CN101517892A - 高次谐波处理电路以及使用了它的放大电路 - Google Patents

高次谐波处理电路以及使用了它的放大电路 Download PDF

Info

Publication number
CN101517892A
CN101517892A CNA2007800358113A CN200780035811A CN101517892A CN 101517892 A CN101517892 A CN 101517892A CN A2007800358113 A CNA2007800358113 A CN A2007800358113A CN 200780035811 A CN200780035811 A CN 200780035811A CN 101517892 A CN101517892 A CN 101517892A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
distributed constant
high order
order harmonic
harmonic component
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2007800358113A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101517892B (zh
Inventor
石川亮
本城和彦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
University of Electro Communications NUC
Original Assignee
University of Electro Communications NUC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by University of Electro Communications NUC filed Critical University of Electro Communications NUC
Publication of CN101517892A publication Critical patent/CN101517892A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101517892B publication Critical patent/CN101517892B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/601—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators using FET's, e.g. GaAs FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/212—Frequency-selective devices, e.g. filters suppressing or attenuating harmonic frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
    • H01P5/022—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions
    • H01P5/028—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions between strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/191—Tuned amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/108—A coil being added in the drain circuit of a FET amplifier stage, e.g. for noise reducing purposes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/222—A circuit being added at the input of an amplifier to adapt the input impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/255—Amplifier input adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/423—Amplifier output adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/75—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier stage being a common source configuration MOSFET

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本发明提供可实现电路的小型化的高频处理电路以及使用了它的放大电路。包括第1阻抗调整单元和第2阻抗调整单元。第1阻抗调整单元包括耦合分布常数线路(CT)。耦合分布常数线路(CT)是被输入放大用晶体管(S)的输出的线路，并且具有所述放大用晶体管(S)的输出中的基波的波长(λ)的1/4的长度。并且，第1阻抗调整单元将对于偶数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大或者零中的一个。第1阻抗调整单元和第2阻抗调整单元将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大或者零中的另一个。

