择的侧上的输出信号的串扰量，从而以高精度输出模拟信号。在专利文献1中所公开的模拟开关中，两个开关串行设置在输入和输出之间。

在相关技术中的模拟多路复用器9中，两个开关的接通电阻串行连接在选择的输入端子Ik和输出端子O9之间。此外，与输入端子的数目相同的数目的开关的源电极共同连接至输出端子O9(即，与输入端子的数目相同的数目的开关的所有源电极连接至输出端子O9)。因此，模拟多路复用器9变成由连接至两个开关的接通电阻和输出端子O9的所有开关的源极-基板电容所构成的低通电路。而且，在该模拟多路复用器中，连接至输出端子的所有开关的源极-基板电容随着输入端子的数目的增加而增加。结果，低通电路的截止频率被降低。

发明内容

如上所述，本发明者发现了下述问题，即就频带而言，难以扩展模拟多路复用器的频率特性。

本发明的实施例的一个示例性方面是一种模拟多路复用器，该模拟多路复用器包括：多个输入端子；至少一个参考电压输入端子；第一输出端子；第二输出端子；包括多个开关的第一开关部件，所述多个开关连接在各个输入端子和第一输出端子之间，并且被构造成基于控制信号，在多个输入端子中的一个和第一输出端子之间建立传导状态；包括多个开关的第二开关部件，所述多个开关连接在各个输入端子和第二输出端子之间，并且被设置成非传导状态；包括至少一个开关的第三开关部件，所述至少一个开关连接在参考电压输入端子和第一输出端子之间，并且被设置成非传导状态；包括至少一个开关的第四开关部件，所述至少一个开关连接在参考电压输入端子和第二输出端子之间，并且被设置成传导状态；以及输出部件，其输出第一输出端子和第二输出端子之间的差分电势。

在具有上述构造的模拟多路复用器中，由于在输入和输出之间仅存在一个开关，因此与其中多个开关被设置在输入和输出之间的模拟多路复用器相比，能够提高低通电路的截止频率。此外，第一输出端子能够输出第一输出信号，该第一输出信号包含来自选择的输入端子的输入信号和串扰分量，并且第二输出端子能够输出第二输出信号，该第二输出信号包含与第一输出信号中所包含的串扰分量相同的串扰分量。通过由输出部件输出第一输出信号和第二输出信号之间的差，该模拟多路复用器能够输出从其去除了串扰分量的信号。以这种方法，能够在频带方面扩展模拟多路复用器的频率特性。

本发明的另一示例性方面是模拟多路复用器，该模拟多路复用器包括：多个输入端子；至少一个参考电压输入端子；第一输出端子；第二输出端子；包括开关的第一开关电路部件，其中每个开关各自连接在第一输出端子与多个输入端子中的一个之间，该第一开关电路部件被构造成生成第一输出信号，所述第一输出信号包含由开关基于控制信号选择的输入信号和在多个输入端子和第一输出端子之间以及在至少一个参考电压输入端子和第一输出端子之间引起的串扰分量，并且将生成的第一输出信号输出至第一输出端子；第二开关电路部件，该第二开关电路部件通过使用在多个输入端子和第二输出端子之间以及在至少一个参考电压输入端子和第二输出端子之间引起的串扰分量，生成包含与在第一输出信号中所包含的串扰分量相同的分量的第二输出信号，并且将该生成的第二输出信号输出至第二输出端子；以及输出部件，其输出第一输出端子和第二输出端子之间的差分电势。

本发明实施例的另一示例性方面是生成模拟多路复用器的选择信号的方法，该模拟多路复用器包括多个输入端子、至少一个参考电压输入端子、第一输出端子以及第二输出端子，该方法包括：基于控制信号通过开关选择输入信号，开关中的每一个各自连接在第一输出端子和多个输入端子中的一个之间；生成第一输出信号，该第一输出信号包含选择的输入信号和多个输入端子和第一输出端子之间以及至少一个参考电压输入端子和第一输出端子之间引起的串扰，并且将生成的第一输出信号输出至第一输出端子；通过使用在多个输入端子和第二输出端子之间以及在至少一个参考电压输入端子和第二输出端子之间引起的串扰分量，生成包含与在第一输出信号中所包含的串扰分量相同的分量的第二输出信号，并且将生成的第二输出信号输出至第二输出端子；以及输出第一输出端子和第二输出端子之间的差分电势。

本发明能够在频带方面扩展模拟多路复用器的频率特性。

附图说明

从下面结合附图的对某些示例性实施例的描述，上述和其他示例性方面、优势和特性将更加明显，其中：

图1是根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器的电路图；

图2是示出根据示例性实施例的图1中所示的模拟多路复用器的输入-输出频率特性的曲线图；

图3是示出根据示例性实施例的图1中所示的模拟多路复用器的输入数和截止频率之间关系的曲线图；

图4是示出根据另一示例性实施例的图1中所示的模拟多路复用器的输入-输出频率特性的曲线图；

图5是示出根据另一示例性实施例的图1中所示的模拟多路复用器的输入数和截止频率之间的关系的曲线图；

图6是根据本发明的另一示例性实施例的模拟多路复合器的电路图；

图7是示出图6中所示的模拟多路复用器的输入-输出频率特性的曲线图；

图8是示出图6中所示的模拟多路复用器的输入数和截止频率之间的关系的曲线图；

图9是根据本发明的另一示例性实施例的模拟多路复用器的电路图；

图10是示出图9中所示的模拟多路复用器的输入-输出频率特性的曲线图；

图11是相关技术中的模拟多用复用器的电路图；

图12是图11中所示的N沟道MOS晶体管的端子之间的电容的电路图；

图13是示出处于接通状态的图11中所示的N沟道MOS晶体管的等效电路的电路图；

图14是示出处于断开状态的图11中所示的N沟道MOS晶体管的等效电路的电路图；

图15是示出图11中所示的模拟多路复用器的输入-输出频率特性的曲线图；

图16是示出图11中所示的模拟多路复用器中的串扰的频率特性的曲线图；以及

图17是示出图11中所示的模拟多路复用器的输入数和截止频率之间的关系的曲线图。

具体实施方式

下文将结合附图解释本发明的示例性实施例。为了阐明本解释，在下文描述和附图中做了适当的省略和简化。在附图中将相同的符号赋予具有相同结构或功能的组件和等效部件，并且适当地省略对它们的解释。

