JPWO2008018338A1 - 高調波処理回路及びこれを用いた増幅回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、回路の小型化が可能な高周波処理回路及びそれを用いた増幅回路を提供する。第１インピーダンス調整部と、第２インピーダンス調整部とを備える。第１インピーダンス調整部は、結合分布定数線路ＣＴを備える。結合分布定数線路ＣＴは、増幅用トランジスタＳの出力が入力されるものであり、かつ、前記増幅用トランジスタＳの出力における基本波の波長λの１／４の長さを有している。さらに、第１インピーダンス調整部は、偶数次高調波に対する入力インピーダンスを、実質的に無限大又は零の一方に調整する。第１インピーダンス調整部と第２インピーダンス調整部とは、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを、実質的に無限大又は零の他方に調整する。

Description

本発明は、高調波処理回路、及び、これを用いた増幅回路に関するものである。

現在、携帯電話に代表される移動体端末が爆発的に普及しており、より長時間のバッテリー動作を可能とするために、構成部品の更なる低消費電力化が求められている。また、衛星・宇宙通信装置も同様に低消費電力動作が必須条件である。その中で、マイクロ波送信部の電力増幅器の消費電力は全体の数割程度を占め、この電力増幅器の高効率化が、装置の更なる長時間動作実現の鍵となる。マイクロ波電力増幅器の高効率化は、高調波処理を行うことによりなされることが知られている。

高効率なマイクロ波電力増幅器としては、従来から、Ｆ級増幅器が知られている。これは、増幅用トランジスタの出力側に流れ込む電流波形を基本波＋偶数次高調波成分、トランジスタの出力端子に掛かる電圧波形を基本波＋奇数次高調波成分で構成されるようにしている。これにより、トランジスタ内での電流波形と電圧波形の重なりを無くして電力損失を抑えることができる。高周波でも適応可能な分布定数線路を用いたＦ級増幅回路としては、下記特許文献１及び２に記載のものが存在する。さらに、下記特許文献２では、一定の規則の下で、一部のスタブの設置を省略できる事が示されている。

しかしながら、これらの技術においては、基本的には、処理すべき高調波の次数に応じてスタブを設ける必要がある。設置すべきスタブの数をさらに削減できれば、回路のさらなる小型化・簡易化が可能となる。

一方、近年、前記したＦ級増幅器とは異なる高調波処理を行う逆Ｆ級増幅器が提案されている。逆Ｆ級増幅器では、増幅用トランジスタの出力側に流れ込む電流波形を基本波＋奇数次高調波成分、トランジスタの出力端子に掛かる電圧波形を基本波＋偶数次高調波成分で構成されるようにする。これにより、トランジスタ内での電流波形と電圧波形の重なりを無くして電力損失を抑えることができる（下記非特許文献１参照）。また、逆Ｆ級増幅器については、外部チューナを用いて３次高調波まで調整した検証実験がなされている（下記非特許文献２参照）。動作条件にも依存するが、逆Ｆ級増幅器を用いることにより、Ｆ級よりもさらに高効率な電力増幅が可能になると考えられている（下記非特許文献３参照）。

前記した逆Ｆ級動作における電圧波形を得るためには、増幅用トランジスタの出力端子において、奇数次高調波に対する負荷インピーダンスを零にすれば良い。また同様に、電流波形を得るためには、偶数次高調波に対する負荷インピーダンスを無限大とすれば良い。

このような逆Ｆ級増幅器を実現するためには、例えば、下記特許文献３に示されているように、フォスターの第１あるいは第２の方法に基づいて極と零点を各高調波に設定した２つのリアクタンス回路網を増幅用トランジスタの出力端子へ直列および並列に接続する方法がある。これによれば、高調波の増加に対して無限大と零を交互に繰り返す負荷インピーダンスが実現される。