Description

高次谐波处理电路以及使用了它的放大电路
技术领域
本发明涉及高次谐波处理电路以及使用了它的放大电路。
背景技术
当前，由便携式电话所代表的移动终端在急速地普及，为了可进行更长时间的电池动作，要求构成部件进一步低功耗化。此外，卫星/宇宙通信装置中低功耗动作也同样是必要条件。其中，微波发送单元的功率放大器的消耗功率占整体的十分之几左右，因此该功率放大器的高效率化成为实现装置的进一步长时间动作的关键。已知微波功率放大器的高效率化可通过进行高次谐波处理来实现。
作为高效率的微波功率放大器，以往开始已知F级放大器。其将流入放大用晶体管的输出侧的电流波形由基波+偶数次高次谐波分量构成，而将晶体管的输出端子上的电压波形由基波+奇数次高次谐波分量构成。由此，消除晶体管内的电流波形和电压波形的重叠从而能够抑制功率损耗。作为使用了在高频中也可适用的分布常数线路的F级放大电路，存在下述专利文献1和2所记载的电路。并且，在下述专利文献2中表示了，在一定的规则下，可以省略一部分短截线(stub)的设置。
但是，在这些技术中，基本需要根据应处理的高次谐波的次数来设置短截线。若能够进一步削减应设置的短截线的数量，则可实现电路的进一步小型化和简化。
另一方面，近年来提出了进行与前述的F级放大器不同的高次谐波处理的逆F级放大器。在逆F级放大器中，将流入放大用晶体管的输出侧的电流波形由基波+奇数次高次谐波分量构成，而将晶体管的输出端子上的电压波形由基波+偶数次高次谐波分量构成。由此，消除晶体管内的电流波形和电压波形的重叠从而能够抑制功率损耗(参照下述非专利文献1)。此外，对于逆F级放大器，进行使用外部调谐器调整至3次高次谐波的验证实验(参照下述非专利文献2)。虽然也依赖于动作条件，但认为通过使用逆F级放大器，可实现比F级更高效率的功率放大(参照下述非专利文献3)。
为了获得前述的逆F级动作中的电压波形，在放大用晶体管的输出端子中，将对于奇数次高次谐波的负载阻抗设为零即可。此外同样地，为了获得电流波形，将对于偶数次高次谐波的负载阻抗设为无限大即可。
为了实现这样的逆F级放大器，例如有下述专利文献3所示那样，将基于福斯特的第1方法或者第2方法在各个高次谐波中设定了极点和零点的两个电抗电路网与放大用晶体管的输出端子串联连接和并联连接的方法。这样，可实现对于高次谐波的增加交替地重复无限大和零的负载阻抗。
但是，伴随近年的无线通信的高频化，例如以6GHz动作的放大器的情况下，第7次高次谐波的频率为42GHz。存在以该频带动作的放大用晶体管。但是，若达到42GHz左右，则会大大超出电抗元件的自谐振频率。因此，在动作频率高时，通过下述专利文献3的方法来实现逆F级动作比较困难。
另一方面，关于F级的放大器，提出了通过使用在高频中也可适用的分布常数线路，从而可得到期望的阻抗条件的电路(参照下述专利文献1以及2)。但是，该方法是对F级动作特制的，即使调整该电路也无法得到逆F级放大电路。
从而，对于逆F级放大器，若能够提供使用了分布常数线路的高次谐波处理电路，则能够提供在高频中也可动作的逆F级放大器。
专利文献1：(日本)特开2001-111362号公报
专利文献2：(日本)特开2003-234626号公报
专利文献3：(日本)特开2005-117200号公报
非专利文献1：A.Inoue，et al.，“Analysis of class-F and inverse class-Famplifiers”，IEEE MTT-S Int.Microwave Symp.Dig.，Boston，MA Jun.2000，pp.775-778.
非专利文献2：C.J.Wei，et al.，“Analysis and experimental waveform studyon inverse class-F mode of microwave power FETs”，IEEE MTT-S Int.Microwave Symp.Dig.，Boston，MA Jun.2000，pp.525-528.
非专利文献3：Y.Y.Woo，et al.，“Analysis and experiments forhigh-efficiency class-F and inverse class-F power amplifiers”，IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，vol.54，no.5，pp.1969-1974，May 2006.
发明内容
发明要解决的课题
本发明是鉴于上述那样的状况而完成的。
本发明的第1目的在于，提供可实现电路的小型化的高频处理电路以及使用了它的放大电路。
本发明的第2目的在于，提供关于作为高效率功率放大器所知的F级或者逆F级放大器，原理上可实现无限次的高次谐波处理的高频处理电路以及使用了它的放大电路。
本发明的第3目的在于，提供可在微波频带或毫米波频带那样的高频区域中动作的逆F级放大器用的高次谐波处理电路以及使用了它的放大电路。
本发明的第4目的在于，提供不破坏对于全部高次谐波的负载阻抗条件就能够调整对于基波的负载阻抗的逆F级放大器用的高次谐波处理电路以及使用了它的放大电路。
用于解决课题的方案
本发明可作为以下的项目所记载的内容来表现。
(项目1)
项目1的高次谐波处理电路连接在放大器的输出端子和负载电阻之间，是用于处理在所述放大器的输出端子上呈现的高次谐波的电路。该电路包括第1阻抗调整单元和第2阻抗调整单元。所述第1阻抗调整单元包括耦合分布常数线路。所述耦合分布常数线路是被输入所述放大器的输出的线路，并且具有所述放大器的输出中的基波的波长(λ)的1/4的长度。并且，所述第1阻抗调整单元的结构为，将对于偶数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大或者零中的一个。所述第1阻抗调整单元和所述第2阻抗调整单元的结构为，将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大或者零中的另一个。
(项目2)
项目2的高次谐波处理电路在项目1所记载的高次谐波处理电路中，所述第1阻抗调整单元的结构为，将对于偶数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大，此外，所述第1阻抗调整单元和所述第2阻抗调整单元的结构为，将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为零。并且，所述第2阻抗调整单元具有：与所述耦合分布常数线路的输出端子连接，且具有基波的波长(λ)的1/4的长度的λ/2形成用的分布常数线路；以及与所述λ/2形成用的分布常数线路的输出端子相互并联连接的多个终端开路分布常数线路。所述多个终端开路分布常数线路分别具有由L＝λ/(4m)(其中，λ是基波的波长，m是1以外的正奇数)表示的线路长度L。
(项目3)
项目3的高次谐波处理电路在项目1所记载的高次谐波处理电路中，所述第1阻抗调整单元的结构为，将对于偶数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为零。此外，所述第1阻抗调整单元和所述第2阻抗调整单元的结构为，将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大。并且，所述第2阻抗调整单元具有：与所述耦合分布常数线路的输出端子相互并联连接的多个终端开路分布常数线路。所述多个终端开路分布常数线路分别具有由L＝λ/(4m)(其中，λ是基波的波长，m是1以外的正奇数)表示的线路长度L。