根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器包括多个输入端子和两个输出端子(第一和第二输出端子)，并且只有一个用于切换输入的开关被连接在输入端子中的每一个和第一输出端子之间。此外，设置了分别连接在各个输入端子和第二输出端子之间、第一输出端子和参考电压输入端子之间、以及第二输出端子和参考电压输入端子之间的虚(dummy)开关电路，从而输出第一输出端子和第二输出端子之间的差分电压。

下文将参考根据图1中所示的示例性实施例的模拟多路复用器1的结构，解释根据本发明的示例性方面的模拟多路复用器的细节。根据本发明的示例性方面的模拟多路复用器包括多个输入端子I1至In(n≥2)，至少一个参考电压输入端子REF、第一输出端子O1、以及第二输出端子O2。模拟多路复用器还包括第一至第四开关部件11至14和输出部件(缓冲放大器A1)。第一开关部件11包括多个开关，所述多个开关被连接在各个输入端子I1至In和第一输出端子O1之间，并且被构造成基于控制信号在多个输入端子I1至In中的一个和第一输出端子之间建立传导状态。第二开关部件12包括多个开关，所述多个开关连接在各个输入端子I1至In和第二输出端子O2之间，并且被设置成非传导状态。第三开关部件13包括连接在至少一个参考电压输入端子REF和第一输出端子O1之间的至少一个开关，并且被设置成非导电状态。第四开关部件14包括在至少一个参考电压输入端子REF和第二输出端子O2之间连接的至少一个开关，并且被设置成传导状态。

利用上述第一至第四开关部件11至14的结构，第一输出端子O1将第一输出信号Eo1输出至第一输出端子O1，其中第一输出信号Eo1包括从在多个输入端子I1至In处的输入信号选择的输入信号，以及来自多个输入端子I1至In的串扰分量。第二输出端子O2输出包含与第一输出信号Eo1中的串扰分量相同的分量的第二输出信号Eo2。此外，输出部件输出第一输出端子O1和第二输出端子O2之间的差分电势。利用上述结构，从模拟多路复用器的输入至输出的频率特性在频带方面得到扩展。

[第一示例性实施例]

图1是根据本发明的实施例的模拟多路复用器的电路图。根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1包括开关部件AMUX1，开关部件AMUX1执行在输入信号之间的切换；以及缓冲放大器A1(输出部件)，缓冲放大器A1从开关部件AMUX1接收输出，并且放大和输出接收的输出。

开关部件AMUX1包括：第1至第n(n＝2，3，4…)输入端子I1至In，每个输入端子接收n个输入信号中对应的一个，即，第1至第n输入信号E1至En；被固定在接地电势的参考电压输入端子REF；第一输出端子O1；第二输出端子O2；连接在输入端子I1至In和第一输出端子O1之间的第1x至第nx开关M1x至Mnx；连接在输入端子I1至In以及第二输出端子O2之间的第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx；连接在参考电压输入端子REF和第一输出端子O1之间的第1y虚开关MD1y；连接在参考电压输入端子REF和第二输出端子O2之间的第1y开关M1y；以及根据从控制输入端子IS接收到的控制信号SEL控制开关的接通/断开的解码器DEC1。

缓冲放大器A1从开关部件AMUX1的第一输出端子O1接收第一输出信号Eo1，并且从第二输出端子O2接收第二输出信号Eo2，生成来自第一输出端子O1的输出和来自第二输出端子O2的输出之间的差分电压Eo1-Eo2，将该差分电压放大到足以驱动连接至缓冲放大器输出端子OUT的负载的电平，并且输出该放大的差分电压。

在开关部件AMUX1中，第1x至第nx开关M1x至Mnx、第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx、第1y虚开关MD1y以及第1y开关M1y是N沟道MOS晶体管。第1x至第nx开关M1x至Mnx的漏电极以及各个第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx的漏电极共同连接到对应的第1至第n输入端子I1至In。而且，第1y虚开关MD1y以及第1y开关M1y的漏电极共同连接至参考电压输入端子REF。第1x至第nx开关M1x至Mnx的源电极和第1y虚开关MD1y的源电极都共同连接到第一输出端子O1。第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx的源电极和第1y开关M1y的源电极都共同连接到第二输出端子O2。第1x至第nx开关M1x至Mnx的栅电极连接至解码器DEC1的对应的第1x至第nx解码输出S1x至Snx，并且第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx的栅电极连接至解码器DEC1的对应的第1x至第nx钳位输出CL1x至CLnx。第1y开关M1y和第1y虚开关MD1y的栅电极分别连接至解码器DEC1的第1y解码输出S1y和第1y钳位输出CL1y。

接下来，下文解释在选择第k(1≤k≤n)输入信号Ek的情形下，图1中所示的根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1的操作。通过使用符号“i”(1≤i≤n，i≠k)来表示非选择的输入信号、输入端子、开关等。解码器DEC1的第1x至第nx解码输出S1x至Snx被控制为使得第kx开关Mkx被接通，同时，所有第ix开关Mix被断开。第kx开关Mkx位于第k输入端子Ik和第一输出端子O1之间，并且当被接通时，其连接在第k输入端子Ik和第一输出端子O1之间。第ix开关Mix连接至非选择的第i输入端子。

而且，第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx、第1y虚开关MD1y以及第1y开关M1y构成虚开关电路，其中无论输入如何切换，接通/断开状态被恒定地固定。此外，第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx、第1y虚开关MD1y以及第1y开关M1y由第1x至第nx钳位输出CL1x至CLnx、第1y钳位输出CL1y以及解码器DEC1的第1y解码输出S1y控制为使得它们分别恒定地处于断开状态、断开状态和接通状态。

在根据图1中所示的本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1中，处于接通状态的第kx开关Mkx和第1y开关M1y中的每一个能够被图13中所示的等效电路所替代。而且，处于断开状态的第ix开关Mix、第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx以及第1y虚开关MD1y中的每一个能够由图14中所示的等效电路所替代。利用这些替代，当在第k输入端子Ik处接收的第k输入信号Ek被选择并且被输出时，来自第一输出端子O1的输出信号Eo1和来自第二输出端子O2的输出信号Eo2分别由以下等式(16)和(17)表示。