しかし、近年の無線通信の高周波化に伴い、例えば６ＧＨｚで動作する増幅器の場合、第７次高調波の周波数は４２ＧＨｚとなる。この周波数帯で動作する増幅用トランジスタは存在する。ただし、４２ＧＨｚ程度に達すると、リアクタンス素子の自己共振周波数を大きく超えることになる。このため、動作周波数が高い場合は、下記特許文献３の方法で逆Ｆ級動作を実現するのは困難である。

一方、Ｆ級の増幅器に関しては、高周波でも適応可能な分布定数線路を用いることで、所望のインピーダンス条件を得られる回路が提案されている（下記特許文献１及び２参照）。しかし、この手法はＦ級動作に特化したものであり、この回路を調整しても、逆Ｆ級増幅回路を得ることはできない。

したがって、逆Ｆ級増幅器について、分布定数線路を用いた高周波処理回路を提供することができれば、高周波でも動作可能な逆Ｆ級増幅器を提供することができる。
特開2001-111362号公報 特開2003-234626号公報 特開2005-117200号公報 A. Inoue, et al., "Analysis of class-F and inverse class-F amplifiers," IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Boston, MA Jun. 2000, pp. 775-778. C. J. Wei, et al., "Analysis and experimental waveform study on inverse class-F mode of microwave power FETs," IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Boston, MA Jun. 2000, pp. 525-528. Y. Y. Woo, et al., "Analysis and experiments for high-efficiency class-F and inverse class-F power amplifiers," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 54, no. 5, pp. 1969-1974, May 2006.

本発明は、前記のような状況に鑑みてなされたものである。

本発明の第１の目的は、回路の小型化が可能な高周波処理回路及びそれを用いた増幅回路を提供することである。

本発明の第２の目的は、高効率電力増幅器として知られるＦ級又は逆Ｆ級増幅器に関して、原理的に無限次の高調波処理が可能な高周波処理回路及びそれを用いた増幅回路を提供することである。

本発明の第３の目的は、マイクロ波帯やミリ波帯のような高周波領域において動作可能な、逆Ｆ級増幅器用の高調波処理回路、及び、それを用いた増幅回路を提供することである。

本発明の第４の目的は、全高調波に対する負荷インピーダンス条件を崩すことなく、基本波に対する負荷インピーダンスの調整が可能である、逆Ｆ級増幅器用の高調波処理回路及びそれを用いた増幅回路を提供することである。

本発明は、以下の項目に記載の内容として表現できる。
（項目１）
項目１に係る高調波処理回路は、増幅器の出力端子と負荷抵抗との間に接続されて、前記増幅器の出力端子に現れる高調波を処理するための回路である。この回路は、第１インピーダンス調整部と、第２インピーダンス調整部とを備えている。前記第１インピーダンス調整部は、結合分布定数線路を備えている。前記結合分布定数線路は、前記増幅器の出力が入力されるものであり、かつ、前記増幅器の出力における基本波の波長（λ）の１／４の長さを有している。さらに、前記第１インピーダンス調整部は、偶数次高調波に対する入力インピーダンスを、実質的に無限大又は零の一方に調整する構成となっている。前記第１インピーダンス調整部と前記第２インピーダンス調整部とは、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを、実質的に無限大又は零の他方に調整する構成となっている。

（項目２）
項目２に係る高調波処理回路は、項目１に記載のものにおいて、前記第１インピーダンス調整部が、偶数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に無限大に調整する構成となっている。また、前記第１インピーダンス調整部と前記第２インピーダンス調整部とは、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に零に調整する構成となっている。さらに、前記第２インピーダンス調整部は、前記結合分布定数線路の出力端子に接続され、かつ、基本波の波長（λ）の１／４の長さを有する、λ／２形成用の分布定数線路と、前記λ／２形成用の分布定数線路の出力端子に互いに並列に接続された複数の終端開放分布定数線路とを有している。前記複数の終端開放分布定数線路は、
Ｌ＝λ／（４ｍ） （ただし、λは基本波の波長、ｍは１を除く正の奇数）
で表される線路長Ｌを各々有している。