(项目4)
项目4的高次谐波处理电路在项目2所记载的高次谐波处理电路中，还具有：与所述λ/2形成用的分布常数线路的输出端子连接，并对所述放大器的输出端子中的基波的电抗分量进行补偿的补偿用分布常数线路。
(项目5)
项目5的高次谐波处理电路在项目2所记载的高次谐波处理电路中，还具有：与所述λ/2形成用的分布常数线路的输出端子连接，并对所述放大器的输出端子中的基波的电抗分量进行补偿的电抗元件。
(项目6)
在项目6的放大电路中，项目1至5的任一项所述的高次谐波处理电路中的所述耦合分布常数线路的输入端子与所述放大器的输出端子连接。
(项目7)
项目7的放大电路在项目6所记载的放大电路中，作为所述放大器使用放大用晶体管。
(项目8)
项目8的放大电路在项目6所记载的放大电路中，作为所述放大器使用负电阻两端子放大元件。
发明效果
根据项目1所记载的发明，可通过耦合分布常数线路来处理偶数次高次谐波，因此不必为处理偶数次高次谐波而设置单独的短截线。因此，根据该发明，可将用于F级或者逆F级的高次谐波处理电路小型化。
在项目2所记载的发明中，通过设置用于处理m次的高次谐波(但m是1以外的正奇数)的终端开路分布常数线路，可以处理该m次的高次谐波。因此，根据该发明，关于作为高效率功率放大器的逆F级放大器，能够提供原理上可实现无限次的高次谐波处理的高频处理电路。此外，根据该发明，能够提供可在微波频带或毫米波频带那样的高频区域中动作的逆F级放大器用的高次谐波处理电路。并且，根据该发明，能够提供不破坏对于全部高次谐波的负载阻抗条件就能够调整对于基波的负载阻抗的逆F级放大器用的高次谐波处理电路。
根据项目3所记载的发明，通过设置用于处理m次的高次谐波(但m是1以外的正奇数)的终端开路分布常数线路，可以处理该m次的高次谐波。因此，根据该发明，关于作为高效率功率放大器所知的F级放大器，能够提供原理上可实现无限次的高次谐波处理的高频处理电路。
根据项目4或5所记载的发明，能够调整对于基波(例如1.9GHz)的负载阻抗的电抗分量而不对高次谐波的特性产生影响。
根据项目6所记载的发明，能够实现F级或者逆F级放大电路的小型化。
附图说明
图1是表示本发明第1实施方式的高次谐波处理电路的图。
图2是表示使用了图1的高次谐波处理电路的逆F级放大电路的图。
图3是表示图1的高次谐波处理电路的负载阻抗特性的曲线。
图4是表示使用了图1的高次谐波处理电路的放大电路的特性的曲线。在图中纵轴表示漏极电流端子中的电流特性(mA)以及电压特性(V)。
图5是表示图4所示的逆F级动作中的输出电压(dBm)和附加功率效率即PAE(％)的曲线。
图6是表示本发明第2实施方式的高次谐波处理电路的图。
图7是表示使用了图6的高次谐波处理电路的F级放大电路的图。
图8是表示图6的高次谐波处理电路的负载阻抗特性的曲线。
图9是表示使用了图6的高次谐波处理电路的放大电路的特性的曲线。在图中纵轴表示漏极电流端子中的电流特性(mA)以及电压特性(V)。
图10是表示图9所示的F级动作中的输出电压(dBm)和附加功率效率即PAE(％)的曲线。
图11(a)和图11(b)是理想的F级以及逆F级放大器中的晶体管内的电流波形以及电压波形的概略图，图11(c)是说明获取晶体管中的电流以及电压的方法的说明图。
图12是表示将具有基波的1/4波长的长度的分布常数线路的终端短路或者开路时的基波、2倍波、3倍波的驻波的情况的说明图，图12(a)是分布常数线路的终端短路的情况，图12(b)是终端开路的情况。
图13是表示在图12(a)以及图12(b)所示的各个线路的输入端中的阻抗频率特性的曲线。
图14是表示以往的F级放大器用高次谐波处理电路(仅高次谐波处理部分)的电路图。
图15是耦合分布常数线路的概略图。
图16是表示图15所示的耦合分布常数线路的通过特性的曲线。
图17是表示输出侧通过50Ω的负载电阻被终端的耦合分布常数线路的电路图。
图18是表示图17所示的耦合分布常数线路的输入阻抗频率特性的曲线。
图19是表示逆F级(图a)以及F级(图b)放大器用高次谐波处理电路的结构的图。
图20是表示在图19所示的电路的输出上连接了50Ω的负载电阻时的输入阻抗频率特性的曲线。
图21是表示晶体管的直流电流电压特性的曲线。
图22是表示图1所示的负载电路的负载阻抗的实测值的曲线。
图23是表示在图22所示的实验例中使用的负载电路的概略结构的斜视图。
图24是沿图23的X-X线的主要部分的放大截面图。
标号说明
CT耦合分布常数线路
C1·C2隔直用电容器
Tλ/2形成用的分布常数线路
Tm m次高次谐波处理用的终端开路分布常数线路(其中m是3以上的奇数)
T*基波电抗调整用的终端开路分布常数线路
Ti1·Ti2输入匹配用的分布常数线路
Ro负载电阻
S放大器(放大用晶体管)
Vg·Vdd电源电压
具体实施方式
(第1实施方式的结构：逆F级)
参照图1～图5说明本发明第1实施方式的高次谐波处理电路(负载电路)。首先，基于图1说明该负载电路的结构。该负载电路连接在放大用晶体管(后述)的输出端子和负载电阻Ro之间。该负载电路包括耦合分布常数线路CT、λ/2形成用的分布常数线路T、多个终端开路分布常数线路T3～Tn、电抗补偿用终端开路分布常数线路T*作为主要结构。
耦合分布常数线路CT的输入端子c与放大用晶体管的输出端子连接。耦合分布常数线路CT的长度具有放大用晶体管的输出中的基波的波长(λ)的1/4的长度。具体地说，在该实施方式中的耦合分布常数线路CT由两条平行的分布常数线路CT1以及CT2构成，各自的分布常数线路具有λ/4的长度。
λ/2形成用的分布常数线路T的输入侧与耦合分布常数线路CT的输出端子b串联连接。分布常数线路T的输出侧与负载电阻Ro(在该例子中为50Ω)串联连接。分布常数线路T的长度被设为与耦合分布常数线路CT相同(即λ/4)。由此，将耦合分布常数线路CT和分布常数线路T相加的长度成为λ/2。
多个终端开路分布常数线路T3～Tn(在图中到T7为止)相互并联地与分布常数线路T的输出端子a连接。这里，n是1以外的正奇数。这些终端开路分布常数线路T3～Tn(一般用Tm表示)的各自的线路长度L被设为，
L＝λ/(4m)(其中，m＝3，5，7，...，n)。
并且，在本实施方式中，多个终端开路分布常数线路T3～Tn并非都连续设置。即，在本实施方式中，在“具有与由m＝pk(其中，p和k是1以外的正奇数)表示的m对应的线路长度的终端开路分布常数线路T3～Tn”中，省略了其中一个或者全部的配置。这里，“省略”意味着没有设置。例如，作为p＝3且k＝3的情况，可以省略T9。此外，k意味着实际被设置的Tk中的k。因此，在设置了T3时，若设p＝3，则意味着省略T9。p只要满足上述条件，就能够任意设定。关于该省略，在所述专利文献2中也表示了同样的想法。但是，在本实施方式中，与专利文献2的技术的区别在于，基本上能够全部除去对于偶数次高次谐波的线路。另外，原理上能够省略的终端开路分布常数线路(例如上述的T9的线路)在实际中可以设置。即，能够省略的线路不一定要在实际中省略。
下面，基于图2说明使用了本实施方式的负载电路的放大电路的例子。在该例子中，在放大用晶体管S的输出端子上连接了耦合分布常数线路CT的输入端子c。此外，在信号输入端子IN之后连接了隔直用的耦合电容器C1。并且，晶体管S中被提供了电源电压Vg和Vdd。此外，图2中标号Ti1和Ti2表示输入匹配用的分布常数线路。