$E_{o1}=(H_{1,n}-H_{2,n})\·E_k+H_{2,n}\·\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{E}_i---\left(16\right)$

$E_{o2}=H_{2,n}\·\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{E}_i---\left(17\right)$

在这些等式中，通过在等式(6)和(7)中用“n”替代“n-1”，获得等式(16)和(17)的右侧的系数，并且分别表达为以下等式(18)和(19)。

$H_{1,n}=\frac{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\mathrm{\α}}{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\{1+n\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\}}---\left(18\right)$

$H_{2,n}=\frac{j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\·\mathrm{\β}}{1+j\·\left(\mathrm{\ω}{/\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}\right)\·\{1+n\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\}}---\left(19\right)$

在等式(16)中，在右侧的第一项代表来自第一输出端子O1的输出信号Eo1中所包含的选择的第k输入信号Ek的分量。与Ek相乘的系数表示从第k输入端子Ik至第一输出端子O1的频率特性。而且，在等式(16)的右侧的第二项是从非选择的第i输入信号Ei得出的并且包含在第一输出端子O1处的输出信号Eo1中的分量，并且其代表串扰分量。与Ei相乘的系数表示串扰分量的频率特性。等式(17)的右侧与等式(16)的右侧第二项相同，因此与在第一输出端子O1的输出信号Eo1中所包含的串扰分量相同。如可以从这一点所理解的，如以下等式(20)中所示，至缓冲放大器输出端子OUT的输出信号Eo1-Eo2不包含任何串扰分量。

E_o1-E_o2＝(H_1，n-H_2，n)·E_k    (20)

图2示出了在输入数n＝2的情形下，通过使用等式(20)的数值计算所获得的根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1的频率特性。而且，图2也示出了通过数值计算获得的图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。在该数值计算中用作参数的值与用于在图11所示的模拟多路复用器9的频率特性的数值计算中所使用的那些相同，并且如下所示。

(ω_α/ω_β)＝0.54

α＝0.49

β＝0.08

n＝2

图2是频率特性的曲线图，其中基于ωα的角频率(ω/ωα)被用作变量。在该图中，实线代表根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1的频率特性，并且虚线代表图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。在图2中，与图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性相比，在根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1中的角频率的增加引起的电压增益的降低较小。从该事实可以理解，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器1的频率特性相对于图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性，得到了改善。

接下来，图3示出了随着输入数“n”的增加，根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1中的频率特性的变化。此外，图3也示出了图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。在图3中输入数“n”被用作变量，并且图3示出了根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1和图11中所示的模拟多路复用器9表现的低通特性中的截止角频率的变化。在图中，角频率被表示为基于ωα的角频率(ω/ωα)。实线代表根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1的截止角频率，并且虚线代表图11中所示的模拟多路复用器9的截止角频率。在从输入数“n”为2的点至输入数“n”为10的点的范围中，根据本发明的实施例的模拟多路复用器1的截止角频率是图11中所示的模拟多路复用器9的截止角频率的1.8倍。从该事实可以理解，根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1的频率特性在频带方面得到了扩展。

如上文已经解释的，根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1的开关部件AMUX1生成包含输入信号和串扰分量的第一输出端子O1处的输出，以及生成仅包含串扰分量的第二输出端子O2处的输出，并且通过使用这两个输出，去除串扰分量。应注意的是，串扰分量是在第一输出端子O1处从非选择的输入至输出引起的分量。具体而言，开关部件AMUX1设置有虚开关电路和第二输出端子O2，生成与在第一输出端子O1处引起的串扰分量相同的分量，并且将该生成的分量输出至第二输出端子O2。缓冲放大器A1能够通过去掉在来自第一输出端子O1和第二输出端子O2的输出之间的差分电压来抵消串扰分量。

以这种方法，通过提供下述虚开关电路，该虚开关电路由分别连接在输入端子和第二输出端子之间、第一输出端子和参考电压输入端子之间、以及第二输出端子和参考电压输入端子之间的开关构成，能够使输入端子和第一输出端子之间引起的串扰分量等于输入端子和第二输出端子之间引起的串扰分量。通过输出第一输出端子和第二输出端子之间的差分电压，在第一输出端子处引起的串扰分量被第二输出端子中引起的串扰分量抵消，因此，能够这样构造从而在输出电压中不包含任何串扰分量。

此外，由于本发明的本示例性实施例具有使得串扰分量被抵消的结构，因此根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器1的开关部件AMUX1能够通过仅使用一个位于输入和输出之间的开关，来选择输入信号。具体而言，在图11中所示的模拟多路复用器9的开关部件AMUX9中，两个串联的开关连接在输入和输出之间，并且另一开关设置在这两个串联的开关的公共连接点和接地之间。在开关部件AMUX9中，当未选择输入时，在输入和输出之间连接的两个串联的开关均被断开，并且设置在这两个开关的公共连接点和接地之间的开关被接通，从而串扰分量被直接连接至接地。根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器1不需要这种直接连接功能，因此，能够通过仅使用一个开关来选择输入信号。

此外，由于通过在选择的输入和输出之间连接一个开关，实现根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器1，在选择的输入和输出之间引起的电阻是对应于一个开关的接通电阻。例如，假设使用相同的开关，并且设置相同数目的输入端子，在输入端子和输出端子之间连接的开关的接通电阻能够被降低至与在图11中所示的模拟多路复用器9中的输入和输出之间串联的两个开关相对应的接通电阻的1/2。因此，由选择的输入和输出之间的电阻和源极-基板电容形成的低通电路的截止频率，变为图11所示的模拟多路复用器9的截止频率的大约二倍，其中所述源极-基板电容与开关的源电极关联，所述开关的数目与连接至输出的输入的数目相同。因此，能够在频带方面扩展模拟多路复用器的频率特性。

[第二示例性实施例]