（項目３）
項目３に係る高調波処理回路は、項目１に記載のものにおいて、前記第１インピーダンス調整部が、偶数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に零に調整する構成となっている。また、前記第１インピーダンス調整部と前記第２インピーダンス調整部とは、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に無限大に調整する構成となっている。さらに、前記第２インピーダンス調整部は、前記結合分布定数線路の出力端子に互いに並列に接続された複数の終端開放分布定数線路を有している。前記複数の終端開放分布定数線路は、
Ｌ＝λ／（４ｍ） （ただし、λは基本波の波長、ｍは１を除く正の奇数）
で表される線路長Ｌを各々有している。

（項目４）
項目４に係る高調波処理回路は、項目２に記載のものにおいて、さらに、前記λ／２形成用の分布定数線路の出力端子に接続され、前記増幅器の出力端子での基本波のリアクタンス成分を補償する補償用分布定数線路を有している。

（項目５）
項目５に係る高調波処理回路は、項目２に記載のものにおいて、さらに、前記λ／２形成用の分布定数線路の出力端子に接続され、前記増幅器の出力端子での基本波のリアクタンス成分を補償するリアクタンス素子を有している。

（項目６）
項目６に係る増幅回路は、項目１〜５のいずれか１項に記載の高調波処理回路における前記結合分布定数線路の入力端子が、前記増幅器の出力端子に接続されているものとなっている。

（項目７）
項目７に係る増幅回路は、項目６に記載のものにおいて、前記増幅器として増幅用トランジスタが用いられているものである。

（項目８）
項目８に係る増幅回路は、項目６に記載のものにおいて、前記増幅器として負性抵抗２端子増幅素子が用いられているものである。

項目１に記載の発明によれば、結合分布定数線路によって偶数次高調波を処理することができるので、偶数次高調波を処理するために個別のスタブを設ける必要がない。このため、この発明によれば、Ｆ級又は逆Ｆ級のための高調波処理回路を小型化することが可能となる。

項目２に記載の発明においては、ｍ次の高調波（但しｍは１を除く正の奇数）を処理するための終端開放分布定数線路を設けることによって、当該ｍ次の高調波を処理することができる。したがって、この発明によれば、高効率電力増幅器である逆Ｆ級増幅器に関して、原理的に無限次の高調波処理が可能な高周波処理回路を提供することができる。また、この発明によれば、マイクロ波帯やミリ波帯のような高周波領域において動作可能な、逆Ｆ級増幅器用の高調波処理回路を提供することができる。さらに、この発明によれば、全高調波に対する負荷インピーダンス条件を崩すことなく、基本波に対する負荷インピーダンスの調整が可能である、逆Ｆ級増幅器用の高調波処理回路を提供することができる。

項目３に記載の発明によれば、ｍ次の高調波（但しｍは１を除く正の奇数）を処理するための終端開放分布定数線路を設けることによって、当該ｍ次の高調波を処理することができる。したがって、この発明によれば、高効率電力増幅器として知られるＦ級増幅器に関して、原理的に無限次の高調波処理が可能な高周波処理回路を提供することができる。

項目４又は５に記載の発明によれば、高調波の特性に影響を与えることなく、基本波（例えば１．９ＧＨｚ）に対する負荷インピーダンスのリアクタンス成分の調整ができる。

項目６に記載の発明によれば、Ｆ級又は逆Ｆ級増幅回路の小型化を図ることができる。

（第１実施形態の構成：逆Ｆ級）
本発明の第１実施形態に係る高調波処理回路（負荷回路）を、図１〜図５を参照しながら説明する。先ず、図１に基づいてこの負荷回路の構成を説明する。この負荷回路は、増幅用トランジスタ（後述）の出力端子と負荷抵抗Ｒ_ｏとの間に接続されるものである。この負荷回路は、結合分布定数線路ＣＴと、λ／２形成用の分布定数線路Ｔと、複数の終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎと、リアクタンス補償用終端開放分布定数線路Ｔ^＊とを主要な構成として備えている。