(第1实施方式的动作)
下面，说明本实施方式的负载电路的动作(逆F级动作)。
首先，在相对基波具有λ/4的长度的耦合分布常数线路CT中，在两终端开路时，在输入输出的两个连接部分中得到驻波，使得对于偶数次高次谐波为开路状态，对于奇数次高次谐波为短路状态。这时，在两线路内的驻波分布相同的偶数次高次谐波中，由于在线路之间没有电位差因而不会产生耦合。因此，从输入看来是成为简单的λ/4的终端开路分布常数线路，而在从晶体管输出端子侧看向负载侧时，对于偶数次高次谐波实质上成为无限大的负载阻抗。这里，“实质性”意味着“在电路的动作所需的程度上”。以后也是同样。
另一方面，在两线路内的驻波分布反相的奇数次高次谐波中产生强耦合，并根据线路的特性阻抗从输入被传输到输出。这时，该耦合分布常数线路CT作为相对基波具有λ/4的长度的一个分布常数线路来动作。
与耦合分布常数线路CT的输出侧连接的、相对基波具有λ/4的长度的分布常数线路T，可以将其与耦合分布常数线路CT一并作为具有λ/2的长度的分布常数线路来考虑。这时，通过与分布常数线路T的输出侧连接的、相对各个奇数次高次谐波的波长λ具有λ/4的长度的多个终端开路分布常数线路T3～Tn，在分布常数线路T的输出点，对于奇数次高次谐波成为短路状态。因此，在从晶体管输出端子侧看向负载侧时，对于奇数次高次谐波实质上成为零的负载阻抗。另外，在后面叙述有关本实施方式的电路的详细的动作。
在本实施方式的电路中，可通过耦合分布常数线路CT来处理偶数次高次谐波，因此不必为处理偶数次高次谐波而设置单独的短截线。因此，根据该电路，可将用于逆F级动作的高次谐波处理电路小型化。
在本实施方式的电路中，通过设置用于处理m次的高次谐波(但m是1以外的正奇数)的终端开路分布常数线路Tm，可以处理该m次的高次谐波。因此，根据该电路，关于作为高效率功率放大器的逆F级放大器，能够提供原理上可实现无限次的高次谐波处理的高次谐波处理电路。但是，理所当然的是，实际上只要设置直到与需要处理的次数对应的终端开路分布常数线路Tm即可。即，实际上将终端开路分布常数线路Tm设置到几个，是通过高次谐波处理需要到哪一次数为止来决定。根据本实施方式的电路，具有就算需要处理的次数变高，原理上也可应对的优点。
此外，根据该电路，不需要使用上述的专利文献3所记载的那样的电抗电路网，因此能够提供可在微波频带或毫米波频带那样的高频区域中动作的逆F级放大器用的高次谐波处理电路。
此外，通过在分布常数线路T的输出侧连接电抗补偿用的终端开路分布常数线路T*，能够调整对于基波(例如1.9GHz)的负载阻抗的电抗分量而不对高次谐波的特性产生影响。此外，通过将耦合分布常数线路CT以及分布常数线路T的特性阻抗也一并调整，可实现负载阻抗的最佳化。即，根据该电路，能够提供不破坏对于全部高次谐波的负载阻抗条件就能够调整对于基波的负载阻抗的逆F级放大器用的高次谐波处理电路。
图3表示本实施方式的负载电路的负载阻抗特性。负载阻抗对于偶数次高次谐波变得非常大(即，实质上成为无限大)，对于奇数次高次谐波成为零。因此，根据本实施方式的电路，可进行逆F级的放大动作。图3所示的特性是通过计算来求，其条件如下。
(计算条件)
●耦合分布常数线路CT
平衡模式特性阻抗：252Ω
不平衡模式特性阻抗：32Ω
●分布常数线路T
特性阻抗：30Ω
●奇数次高次谐波处理用-终端开路分布常数线路
特性阻抗：50Ω
●基波电抗调整用-终端开路分布常数线路
特性阻抗：50Ω
电长度(相对基波)：120°
●负载电阻：50Ω
将本实施方式的负载电阻应用到了下述条件的放大用晶体管S。条件如下：
饱和漏极电流：60mA，
阈值电压：-0.9V，
电源电压：3.4V，
最大振荡频率fmax：70GHz，
结构：异质结FET
通过谐波平衡模拟器(harmonic balance simulator)来计算这时的漏极电流端子中的电压和电流特性。图4表示其结果。瞬时电压和瞬时电流的重叠几乎消失，实现与理想的逆F级动作相近的动作。图5表示这时的附加功率效率(Power-added Efficiency，PAE)。从该图可知，PAE超过90％。另外，在该图中，Pout表示在负载电阻中所得到的输出功率。
在第1实施方式中，由上述的动作说明可知，耦合分布常数线路CT构成将对于偶数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大的第1阻抗调整单元。
此外，在第1实施方式中，λ/2形成用的分布常数线路T和多个终端开路分布常数线路Tm构成将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为零的第2阻抗调整单元。另外，由上述的动作说明可知，构成第1阻抗调整单元的耦合分布常数线路CT也对发挥将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为零的功能起作用。因此，在本实施方式中，通过第1阻抗调整单元和第2阻抗调整单元调整奇数次高次谐波。
(第2实施方式的结构：F级)
接着，参照图6～图10说明本发明第2实施方式的高次谐波处理电路(负载电路)。在本实施方式的说明中，对于与上述的第1实施方式中的结构要素基本通用的要素使用相同的标号从而简化说明。
首先，基于图6说明该负载电路的结构。该负载电路连接在放大用晶体管(后述)的输出端子和负载电阻Ro之间。该负载电路中作为主要的结构包括耦合分布常数线路CT、多个终端开路分布常数线路T3～Tn、电抗补偿用终端开路分布常数线路T*。
耦合分布常数线路CT的输入端子c与放大用晶体管的输出端子连接。耦合分布常数线路CT的长度具有放大用晶体管的输出中的基波的波长(λ)的1/4的长度。该结构与第1实施方式相同。但是，在第2实施方式中，构成耦合分布常数线路CT的分布常数线路CT1以及CT2分别被终端短路(参照图6)。
多个终端开路分布常数线路T3～Tn(在图中到T7为止)相互并联地与耦合分布常数线路CT的输出端子d连接。这里，n是1以外的正奇数。这些终端开路分布常数线路T3～Tn(一般用Tm表示)的各自的线路长度L被设为，
L＝λ/(4m)(其中，m＝3，5，7，...，n)。
并且，在本实施方式中，多个终端开路分布常数线路T3～Tn并非都连续设置。即，在本实施方式中，在“具有与由m＝pk(其中，p和k是1以外的正奇数)表示的m对应的线路长度的终端开路分布常数线路T3～Tn”中，省略了其中一个或者全部的配置。这里，“省略”意味着没有设置。例如，作为p＝3且k＝3的情况，可以省略T9。此外，k意味着实际被设置的Tk中的k。因此，在设置了T3时，若设p＝3，则意味着省略T9。p只要满足上述条件，就能够任意设定。关于该省略，在所述专利文献2中也表示了同样的想法。但是，在本实施方式中，与专利文献2的技术的区别在于，基本上能够全部除去对于偶数次高次谐波的线路。另外，原理上能够省略的终端开路分布常数线路(例如上述的T9的线路)在实际中可以设置。即，能够省略的线路不一定要在实际中省略。
下面，基于图7说明使用了本实施方式的负载电路的放大电路的例子。在该例子中，在放大用晶体管S的输出端子上连接了耦合分布常数线路CT的输入端子c。此外，在信号输入端子IN之后连接了隔直用的耦合电容器C1。并且，在耦合分布常数线路CT中的输入侧的分布常数线路CT1的终端侧连接了隔直用的耦合电容器C2。此外，晶体管S中被提供了电源电压Vg和Vdd。此外，图7中标号Ti1和Ti2表示输入匹配用的分布常数线路。