接下来解释根据本发明的另一示例性实施例的模拟多路复用器。通过在图1中所示的模拟多路复用器中将用作第1x至第nx开关M1x至Mnx、第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx、第1y虚开关MD1y以及第1y开关M1y的N沟道MOS晶体管中的每一个替换成P沟道MOS晶体管，从而形成模拟多路复用器2。以下也参考图1，解释本发明的该实施例的构造。此外，在假设用模拟多路复用器2替换图1中的模拟多路复用器1的情况下，进行以下说明。将相同符号分配至与根据先前示例性实施例的模拟多路复用器1的块相同的块，并且省略对它们的解释。此外，即使对于被P沟道MOS晶体管替代的开关，也分配与图1中相同的符号。

P沟道MOS晶体管具有与N沟道MOS晶体管的电极之间的电容相同的电极之间的电容，即，栅极-漏极电容Cgd、栅极-源极电容Cgs、栅极-基板电容Cgb、漏极-基板电容Cdb以及源极-基板电容Csb。因此，处于接通状态的其等效电路对应于在图13中所示的等效电路，并且处于断开状态的等效电路对应于在图14中的等效电路。与根据先前示例性实施例的模拟多路复用器1类似，从根据本发明的该实施例的模拟多路复用器2的输入至输出的频率特性由上述等式(20)来表示。此外，还与先前实施例类似的是，其输出不包含任何串扰分量。

图4示出了在输入数是二的情形下，通过使用等式(20)的数值计算获得的频率特性。此外，图4也示出了通过数值计算获得的图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。由于将晶体管开关从N沟道MOS晶体管替换成P沟道MOS晶体管，因此用作数值计算中的参数的值是从在P沟道MOS晶体管的端子之间的电气特性提取的，并且如下所示。

(ω_α/ω_β)＝0.69

α＝0.58

β＝0.20

n＝2

图4是频率特性曲线图，其中基于ωα的角频率(ω/ωα)被用作变量。在图中，实线代表根据本发明的该实施例的模拟多路复用器2的频率特性，并且虚线代表图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。在图4中，由在根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器2中的角频率的增加引起的电压增益的降低，小于图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。从该事实可以理解，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器2的频率特性相对于图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性，得到了改善。

接下来，图5示出了随着输入数“n”的增加，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器2的频率特性中的变化。此外，图5还示出了在图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。在图5中，输入数“n”被用作变量，并且图5示出了根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器2和图11中所示的模拟多路复用器9表现出的低通特性中的截止角频率的变化。在该图中，角频率被表示为基于ωα的角频率(ω/ωα)。实线表示根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器2的截止角频率，并且虚线表示图11中所示的模拟多路复用器9的截止角频率。在从输入数“n”为2的点至输入数“n”为10的点的范围内，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器2的截止角频率是图11中所示的模拟多路复用器9的截止角频率的1.8倍。从该事实可以理解的是，根据本发明的本示例性实施例的频率特性在频带方面得到了扩展。

如上所述，由于将P沟道MOS晶体管用于根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器2，因此在电极之间的它们的接通电阻值和电容值与根据先前示例性实施例的模拟多路复用器1中所使用的N沟道MOS晶体管的那些不同。然而，如在根据先前示例性实施例的模拟多路复用器1的情形中一样，该频率特性仍能够得到改善。

此外，如果源电极和漏电极均被变成接近栅电极的电势的值，则使用N沟道晶体管的开关(包括虚开关)被断开。因此，输入信号电压的范围被限制在低于栅极电压的电压。相反，使用P沟道晶体管的开关在高于栅极电压的输入信号电压范围内能够被接通/断开。因此，该描述的第二示例性实施例能够在描述的第一示例性实施例中不能处理的电压范围内处理输入信号。

此外，通过将由P沟道MOS晶体管构成的开关和由N沟道MOS晶体管构成的开关并联连接，能够形成开关部件。具体而言，在图1中所示的开关部件AMUX1中包含的开关和虚开关中的每一个能够被通过将由P沟道MOS晶体管构成的开关和由N沟道MOS晶体管构成的开关并联连接形成的开关来替换。在由N沟道MOS晶体管构成的开关被断开的输入电压范围内，由P沟道MOS晶体管构成的开关被接通/断开，而在由P沟道MOS晶体管构成的开关被断开的输入电压范围内，由N沟道MOS晶体管构成的开关被接通/断开。以这种方式，与描述的第一示例性实施例的模拟多路复用器1相比，能够扩展输入电压范围。

[第三示例性实施例]

接下来，在下面解释根据本发明的另一示例性实施例的模拟多路复用器。图6是根据本发明的另一示例性实施例的模拟多路复用器的电路图。通过将在描述的第一示例性实施例的模拟多路复用器1中用作开关和虚开关的所有N沟道MOS晶体管替换为继电器，从而形成根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器3。通过将用作第1x至第nx开关M1x至Mnx、第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx、第1y虚开关MD1y以及第1y开关M1y的N沟道MOS晶体管分别替换成第1x至第nx继电器RL1x至RLnx、第1x至第nx虚继电器RLD1x至RLDnx、第1y虚继电器RLD1y以及第1y继电器RL1y，从而形成图6中所示的模拟多路复用器3。应注意的是，将相同的符号分配给与根据描述的第一示例性实施例的模拟多路复用器1的块相同的块，并且省略对它们的描述。

在连接点之间断开(open)和闭合(close)的继电器[s1]具有连接点之间以及连接点和壳体之间的电容，并且在假定第一电容C1是连接点和壳体之间的电容，第二电容C2[s2]是在连接点之间的电容，并且电阻R是连接点的接触电阻的情况下，其处于连接点被闭合的状态中的等效电路与图13中所示的等效电路相同。此外，在假定第三电容C3是在连接点和机架之间的电容，并且第四电容C4是在连接点之间的电容的情况下，其处于连接点被断开的状态中的等效电路与图14中所示的等效电路相同。利用如上所述的原因，在连接点之间断开和闭合的继电器的等效电路与被用作N沟道MOS晶体管的等效电路的图13和14中所示的等效电路相似。

由于该事实，如在根据描述的第一示例性实施例中的模拟多路复用器1的情形相似，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路模拟器3的频率特性能够由上述等式(20)表示。此外，在缓冲放大器端子OUT处的输出中不包含任何串扰分量。