結合分布定数線路ＣＴの入力端子ｃは、増幅用トランジスタの出力端子に接続されるものである。結合分布定数線路ＣＴの長さは増幅用トランジスタの出力における基本波の波長（λ）の１／４の長さを有している。具体的には、この実施形態における結合分布定数線路ＣＴは、２本の平行な分布定数線路ＣＴ_１及びＣＴ_２から構成されており、それぞれの分布定数線路が、λ／４の長さを有している。

λ／２形成用の分布定数線路Ｔの入力側は、結合分布定数線路ＣＴの出力端子ｂに直列に接続されている。分布定数線路Ｔの出力側は、負荷抵抗Ｒ_ｏ（この例では５０Ω）に直列に接続されている。分布定数線路Ｔの長さは、結合分布定数線路ＣＴと同様（すなわちλ／４）とされている。これにより、結合分布定数線路ＣＴと分布定数線路Ｔとを合わせた長さは、λ／２となっている。

複数の終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎ（図ではＴ_７まで）は、互いに並列に、分布定数線路Ｔの出力端子ａに接続されている。ここで、ｎは１を除く正の奇数である。これらの終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎ（一般的にＴ_ｍで表せる）の、各々の線路長Ｌは、
Ｌ＝λ／（４ｍ） （ただし、ｍ＝３，５，７，…，ｎ）
とされている。

さらに、本実施形態では、複数の終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎは、連続的にすべて設けられているものではない。すなわち、本実施形態では、「ｍ＝ｐｋ（ただし、ｐ及びｋは１を除く正の奇数）で表されるｍに対応する線路長を有する終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎ」のうち、いずれかまたはすべての配置が省略されたものとなっている。ここで、「省略された」とは、設けられていないことを意味する。例えば、ｐ＝３でかつｋ＝３の場合として、Ｔ_９が省略できる。また、ｋは、実際に設けられたＴ_ｋにおけるｋを意味する。従って、Ｔ_３を設けた場合に、ｐ＝３とすれば、Ｔ_９を省略するという意味である。ｐは、前記条件を満たせば、任意に設定できる。この省略に関しては、前記特許文献２にも、同様の考え方が示されている。しかしながら、本実施形態では、偶数次高調波に対する線路を基本的に全て除くことができる点で、特許文献２の技術とは相違する。なお、原理的に省略できる終端開放分布定数線路（例えば前記したＴ_９の線路）を実際に設置することは可能である。すなわち、省略できる線路を実際に省略することは必須ではない。

次に、本実施形態の負荷回路を用いた増幅回路の例を図２に基づき説明する。この例では、増幅用トランジスタＳの出力端子に、結合分布定数線路ＣＴの入力端子ｃが接続されている。また、信号入力端子ＩＮの直後には、直流阻止用のカップリングコンデンサＣ_１が接続されている。さらにトランジスタＳには電源電圧Ｖ_ｇおよびＶ_ｄｄが供給されている。また、図２において符号Ｔ_ｉ１及び符号Ｔ_ｉ２は、入力整合用の分布定数線路を示している。

（第１実施形態の動作）
次に、本実施形態に係る負荷回路の動作（逆Ｆ級動作）について説明する。

先ず、基本波に対してλ／４の長さを有する結合分布定数線路ＣＴでは、両終端が開放の場合、入出力の両接続部において偶数次高調波に対しては開放状態、奇数次高調波に対しては短絡状態になるように定在波が立ち得る。このとき、両線路内での定在波分布が同じである偶数次高調波では、線路間に電位差が無いために結合が生じない。そのため、入力から見て単なるλ／４の終端開放分布定数線路となり、トランジスタ出力端子側から負荷側を見たときに、偶数次高調波に対して実質的に無限大の負荷インピーダンスとなる。ここで、「実質的に」とは、「回路の動作に必要な程度において」という意味である。以降においても同様である。