(第2实施方式的动作)
下面，说明本实施方式的负载电路的动作(F级动作)。
首先，在相对基波具有λ/4的长度的耦合分布常数线路CT中，在两终端短路时，在输入输出的两个连接部分中得到驻波，使得对于偶数次高次谐波为短路状态，对于奇数次高次谐波为开路状态。这时，在两线路内的驻波分布相同的偶数次高次谐波中，由于在线路之间没有电位差因而不会产生耦合。因此，从输入看来是成为简单的λ/4的终端短路分布常数线路，而在从晶体管输出端子侧看向负载侧时，对于偶数次高次谐波实质上成为零的负载阻抗。
另一方面，在两线路内的驻波分布反相的奇数次高次谐波中产生强耦合，并根据线路的特性阻抗从输入被传输到输出。这时，该耦合分布常数线路CT与相对基波具有λ/4的长度的分布常数线路进行同样的动作。
这时，通过与耦合分布常数线路CT的输出侧连接的、相对各个奇数次高次谐波的波长λ具有λ/4的长度的多个终端开路分布常数线路T3～Tn，在耦合分布常数线路CT的输出点，对于奇数次高次谐波成为短路状态。因此，在从晶体管输出端子侧看向负载侧时，对于奇数次高次谐波实质上成为无限大的负载阻抗。
在本实施方式的电路中，可通过耦合分布常数线路CT来处理偶数次高次谐波，因此不必为处理偶数次高次谐波而设置单独的短截线。因此，根据该电路，可将用于F级动作的高次谐波处理电路小型化。
在本实施方式的电路中，通过设置用于处理m次的高次谐波(但m是1以外的正奇数)的终端开路分布常数线路Tm，可以处理该m次的高次谐波。因此，根据该电路，关于作为高效率功率放大器的F级放大器，能够提供原理上可实现无限次的高次谐波处理的高频处理电路。但是，理所当然的是，实际上只要设置直到与需要处理的次数对应的终端开路分布常数线路Tm即可。即，实际上将终端开路分布常数线路Tm设置到几个，是通过高次谐波处理需要到哪一次数为止来决定。根据本实施方式的电路，具有就算需要处理的次数变高，原理上也可应对的优点。
此外，通过在分布常数线路T的输出侧连接电抗补偿用终端开路分布常数线路T*，能够调整对于基波(例如1.9GHz)的负载阻抗的电抗分量而不对高次谐波的特性产生影响。此外，通过将耦合分布常数线路CT以及分布常数线路T的特性阻抗也一并调整，可实现负载阻抗的最佳化。
图8表示本实施方式的负载电路的负载阻抗特性。负载阻抗对于奇数次高次谐波变得非常大，对于偶数次高次谐波成为零。因此，根据本实施方式的电路，可进行F级的动作。
图8所示的特性是通过计算来求，其条件如下。
(计算条件)
●耦合分布常数线路CT
平衡模式特性阻抗：252Ω
不平衡模式特性阻抗：53Ω
●奇数次高次谐波处理用-终端开路分布常数线路
特性阻抗：50Ω
●基波电抗调整用-终端开路分布常数线路
特性阻抗：50Ω
电长度(相对基波)：153°
●负载电阻：50Ω
将本实施方式的负载电路应用到了下述条件的放大用晶体管S。条件如下：
饱和漏极电流：60mA，
阈值电压：-0.9V，
电源电压：3.4V，
最大振荡频率fmax：70GHz，
结构：异质结FET
通过谐波平衡模拟器来计算这时的漏极电流端子中的电压和电流特性。图9表示其结果。瞬时电压和瞬时电流的重叠几乎消失，实现与理想的F级动作相近的动作。图10表示这时的附加功率效率(Power-added Efficiency，PAE)。从该图可知，PAE超过90％。另外，在该图中，Pout表示在负载电阻中所得到的输出功率。
在第2实施方式中，由上述的动作说明可知，耦合分布常数线路CT构成将对于偶数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为零的第1阻抗调整单元。
此外，在第2实施方式中，多个终端开路分布常数线路Tm构成第2阻抗调整单元。在本实施方式中，如前所述，第1阻抗调整单元和第2阻抗调整单元发挥将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大的功能。
另外，所述各个实施方式的记载只不过是一例，并非表示本发明所必需的结构。各个部分的结构只要是能够达成本发明的宗旨，则不限于上述结构。例如，在所述各个实施方式中，作为放大器使用了晶体管，但也可以代替它而使用负电阻的两端子放大元件。作为这样的元件的例子，有碰撞雪崩渡越时间二极管(IMPATT diode)、耿式二极管(Gunn diode)、共振隧道二极管(tunnel diode)等。在所述的各个实施方式中，作为放大器的一例，使用单一的放大元件(例如晶体管或负电阻两端子放大元件)，但认为也可以使用由电路构成的放大器。
此外，在所述的各个实施方式中，是设置补偿电抗分量的补偿用分布常数线路T*的结构，但也可以代替它而设置补偿放大器S的输出端子c中的基波的电抗分量的电抗元件(未图示)。
另外，本发明的装置不限于上述的各个实施方式，在不脱离本发明的宗旨的范围内可施加各种各样的变更。
(动作原理的补充说明)
下面，补充说明所述的各个实施方式的电路的动作原理。
(F级放大器以及逆F级放大器的动作原理)
在功率放大器之一的F级放大器中，通过适当地处理2倍、3倍、...的频率的高次谐波来调整晶体管(放大器)内的电流和电压波形，并实现高效率动作。具体地说，通过将偶数次高次谐波成为短路、奇数次高次谐波成为开路的负载连接到放大用晶体管的输出端子，从而将从晶体管的输出侧流入内部的电流波形设为半波整流波形，将晶体管的输出端子的电压设为方形波形(参照图11a)。
这时，由于没有电流波形和电压波形的重叠因此没有晶体管内的功率消耗，成为高效率动作。另一方面，在该高次谐波处理中若将短路和开路替换，则电流波形和电压波形的关系会反转，但这时也没有波形的重叠，同样实现高效率化(图11b)。将使用了该方法的放大器称为逆F级放大器。哪一方理想地都能够实现100％的效率(集电极效率、漏极效率)。
叙述通过分布常数线路实现这样的高次谐波处理的方法。首先，考虑将相对基本频率的波长具有1/4的长度的分布常数线路的终端(在图12中为右侧)设为短路或者开路的情况(参照图12)。图12中一并表示了对于基波、2倍波、3倍波的驻波的样子。将终端短路的情况下(参照图12(a))，对于基波，在输入端电流驻波为零，电压驻波为最大，阻抗为无限大。对于2倍波，相反电压驻波为零，电流驻波为最大，阻抗为零。在3倍波以上时交替地重复这样的情况。另外，终端开路的情况下(参照图12(b))成为与其相反的特性。图13表示输入端上的阻抗频率特性的计算例。由图可知，对于2倍波以上的高次谐波，终端短路(参照图13(a))的情况满足F级的负载条件，而终端开路(参照图13(b))的情况满足逆F级的负载条件。即，只要能够只对2倍波以上的高次谐波实现短路或者开路，则原理上能够实现可处理至任意的高次谐波的F级或者逆F级的放大器。
在现有的F级用高次谐波处理电路(参照图14)中，为了在具有λ0/4的长度的分布常数线路的图12的终端部分将各个高次谐波短路，与要处理的高次谐波的数量相应地连接对于各个高次谐波成为1/4波长的终端开路分布常数线路(但一部分可省略)。这里，λ0是基波的波长，λm是m次高次谐波的波长。此外，用于取得被输出的基波的线路也连接到相同的点上。这时，终端部分的阻抗成为各个阻抗的并联合成值。在并联电路中，只要任意一个线路的阻抗为零则合成阻抗就会成为零，因此基于任意的高次谐波短路用分布常数线路的、其高次谐波频率下的短路状态不会受其他线路的阻抗值的影响，而被保持零阻抗。