图7示出了在输入数为二的情形下，通过数值计算获得的频率特性。此外，图7也示出了通过数值计算获得的图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。从连接点之间的电容、连接点和壳体之间的电容以及连接点之间的电阻计算的以下数值被用作数值计算中的参数。

(ω_α/ω_β)＝1.00

α＝0.33

β＝0.33

n＝2

图7是频率特性的曲线图，其中基于ωα的角频率(ω/ωα)被用作变量。在图中，实线代表根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器3的频率特性，并且虚线代表图11中所示的模拟多路复用器的频率特性。在图7中，虽然根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器3的频率特性的曲度(curvature)与图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性的弯曲形状不同，但是在或低于切断频率的通带中，本实施例的电压增益高于图11中所示的模拟多路复用器9的电压增益。从该事实可以理解，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器3的频率特性相对于图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性得到了改善。

接下来，图8示出了随着输入数“n”的增加，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器3的频率特性的变化。此外，图8也示出了图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。图8中，输入数“n”被用作变量，并且图8示出了根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器3和图11中所示的模拟多路复用器9表现的低通特性中的截止角频率的变化。在该曲线图中，角频率被表示为基于ωα的角频率(ω/ωα)。实线代表根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器3的截止角频率，并且虚线代表图11中所示的模拟多路复用器9的截止角频率。在从输入数“n”为2的点至输入数“n”为10的点的范围内，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器3的截止角频率是图11中所示的模拟多路复用器的截止角频率的1.8倍。从该事实可以理解的是，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器3的频率特性在频带方面得到了扩展。

如上所述，在根据本发明的本实施例的模拟多路复用器3中使用继电器的开关中与电极关联的接通电阻值和电容值不与描述的第一示例性实施例的模拟多路复用器1中使用的N沟道MOS晶体管的相同。然而，该频率特性仍能够如在描述的第一示例性实施例的模拟多路复用器1的情形一样得到改善。

此外，在连接点之间断开和闭合的继电器能够处理具有在该继电器能够断开和闭合的电压范围内的任何电压的输入信号。总之，它能够处理高于能够被由N沟道MOS晶体管或P沟道MOS晶体管构成的开关处理的电压范围的电压，因此，它能够处理既不能被上述本发明的第一示例性实施例处理也不能被第二示例性实施例处理的输入电压范围。

[第四实施例]

接下来，在下面解释根据本发明的另一示例性实施例的模拟多路复用器。图9是根据本发明的另一示例性实施例的模拟多路复用器4的电路图。根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器4包括开关部件AMUX4，该开关部件AMUX4执行在输入信号之间的切换；以及缓冲放大器A1，其接收来自开关部件AMUX4的输出，并且放大以及输出接收到的输出。

开关部件AMUX4包括第1至第n(n＝2，3，4，…)输入端子I1至In；第1至第m(m＝2，3，4，…)参考电压输入端子REF1至REFm；第一输出端子O1；第二输出端子O2；连接在输入端子I1至In和第一输出端子O1之间的第1x至第nx开关M1x至Mnx(第一开关部件)；连接在第1至第m参考电压输入端子REF1至REFm和第一输出端子O1之间的第1y至第my虚开关MD1y至MDmy(第三开关部件)；连接在第1至第n输入端子I1至In和第二输出端子O2之间的第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx(第二开关部件)；连接在第1至第m参考电压输入端子REF1至REFm和第二输出端子O2之间的第1y至第my开关M1y至Mmy(第四开关部件)；以及解码器DEC4，其根据从控制输入端子IS接收到的控制信号SEL，控制开关的接通/断开。

将第1至第n输入信号E1至En中的每一个通过第1x至第nx阻抗Z1x和Znx中的对应的一个，输入至开关部件AMUX4的第1至第n输入端子I1至In中的对应的一个。同时，将第1至第m参考电压输入端子REF1至REFm通过第1y至第my阻抗Z1y至Zmy中的对应的一个连接至接地。

缓冲放大器A1接收来自第一输出端子O1的第一输出信号Eo1，并且接收来自第二输出端子O2的第二输出信号Eo2，生成来自第一输出端子O1的输出和来自第二输出端子O2的输出之间的差分电压Eo1-Eo2，将该差分电压放大至足够驱动连接至缓冲放大器输出端子OUT的负载的电平，并且输出该放大的差分电压。

开关部件AMUX4的第1x至第nx开关M1x至Mnx、第1y至第my开关M1y至Mmy、第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx以及第1y至第my虚开关MD1y至MDmy是N沟道MOS晶体管。第1x至第nx开关M1x至Mnx的漏电极以及对应的第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx的漏电极共同连接至对应的第1至第n输入端子I1至In。此外，第1y至第my开关M1y至Mmy的漏电极以及第1y至第my虚开关MD1y至MDmy的漏电极共同连接至第1至第m参考电压输入端子REF1至REFm。第1x至第nx开关M1x至Mnx的源电极以及第1y至第my虚开关MD1y至MDmy的源电极都共同连接至第一输出端子O1。此外，第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx的源电极和第1y至第my开关M1y至Mmy的源电极都共同连接至第二输出端子O2。第1x至第nx开关M1x至Mnx、第1y至第my开关M1y至Mmy、第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx以及第1y至第my虚开关MD1y至MDmy的栅电极分别连接至解码器DEC4的第1x至第nx解码输出S1x至Snx、第1y至第my解码输出S1y至Smy、第1x至第nx钳位输出CL1x至CLnx以及第1y至第my钳位输出CL1y至CLmy。

接下来解释在选择第p(1≤p≤n)输入信号Ep的情形下，根据在图9中所示的本发明的本实施例的模拟多路复用器4的操作。非选择的输入信号、输入端子、开关等用符号“i”(1≤i≤n；i≠p)来表示。解码器DEC4的第1x至第nx解码输出S1x至Snx被控制为使得第px开关Mpx被接通并且，同时，所有第ix开关Mix被断开。第px开关Mpx位于第p输入端子Ip和第一输出端子O1之间，并且当被接通时，其连接在第p输入端子Ip和第一输出端子O1之间。第ix开关Mix连接至非选择的第i(1≤i≤n；i≠p)输入端子。