一方、両線路内での定在波分布が反転する奇数次高調波では強い結合が生じ、線路の特性インピーダンスに応じて入力から出力への伝送がなされる。このとき、この結合分布定数線路ＣＴは、基本波に対してλ／４の長さを有する１つの分布定数線路として働く。

結合分布定数線路ＣＴの出力側に接続された、基本波に対してλ／４の長さを有する分布定数線路Ｔは、結合分布定数線路ＣＴと併せてλ／２の長さを有する分布定数線路として考えることができる。このとき、分布定数線路Ｔの出力側に接続された、各奇数次高調波の波長λに対してλ／４の長さを有する複数の終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎによって、分布定数線路Ｔの出力点で奇数次高調波に対して短絡状態となる。従って、トランジスタ出力端子側から負荷側を見たときに奇数次高調波に対して実質的に零の負荷インピーダンスとなる。なお、本実施形態の回路についての詳しい動作については、後述する。

本実施形態の回路では、結合分布定数線路ＣＴによって偶数次高調波を処理することができるので、偶数次高調波を処理するために個別のスタブを設ける必要がない。このため、この回路によれば、逆Ｆ級動作のための高調波処理回路を小型化することが可能となる。

本実施形態の回路では、ｍ次の高調波（但しｍは１を除く正の奇数）を処理するための終端開放分布定数線路Ｔ_ｍを設けることによって、当該ｍ次の高調波を処理することができる。したがって、この回路によれば、高効率電力増幅器である逆Ｆ級増幅器に関して、原理的に無限次の高調波処理が可能な高周波処理回路を提供することができる。ただし、当然のことながら、実際には、処理が必要な次数に対応した終端開放分布定数線路Ｔ_ｍまでを設ければよい。つまり、終端開放分布定数線路Ｔ_ｍを実際にいくつまで設けるかは、高調波処理がどの次数まで必要かによって決定される。本実施形態の回路によれば、処理の必要な次数が高くなっても、原理的には対応が可能であるという利点がある。

また、この回路によれば、前記した特許文献３に記載されるようなリアクタンス回路網を用いる必要がないので、マイクロ波帯やミリ波帯のような高周波領域において動作可能な、逆Ｆ級増幅器用の高調波処理回路を提供することができる。

また、分布定数線路Ｔの出力側にリアクタンス補償用の終端開放分布定数線路Ｔ^＊を接続することで、高調波の特性に影響を与えることなく、基本波（例えば１．９ＧＨｚ）に対する負荷インピーダンスのリアクタンス成分の調整ができる。また、結合分布定数線路ＣＴおよび分布定数線路Ｔの特性インピーダンスも併せて調整することで、負荷インピーダンスの最適化が図れる。すなわち、この回路によれば、全高調波に対する負荷インピーダンス条件を崩すことなく、基本波に対する負荷インピーダンスの調整が可能な、逆Ｆ級増幅器用の高調波処理回路を提供することができる。

本実施形態に係る負荷回路の負荷インピーダンス特性を図３に示す。負荷インピーダンスが、偶数次高調波に対して非常に大きくなり（すなわち実質的に無限大になり）、奇数次高調波に対して零となっている。したがって、本実施形態の回路によって、逆Ｆ級の増幅動作を行わせることが可能となっている。図３に示す特性は計算により求めたものであり、その条件は以下の通りである。
（計算条件）
・結合分布定数線路CT
平衡モード特性インピーダンス：252Ω
不平衡モード特性インピーダンス：32Ω
・分布定数線路Ｔ
特性インピーダンス：30Ω
・奇数次高調波処理用-終端開放分布定数線路
特性インピーダンス：50Ω
・基本波リアクタンス調整用-終端開放分布定数線路
特性インピーダンス：50Ω
電気長（基本波に対して）：120゜
・負荷抵抗：50Ω