另一方面，如图12(b)所示，在逆F级中需要将分布常数线路的终端部分设为开路。但是，在考虑了与上述F级相同的结构的情况下，即使将对于各个高次谐波成为开路的各个分布常数线路连接到终端部分，开路阻抗也会受到其他线路的阻抗的影响，因此无法得到期望的负载条件。此外，将分布常数线路的阻抗串联连接在构造上是不可能的。因此，为了实现逆F级的负载状态，需要考虑与上述F级不同的电路结构。
(使用了耦合分布常数线路的高次谐波处理电路的动作原理)
在所述的各个实施方式的高次谐波处理电路中，导入新的耦合分布常数传输线路。这是平行靠近的两个分布常数线路电耦合的线路，被用于平衡模式下的传输线路以及带通滤波器等。
图15表示将其中一个线路的一端设为输入，将另一个线路的相反端设为输出时的耦合分布常数传输线路的概略图。各个线路具有基本波长λ0的1/4的长度。此外，在图中表示了将各个分布常数线路的没有端子的一方(终端)设为开路(图a)或者短路(图b)的两个情况。
图16表示图15所示的耦合分布常数线路的通过特性的计算例(图中实线)。此外，作为比较还一并表示具有基本波长的1/4的长度的分布常数线路的计算例(图中虚线)。根据图16a以及b的通过强度特性可知，对于2倍、4倍、...、的偶数次高次谐波，两方的耦合分布常数线路的通过都为零。这表示在偶数次高次谐波中不产生耦合，通过在各个终端的全反射而被全部返回到输入侧。另一方面，在图16c以及d的延迟特性中，在关注包含基波的3倍、5倍、...、的奇数次高次谐波时，图16c的情况下，与比较的分布常数线路具有相同的相位差，此外，在图16d的情况下，与比较的分布常数线路的值保持180度的延迟。该延迟特性在之后说明的奇数次高次谐波处理中成为重要的特性。
下面，图18表示在图15所示的线路的输出被终端为50Ω时(参照图17)的输入阻抗频率特性的计算例。对于偶数次高次谐波，图18a的情况下理想地成为无限大的阻抗值，图18b的情况下成为零。这是因为仅对于偶数次高次谐波可得到与图12所示的分布常数线路相同的状态的原故。因此，通过利用该耦合分布常数线路，可满足逆F级或者F级的对于偶数次高次谐波的负载条件。
(关于逆F级中的奇数次高次谐波处理)
关于进行奇数次高次谐波处理的方法，首先叙述逆F级的情况。为了满足逆F级的负载条件，对于偶数次高次谐波处理，使用图15a的线路。如前所述，该线路与对于奇数次高次谐波具有基本波长的1/4的长度的分布常数线路等效。
这里，若考虑将具有基本波长的1/2的长度的分布常数线路的终端设为短路时的特性，则在图13a中将fo置换为fo/2即可，因此输入阻抗对于包含基波的所有高次谐波成为零。
因此，首先在图15a的耦合分布常数线路的输出端子上进一步连接具有基本波长的1/4的长度的分布常数线路，设为对于奇数次高次谐波等效地具有基本波长的1/2的长度的分布常数线路。并且，为了将其终端部分仅对于各个奇数次高次谐波设为短路状态，与要处理的高次谐波的数量相应地连接对于奇数次高次谐波的各个波长成为1/4波长的终端开路分布常数线路(但一部分可省略)(参照图19a)。由此，在整体线路的输入阻抗特性中，满足对于奇数次高次谐波为零阻抗的逆F级的负载条件(参照图20a)。另外，图19a相当于在图1中挑出高次谐波处理部分的结构。
(关于F级中的奇数次高次谐波处理)
下面说明F级的情况。在F级的情况下也与前述同样地，通过使用图15b的线路来进行偶数次高次谐波处理。
另一方面，在图16d所示的该耦合分布常数线路对于奇数次高次谐波的特性中，对于具有基本波长的1/4的长度的分布常数线路的特性，任何奇数次高次谐波都具有180度的延迟。180度的电长度相当于驻波的周期，因此在具有180度的整数倍的相位差偏移的每个分布常数线路的、在输入端上的阻抗特性相互相同。因此，在将图15b所示的耦合分布常数线路的输出端子设为短路时的对于奇数次高次谐波的输入阻抗，与图13a同样，理想地成为无限大。
因此，为了将其输出端子仅对于各个奇数次高次谐波设为短路状态，与要处理的高次谐波的数量相应地连接成为基本波长的1/4波长的终端开路分布常数线路(但一部分可省略)(参照图19b)。由此，在整体线路的输入阻抗特性中，满足对于奇数次高次谐波理想地称为无限大阻抗的F级的负载条件(参照图20b)。另外，图19b相当于在图6中挑出高次谐波处理部分的结构。
(与F级放大器的比较中的逆F级放大器的优点)
关于微波功率放大器的高效率化，熟知将偶数次高次谐波设为短路，将奇数次高次谐波设为开路的F级放大器，并已告知了如前所述的可处理至任意次数为止的、基于分布常数线路的电路结构(参照图14)。近年来，提出了基于前述的逆F级的高次谐波处理的高效率放大器(所述非专利文献1)，并且给出了使用外部调谐器(tuner)调整至3次高次谐波为止的验证实验的报告(所述非专利文献2)，以及将几个终端开路分布常数线路进行组合后调整至3次高次谐波为止的验证实验的报告(所述非专利文献3)。在这些文献中，表示了逆F级比F级可得到更高的效率。
具体地说，在图21所示的晶体管的直流电流电压特性中，决定上升的斜率的导通电阻大大地影响着效率。并且，在得到相同的基波输出时，如图11所示那样由于方形波形和半波整流波形的差异，逆F级的一方电压振幅变大，晶体管内的直流功率消耗量相比F级变小。由分析表示，导通电阻越大，该倾向就越显著。
在该逆F级动作中对晶体管施加的电压增高，因此认为适合应用到近年来大力推广实用化的高耐压高输出GaN系统晶体管中，并预测可实现更加高输出且高效率的放大器。
(实验例)
图22表示图1所示的负载电路的负载阻抗的实测值。图3是通过计算得到的结果，而图22是通过实测得到的结果。由图22可知，可获得对于偶数次高次谐波为1kΩ以上，对于奇数次高次谐波为十几Ω以下的负载阻抗特性。即，通过实测也与图3所示的例子相同地，能够确认可获得逆F级的动作所需的负载阻抗特性。
该实验例的实验条件如下。
(实验条件)
●线路基板：低损耗树脂基板(基板厚：1.2mm、介电常数εr：3.5、电介质正切tanδ：0.002)
●导体：铜(厚度为18微米以上)
●分布常数线路T：带(strip)线路(三重线路)
(信号线-接地面间隔：0.4mm、0.8mm(上下非对称))
●分布常数线路CT：宽边(broadside)耦合线路
(信号线CT1和CT2的间隔：0.2mm、信号线CT2和接地面G2的间隔：0.4mm、信号线CT1和接地面G1的间隔：0.6mm(上下非对称))
●分布常数线路CT
(线路宽度：0.7mm、线路的物理长度：20.7mm)
●分布常数线路T
(线路宽度：4mm、线路的物理长度：20.7mm)
●奇数次高次谐波处理用-终端开路分布常数线路
(线路宽度：0.6mm、线路的物理长度T3：6.4mm、T5：3.4mm、T7：2.7mm)
●基波电抗调整用-终端开路分布常数线路T*
(线路宽度：0.6mm、线路的物理长度：28.6mm)
●负载电阻：50Ω
图23和图24表示在图22所示的实验例中使用的负载电路的概略结构。该负载电路中的基本结构与图1所示的电路相同。但是，如图23所示，实验例的电路中的耦合分布常数线路CT形成为S字状。由此，在信号线路CT1和CT2的任意一个中，都可以将左右侧面(宽度方向中的两端面)的长度(线路的长度方向中的长度)设为相同。由此，存在能够减少耦合分布常数线路CT中的特性的偏差的优点。