同时，解码器DEC4的输出S1y至Smy被控制为使得开关Mqx(1≤q≤m)被接通，并且第hy(1≤h≤m；h≠m)开关Mhy被断开。应注意的是，开关Mqy位于第qy阻抗Zqy被连接到的第q参考电压输入端子REFq和第二输出端子O2之间，并且第qy阻抗Zqy具有与连接至第p输入端子Ip的第px阻抗Zpx相同的阻抗。通过接通开关Mqy，第q参考电压输入端子REFq被连接至第二输出端子O2。此外，第hy开关Mhy被连接至非选择的第h参考电压输入端子REFh。

此外，第1x至第nx钳位输出CL1x至CLnx以及第1y至第ny钳位输出CL1y至CLmy被控制为使得第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx以及第1y至第my虚开关MD1y至MDmy分别恒定地处于断开状态。以这种方式，第1x至第nx虚开关MD1x至MDnx以及第1y至第my虚开关MD1y至MDmy组成虚开关电路，无论输入如何切换，该虚开关电路恒定地固定在断开状态中。

在根据图9中所示的本发明的示例性实施例的模拟多路复用器4中，在对应的第1至第n输入端子I1至In处生成第1x至第nx输入端子电压E1x至Enx，其中各个第1至第n输入信号E1至En通过第1x至第nx阻抗Z1x至Znx被提供至对应的第1至第n输入端子I1至In。此外，在对应的第1至第m参考电压输入端子REF1至REFm处生成第1y至第my参考电压输入端子电压E1y至Emy，各个第1至第m参考电压输入端子REF1至REFm通过第1y至第my阻抗Z1y至Zmy连接至接地。此外，处于接通状态的第px开关Mpx和第qy开关Mqy中的每一个能够被图13中所示的等效电路来替换，并且处于断开状态的所有剩余开关中的每一个能够被图14中所示的等效电路来替换。

通过基于上述第1x至第nx输入端子电压E1x至Enx以及第1y至第my参考输入端子电压E1y至Emy，根据其接通/断开状态将所有晶体管开关和虚晶体管开关替换成等效电路，在选择了第p输入端子Ip和第q参考电压输入端子REFq的情形下，第一输出端子O1处的输出信号Eo1和第二输出端子O2处的输出信号Eo2能够分别表示为以下等式(21)和(22)。

$E_{o1}=(H_{1,n+m-1}-H_{2,n+m-1})\·E_{\mathrm{px}}+H_{2,n+m-1}\·(\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{ix}}+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{iy}})---\left(21\right)$

$E_{o2}=(H_{1,n+m-1}-H_{2,n+m-1})\·E_{\mathrm{qy}}+H_{2,n+m-1}\·(\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{ix}}+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{iy}})---\left(22\right)$

在等式中，通过将等式(6)和等式(7)中的“n-1”替换成“n+m-1”，获得等式(21)和(22)的右侧包含的系数，并且分别由以下等式(23)和(24)表示。

$H_{1,n+m-1}=\frac{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\mathrm{\α}}{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\{1+(n+m-1)\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\}}---\left(23\right)$

$H_{2,n+m-1}=\frac{j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\·\mathrm{\β}}{1+j\·(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}})\·\{1+(n+m-1)\·({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\α}}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\β}})\}}---\left(24\right)$

要通过缓冲放大器A1生成的第一输出端子O1处的输出信号Eo1和第二输出端子O2处的输出信号Eo2之间的差分电压Eo1-Eo2根据等式(21)和(22)被表示为以下等式(25)。

E_o1-E_o2＝(H_1，n+m-1-H_2，n+m-1)·(E_px-E_qy)    (25)

在该等式中，第px输入端子电压Epx和第qy参考电压输入端子电压Eqy分别由下列等式(26)和(27)表示。

E_px＝H_5，p·E_p+H_6，p·E_o1+H_7，p·E_o2    (26)

E_qy＝H_8，q·E_o2+H_9，q·E_o1              (27)

等式(26)和(27)中的系数分别由以下等式(28)、(29)、(30)、(31)和(32)来表示。

$H_{5,p}=\frac{R}{R+\{1+j\·\mathrm{\ω}\·(C_a+C_{\mathrm{\β}})\·R\}\·Z_{\mathrm{px}}}---\left(28\right)$

$H_{6,p}=\frac{(1+j\·\mathrm{\ω}\·\mathrm{\α}\·C_a\·R)\·Z_{\mathrm{px}}}{R+\{1+j\·\mathrm{\ω}\·(C_a+C_{\mathrm{\β}})\·R\}\·Z_{\mathrm{px}}}---\left(29\right)$

$H_{7,p}=\frac{j\·\mathrm{\ω}\·\mathrm{\β}\·C_{\mathrm{\β}}\·R\·Z_{\mathrm{px}}}{R+\{1+j\·\mathrm{\ω}\·(C_a+C_{\mathrm{\β}})\·R\}\·Z_{\mathrm{px}}}---\left(30\right)$

$H_{8,q}=\frac{(1+j\·\mathrm{\ω}\·\mathrm{\α}\·C_{\mathrm{\α}}\·R)\·Z_{\mathrm{qy}}}{R+\{1+j\·\mathrm{\ω}\·(C_a+C_{\mathrm{\β}})\·R\}\·Z_{\mathrm{qy}}}---\left(31\right)$

$H_{9,q}=\frac{j\·\mathrm{\ω}\·\mathrm{\β}\·C_{\mathrm{\β}}\·R\·Z_{\mathrm{qy}}}{R+\{1+j\·\mathrm{\ω}(C_{\mathrm{\α}}+C_{\mathrm{\β}})\·R\}\·Z_{\mathrm{qy}}}---\left(32\right)$

应注意的是，由于所述阻抗被确定为使得连接至第p输入端子Ip的第px阻抗Zpx等于连接至第q参考电压输入端子REFp的第qy阻抗Zqy，因此，下列等式(33)和(34)被满足。

H_6，p＝H_9，q    (33)

H_7，p＝H_8，q    (34)