Claims (8)

1、一种高次谐波处理电路，该电路连接在放大器的输出端子和负载电阻之间，用于处理在所述放大器的输出端子上呈现的高次谐波，其特征在于，
所述高次谐波处理电路包括第1阻抗调整单元和第2阻抗调整单元，
所述第1阻抗调整单元包括耦合分布常数线路，
所述耦合分布常数线路是被输入所述放大器的输出的线路，并且具有所述放大器的输出中的基波的波长(λ)的1/4的长度，
并且，所述第1阻抗调整单元的结构为，将对于偶数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大或者零中的一个，
所述第1阻抗调整单元和所述第2阻抗调整单元的结构为，将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大或者零中的另一个。
2、如权利要求1所述的高次谐波处理电路，其特征在于，
所述第1阻抗调整单元的结构为，将对于偶数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大，
所述第1阻抗调整单元和所述第2阻抗调整单元的结构为，将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为零，
并且，所述第2阻抗调整单元具有：
与所述耦合分布常数线路的输出端子连接，且具有基波的波长(λ)的1/4的长度的λ/2形成用的分布常数线路；以及
与所述λ/2形成用的分布常数线路的输出端子相互并联连接的多个终端开路分布常数线路，
所述多个终端开路分布常数线路分别具有由
L＝λ/(4m)(其中，λ是基波的波长，m是1以外的正奇数)
表示的线路长度L。
3、如权利要求1所述的高次谐波处理电路，其特征在于，
所述第1阻抗调整单元的结构为，将对于偶数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为零，
所述第1阻抗调整单元和所述第2阻抗调整单元的结构为，将对于奇数次高次谐波的输入阻抗实质性地调整为无限大，
并且，所述第2阻抗调整单元具有：
与所述耦合分布常数线路的输出端子相互并联连接的多个终端开路分布常数线路，
所述多个终端开路分布常数线路分别具有由
L＝λ/(4m)(其中，λ是基波的波长，m是1以外的正奇数)
表示的线路长度L。
4、如权利要求2所述的高次谐波处理电路，其特征在于，还具有：
与所述λ/2形成用的分布常数线路的输出端子连接，并对所述放大器的输出端子中的基波的电抗分量进行补偿的补偿用分布常数线路。
5、如权利要求2所述的高次谐波处理电路，其特征在于，还具有：
与所述λ/2形成用的分布常数线路的输出端子连接，并对所述放大器的输出端子中的基波的电抗分量进行补偿的电抗元件。
6、一种放大电路，其特征在于，
权利要求1至5的任一项所述的高次谐波处理电路中的所述耦合分布常数线路的输入端子与所述放大器的输出端子连接。
7、如权利要求6所述的放大电路，其中，
作为所述放大器使用放大用晶体管。
8、如权利要求6所述的放大电路，其中，
作为所述放大器使用负电阻两端子放大元件。
CN2007800358113A 2006-08-08 2007-08-01 高次谐波处理电路以及使用了它的放大电路 Expired - Fee Related CN101517892B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP215181/2006 2006-08-08
JP2006215181 2006-08-08
PCT/JP2007/065057 WO2008018338A1 (fr) 2006-08-08 2007-08-01 Circuit de traitement d'harmoniques et circuit d'amplification mettant en oeuvre ce circuit de traitement