通过使用等式(33)和(34)重写等式(25)，获得下面的等式(35)。与第p输入信号Ep相乘的系数表示在通过第px阻抗Zpx提供输入信号的情形下，从输入到缓冲放大器输出端子OUT的频率特性。此外，由于等式(35)的右侧不包含通过第ix阻抗Zix提供至非选择第i输入端子Ii(i≠p)的输入信号Ei，因此来自缓冲放大器A1的输出不包含任何串扰分量。

$E_{o1}-E_{o2}=\frac{(H_{1,n+m-1}-H_{2,n+m-1})\·H_{5,p}}{1-(H_{1,n+m-1}-H_{2,n+m-1})\·(H_{6,p}-H_{7,p})}\·E_p---\left(35\right)$

接下来，图10示出在输入数是三的情形下通过数值计算获得的从输入到输出端子OUT的频率特性。此外，图10还示出了通过数值计算获得的图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。将从N沟道MOS晶体管的端子之间的电气特性提取的值用作在数值计算中的参数。此外，在假设参考电压输入端子数“m”为二，并且连接至输入端子和参考电压输入端子的阻抗是纯电阻，并且它们的值是开关的接通电阻的0.3倍的情况下进行所述计算。

(ω_α/ω_β)＝0.54

α＝0.49

β＝0.08

Z_k/R＝0.3

n＝3

m＝2

图10是频率特性的曲线图，其中基于ωα的角频率(ω/ωα)被用作变量。在图中，实线代表根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器4的频率特性，并且虚线代表图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性。在图10中，虽然根据本发明的本示例性实施例的模拟多路器4的频率特性的曲度与图11所示的模拟多路复用器的频率特性的弯曲形状不同，但在或低于截止频率的通带中，本实施例的电压增益高于图11中所示的模拟多路复用器9的电压增益。从该事实可以理解，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器4的频率特性，相对于图11中所示的模拟多路复用器9的频率特性，得到了改善。

总之，连接至模拟多路复用器的输入的信号源的输出阻抗不是“0”。然而，根据本发明的本示例性实施例的模拟多路复用器4能够通过连接与在参考电压输入端子和接地之间的信号源的阻抗相同的阻抗，而完全消除串扰分量。

在模拟多路复用器4的输入由具有不同输出阻抗的多个信号源构成的情况下，提供与那些输出阻抗的类型的数目相同数目的参考电压输入端子，并且根据所选择的信号源的输出阻抗切换连接至参考电压输入端子的阻抗，从而能够完全消除串扰。此外，即使在仅连接一个信号源的情形下，如果其输出阻抗能够在若干不同值之间切换，则参考电压输入端子的数目被增加至那些阻抗值的数目，并且根据信号源的输出阻抗切换连接至参考电压输入端子的阻抗，从而能够完全消除串扰。此外，即使在只连接一个信号源的情形下，如果能够以连续的方式改变其输出的输出阻抗，那么连接至对应的参考电压输入端子的阻抗可以被替换成可变阻抗。

此外，在本发明的本示例性实施例中，阻抗可以不仅包括纯电阻分量，也可以包括容抗或者感抗分量。

[其他示例性实施例]

虽然已经结合特定电路构造解释了上述示例性实施例，但本发明不限于上述构造。也可以采用除上述示例性实施例以外的任何构造，只要被假设为具有通过图1中所示的第一至第四开关部件11至14实现的功能的开关电路部件具有能够实现以下功能的构造。

例如，开关电路部件可以由第一开关电路部件和第二开关电路部件构成。第一开关电路部件包括开关，其中的每一个连接在多个输入端子的对应的一个和第一输出端子之间。该第一开关电路部件连接在输入端子和第一输出端子之间以及在参考电压输入端子和第一输出端子之间。第一开关电路部件生成第一输出信号，该第一输出信号包含由开关基于控制信号所选择的输入信号以及在多个输入端子和第一输出端子之间以及参考电压输入端子和第一输出端子之间引起的串扰分量，并且将生成的第一输出信号输出至第一输出端子。第二开关电路部件连接在多个输入端子和第二输出端子之间以及在参考电压输入端子和第二输出端子之间。通过使用在多个输入端子和第二输出端子之间以及在参考电压输入端子和第二输出端子之间引起的串扰分量，第二开关电路部件生成第二输出信号，该第二输出信号包含与第一输出信号中所包含的串扰分量相同的分量，并且将该生成的第二输出信号输出至第二输出端子。应注意的是，参考电压端子的数目可以是一个或多于一个。

唯一的要求是，在第一开关电路部件和第二开关电路部件之间的串扰分量变成相同，并且在第一开关电路部件中一个开关位于输入端子中的每一个和第一输出端子之间。如果这些要求被满足，可以通过除了上述示例性实施例以外的任何构造，实现第一开关电路部件和第二开关电路部件。在描述的第一示例性实施例中，如图1中所示的方面，其中，第一开关电路部件由第一开关部件11和第三开关部件13实现，并且第二开关电路部件由第二开关部件12和第四开关部件14实现。

应注意的是，不仅N沟道MOS晶体管，而且P沟道MOS晶体管，或甚至N沟道MOS晶体管和P沟道MOS晶体管的并联电路能够用作在用于在根据本发明的示例性实施例的模拟多路复用器中使用的开关。此外，在连接点之间机械地断开和闭合的继电器也可以被用作开关。

如到目前为止已经描述的，在根据本发明的示例性实施例中，位于多个输入端子中的每一个和输出端子之间并且被用于切换输入的开关的数目是一。此外，提供了由分别连接在各个输入端子和第二输出端子、第一输出端子和参考电压输入端子之间以及第二输出端子和参考电压输入端子之间的开关所构成的虚电路，以输出第一输出端子和第二输出端子之间的差分电压，从而消除在输出处引起的串扰分量。因此，能够在频带方面扩展输入和输出之间的频率特性。

此外，本领域的技术人员能够根据需要组合上述示例性实施例。

应注意的是，本发明不限于上述示例性实施例。在不脱离本发明范围的情况下，本领域的技术人员能够容易地对上述示例性实施例的每个组件进行修改、增加、和变换。

虽然已经结合几个示例性实施例对本发明进行了描述，但是本领域的技术人员应当了解，在本申请的权利要求的精神和范围内，能够利用各种修改实践本发明，并且本发明不限于上述示例。

此外，权利要求的范围不受上述示例性实施例的限制。

此外，应注意的是，本申请人的目的是涵盖所有权利要求元素的等价内容，即使在以后的审查期间进行了修改。

Claims (20)

1.一种模拟多路复用器，包括：

多个输入端子；

至少一个参考电压输入端子；

第一输出端子；

第二输出端子；

第一开关部件，所述第一开关部件包括多个开关，所述多个开关连接在各个输入端子和所述第一输出端子之间，并且被构造成基于控制信号，在所述多个输入端子中的一个和所述第一输出端子之间建立传导状态；

第二开关部件，所述第二开关部件包括多个开关，所述多个开关连接在各个输入端子和所述第二输出端子之间，并且被设置成非传导状态；

第三开关部件，所述第三开关部件包括至少一个开关，所述至少一个开关连接在所述参考电压输入端子和所述第一输出端子之间，并且被设置成非传导状态；

第四开关部件，所述第四开关部件包括至少一个开关，所述至少一个开关连接在所述参考电压输入端子和所述第二输出端子之间，并且被设置成传导状态；以及

输出部件，所述输出部件输出所述第一输出端子和第二输出端子之间的差分电势。

2.根据权利要求1所述的模拟多路复用器，其中：

所述第一输出端子将包含来自所述多个输入端子的一个选择的输入信号和串扰分量的第一输出信号输出至所述第一输出端子；以及

所述第二输出端子输出包含与所述串扰分量相同的分量的第二输出信号。

3.根据权利要求1所述的模拟多路复用器，其中，如果所述多个输入端子的数目是“n”，其中n≥2，则：

所述第一开关部件包括n个开关，所述n个开关中的每一个各自连接在所述输入端子中的一个和所述第一输出端子之间；以及

所述第二开关部件包括n个开关，所述n个开关中的每一个各自连接在所述输入端子中的一个与所述第二输出端子之间。

4.根据权利要求2所述的模拟多路复用器，其中，如果所述多个输入端子的数目是“n”，其中n≥2，则：

所述第一开关部件包括n个开关，所述n个开关中的每一个各自连接在所述输入端子中的一个与所述第一输出端子之间；以及

所述第二开关部件包括n个开关，所述n个开关中的每一个各自连接在所述输入端子中的一个与所述第二输出端子之间。

5.根据权利要求1所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由N沟道MOS晶体管形成。

6.根据权利要求2所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由N沟道MOS晶体管形成。

7.根据权利要求3所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由N沟道MOS晶体管形成。

8.根据权利要求4所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由N沟道MOS晶体管形成。

9.根据权利要求1所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由P沟道MOS晶体管形成。

10.根据权利要求2所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由P沟道MOS晶体管形成。

11.根据权利要求3所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由P沟道MOS晶体管形成。

12.根据权利要求4所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由P沟道MOS晶体管形成。

13.根据权利要求1所述的模拟多路复用器，其中通过并联连接N沟道MOS晶体管和P沟道MOS晶体管形成所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的每一个开关。

14.根据权利要求2所述的模拟多路复用器，其中通过并联连接N沟道MOS晶体管和P沟道MOS晶体管形成所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的每一个开关。

15.根据权利要求3所述的模拟多路复用器，其中通过并联连接N沟道MOS晶体管和P沟道MOS晶体管形成所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的每一个开关。

16.根据权利要求1所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由继电器形成。

17.根据权利要求2所述的模拟多路复用器，其中在所述第一开关部件、所述第二开关部件、所述第三开关部件以及所述第四开关部件中包括的开关由继电器形成。

18.根据权利要求1所述的模拟多路复用器，还包括m个类型的阻抗，m≥1，其中：

所述输入端子中的每一个通过所述m个类型的阻抗之一接收输入信号；

所述至少一个参考电压输入端子包括m个参考电压输入端子，所述m个参考电压输入端子中的每一个通过不同类型的阻抗连接至接地；

所述第三开关部件包括在所述m个参考电压输入端子和所述第一输出端子之间连接的m个开关；以及

所述第四开关部件包括在所述m个参考电压输入端子和所述第二输出端子之间连接的m个开关。

19.一种模拟多路复用器，包括：

多个输入端子；

至少一个参考电压输入端子；

第一输出端子；

第二输出端子；

第一开关电路部件，所述第一开关电路部件包括开关，所述开关中的每一个各自连接在所述多个输入端子中的一个和所述第一输出端子之间，所述第一开关电路部件被构造成生成第一输出信号，所述第一输出信号包含由所述开关基于控制信号选择的输入信号和在所述多个输入端子和所述第一输出端子之间以及在所述至少一个参考电压输入端子和所述第一输出端子之间引起的串扰分量，并且将生成的第一输出信号输出至所述第一输出端子；

第二开关电路部件，所述第二开关电路部件通过使用在所述多个输入端子和所述第二输出端子之间以及在所述至少一个参考电压输入端子和所述第二输出端子之间引起的串扰分量生成第二输出信号，所述第二输出信号包含与在所述第一输出信号中包含的所述串扰分量相同的分量，并且将生成的第二输出信号输出至所述第二输出端子；以及

输出部件，所述输出部件输出所述第一输出端子和所述第二输出端子之间的差分电势。

20.一种生成模拟多路复用器的选择信号的方法，所述模拟多路复用器包括多个输入端子、至少一个参考电压输入端子、第一输出端子以及第二输出端子，所述方法包括：

通过开关基于控制信号选择输入信号，所述开关中的每一个各自连接在所述多个输入端子中的一个和所述第一输出端子之间；

生成第一输出信号，所述第一输出信号包括选择的输入信号以及在所述多个输入端子与所述第一输出端子之间以及在所述至少一个参考电压输入端子与所述第一输出端子之间引起的串扰分量，并且将生成的第一输出信号输出至所述第一输出端子；

通过使用在所述多个输入端子和所述第二输出端子之间以及在所述至少一个参考电压输入端子和所述第二输出端子之间引起的串扰分量生成第二输出信号，所述第二输出信号包含与所述第一输出信号中包含的所述串扰分量相同的分量，并且将生成的第二输出信号输出至所述第二输出端子；以及

输出所述第一输出端子和所述第二输出端子之间的差分电势。

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