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101517892A true CN101517892A (zh) 2009-08-26
CN101517892B CN101517892B (zh) 2012-04-18

Family

ID=39032871

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2007800358113A Expired - Fee Related CN101517892B (zh) 2006-08-08 2007-08-01 高次谐波处理电路以及使用了它的放大电路

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8164396B2 (zh)
EP (1) EP2058943B1 (zh)
JP (1) JP5177675B2 (zh)
KR (1) KR101052180B1 (zh)
CN (1) CN101517892B (zh)
WO (1) WO2008018338A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105932991A (zh) * 2015-02-26 2016-09-07 株式会社东芝 高频半导体集成电路
CN107979348A (zh) * 2016-10-21 2018-05-01 南京理工大学 一种单电抗补偿磁耦合谐振式无线电能传输宽带e类功率放大器
CN107979347A (zh) * 2016-10-21 2018-05-01 南京理工大学 一种宽工作频带磁耦合谐振式无线电能传输e类功率放大器
CN109428495A (zh) * 2017-08-31 2019-03-05 崔进 一种负电阻效应发电装置

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080252222A1 (en) * 2007-04-16 2008-10-16 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for driving light-emitting diodes
US8054135B2 (en) * 2008-12-05 2011-11-08 General Electric Company Class-E amplifier and lighting ballast using the amplifier
EP2211459A1 (en) * 2009-01-21 2010-07-28 Sony Corporation Amplifier circuit with a first and a second output line
KR101587211B1 (ko) 2009-05-25 2016-01-20 엘지전자 주식회사 이동 단말기 및 이동 단말기의 제어 방법
EP2262107B1 (en) * 2009-06-10 2012-09-12 Alcatel Lucent Inverse class F amplifier and method
JP2011066822A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Fujitsu Ltd フィルタ及び増幅回路
JP2011250402A (ja) * 2010-05-28 2011-12-08 Ngk Insulators Ltd 高調波抑制用オープンスタブを有するインピーダンス整合素子
JP5697437B2 (ja) * 2010-12-24 2015-04-08 三菱電機株式会社 高周波発振器
JP6189880B2 (ja) * 2015-01-27 2017-08-30 株式会社東芝 高周波半導体増幅器
KR102410799B1 (ko) * 2017-11-28 2022-06-21 삼성전자주식회사 밀리미터 웨이브 신호를 송/수신하기 위한 통신 장치 및 그 통신 장치를 포함하는 전자 장치
WO2020003417A1 (ja) * 2018-06-27 2020-01-02 三菱電機株式会社 電力増幅器及びフィルタ
CN109981063A (zh) * 2019-05-07 2019-07-05 成都理工大学 一种高效率五阶f类功率放大器
CN111983419B (zh) * 2020-08-31 2023-06-23 清华大学 用于检测多相无刷励磁机整流器二极管故障的方法和系统

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0682998B2 (ja) * 1986-07-30 1994-10-19 日本電信電話株式会社 電力増幅器
JP2501994B2 (ja) * 1992-03-13 1996-05-29 日本電信電話株式会社 電力増幅器
JP2513146B2 (ja) * 1993-09-20 1996-07-03 日本電気株式会社 高効率増幅回路
JPH08139535A (ja) * 1994-11-11 1996-05-31 Fujitsu Ltd 高効率の電力増幅器
JPH08148949A (ja) 1994-11-18 1996-06-07 Fujitsu Ltd 高周波増幅器
JP2001111362A (ja) 1999-10-06 2001-04-20 Nec Corp 高調波処理回路及びそれを用いた高電力効率増幅回路
JP2001237658A (ja) 2000-02-25 2001-08-31 Fujitsu Ltd 高周波増幅器
JP4143805B2 (ja) 2002-02-12 2008-09-03 株式会社キャンパスクリエイト 高調波処理回路およびそれを用いた増幅回路
JP4335633B2 (ja) 2003-10-03 2009-09-30 株式会社ナノテコ Ｆ級増幅回路，及びｆ級増幅器用負荷回路

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105932991A (zh) * 2015-02-26 2016-09-07 株式会社东芝 高频半导体集成电路
CN107979348A (zh) * 2016-10-21 2018-05-01 南京理工大学 一种单电抗补偿磁耦合谐振式无线电能传输宽带e类功率放大器
CN107979347A (zh) * 2016-10-21 2018-05-01 南京理工大学 一种宽工作频带磁耦合谐振式无线电能传输e类功率放大器
CN109428495A (zh) * 2017-08-31 2019-03-05 崔进 一种负电阻效应发电装置

Also Published As

Publication number Publication date
US8164396B2 (en) 2012-04-24
US20100283544A1 (en) 2010-11-11
JPWO2008018338A1 (ja) 2009-12-24
EP2058943B1 (en) 2012-10-03
CN101517892B (zh) 2012-04-18
EP2058943A4 (en) 2011-08-10
EP2058943A1 (en) 2009-05-13
JP5177675B2 (ja) 2013-04-03
KR101052180B1 (ko) 2011-07-26
WO2008018338A1 (fr) 2008-02-14
KR20090045317A (ko) 2009-05-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101517892B (zh) 高次谐波处理电路以及使用了它的放大电路
US8830709B2 (en) Transmission-line resistance compression networks and related techniques
CN101540589B (zh) 高频功率放大器
Ekhteraei et al. High-efficiency low voltage inverse class-F power amplifier design based on harmonic control network analysis
US20100164632A1 (en) Power amplifier
JP5540284B2 (ja) レクテナ装置
Mabrouki et al. High efficiency low power rectifier design using zero bias schottky diodes
EP0602053A1 (en) High efficiency harmonic injection power amplifier
CN109981063A (zh) 一种高效率五阶f类功率放大器
Wang et al. A 2.3 GHz single-ended energy recovery rectifier with stepped-impedance resonator for improved efficiency of outphasing amplifier
Bae et al. High-efficiency GaN class-E power amplifier with ecompact harmonic-suppression network
Grebennikov High-efficiency transmission-line GaN HEMT inverse class F power amplifier for active antenna arrays
CN104662795A (zh) 微波放大器
Gray Design of RF and microwave parametric amplifiers and power upconverters
CN109936338A (zh) 一种高效率五阶逆f类功率放大器
Sun et al. Design of class-E power amplifier for capacitive power transfer system
Bogusz et al. A waveform-engineered outphasing RFPA using a broadband balun combiner
Madureira et al. Design and measurement of a 2.5 GHz switched-mode CMOS power amplifier with reliability enhancement
CN103312279B (zh) 一种de类功率放大器及其设计方法
Priya et al. Analyzing the performance of class-F power amplifier by comparing microstrip and SSL/SIL transmission lines based matching networks for smart parking solutions for improved efficiency and output power
Grebennikov A high-efficiency transmission-line GaN HEMT class e power amplifier
CN204615766U (zh) 一种功率放大器
Negra et al. Switched-mode high-efficiency Ka-band MMIC power amplifier in GaAs pHEMT technology
Xu et al. Microwave watt-level rectifiers for power recycling applications
Liu et al. A design scheme for harmonic suppression network of high efficiency class-F power amplifier

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20120418

Termination date: 20130801