本実施形態の負荷回路を、下記条件の増幅用トランジスタＳに適用した。条件は以下の通りである。
飽和ドレイン電流：６０ｍＡ、
しきい値電圧：−０．９Ｖ、
電源電圧：３．４Ｖ、
最大発振周波数ｆ_max：７０ＧＨｚ、
構成：ヘテロ接合ＦＥＴ

この場合の、ドレイン電流端子における電圧・電流特性を、ハーモニックバランスシミュレータにより計算した。その結果を図４に示す。瞬時電圧と瞬時電流との重なりがほぼ無くなっており、理想的な逆Ｆ級動作に近い動作を実現している。このときの付加電力効率（Power-added Efficiency, PAE）を図５に示す。この図から、ＰＡＥは９０％を越えることがわかる。なお、この図において、Ｐ_ｏｕｔは、負荷抵抗において得られる出力電力を示している。

第１実施形態においては、前記した動作の説明から明らかなように、結合分布定数線路ＣＴが、偶数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に無限大に調整する第１インピーダンス調整部を構成している。

また、第１実施形態においては、λ／２形成用の分布定数線路Ｔと、複数の終端開放分布定数線路Ｔ_ｍとが、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に零に調整する第２インピーダンス調整部を構成している。なお、前記した動作の説明から明らかなように、第１インピーダンス調整部を構成する結合分布定数線路ＣＴも、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に零に調整する機能を発揮することに役立っている。したがって、本実施形態では、第１インピーダンス調整部と第２インピーダンス調整部とによって、奇数次高調波を調整していることになる。

（第２実施形態の構成：Ｆ級）
つぎに、本発明の第２実施形態に係る高調波処理回路（負荷回路）を、図６〜図１０を参照しながら説明する。本実施形態の説明においては、前記した第１実施形態における構成要素と基本的に共通する要素については同じ符号を用いて説明を簡略化する。

先ず、図６に基づいてこの負荷回路の構成を説明する。この負荷回路は、増幅用トランジスタ（後述）の出力端子と負荷抵抗Ｒ_ｏとの間に接続されるものである。この負荷回路は、結合分布定数線路ＣＴと、複数の終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎと、リアクタンス補償用終端開放分布定数線路Ｔ^＊とを主要な構成として備えている。

結合分布定数線路ＣＴの入力端子ｃは、増幅用トランジスタの出力端子に接続されている。結合分布定数線路ＣＴの長さは増幅用トランジスタの出力における基本波の波長（λ）の１／４の長さを有している。この構成は、第１実施形態と同様である。ただし、第２実施形態では、結合分布定数線路ＣＴを構成する分布定数線路ＣＴ_１及びＣＴ_２の各々が、終端短絡とされている（図６参照）。

複数の終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎ（図ではＴ_７まで）は、互いに並列に、結合分布定数線路ＣＴの出力端子ｄに接続されている。ここで、ｎは１を除く正の奇数である。これらの終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎ（一般的にＴ_ｍで表せる）の、各々の線路長Ｌは、
Ｌ＝λ／（４ｍ） （ただし、ｍ＝３，５，７，…，ｎ）
とされている。

さらに、本実施形態では、複数の終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎは、連続的にすべて設けられているものではない。すなわち、本実施形態では、「ｍ＝ｐｋ（ただし、ｐ及びｋは１を除く正の奇数）で表されるｍに対応する線路長を有する終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎ」のうち、いずれかまたはすべての配置が省略されたものとなっている。ここで、「省略された」とは、設けられていないことを意味する。例えば、ｐ＝３でかつｋ＝３の場合として、Ｔ_９が省略できる。また、ｋは、実際に設けられたＴ_ｋにおけるｋを意味する。従って、Ｔ_３を設けた場合に、ｐ＝３とすれば、Ｔ_９を省略するという意味である。ｐは、前記の条件を満足する限り、任意に選択することができる。この省略に関しては、前記特許文献２にも、同様の考え方が示されている。しかしながら、本実施形態では、偶数次高調波に対する線路を基本的に全て除くことができる点で、特許文献２の技術とは相違する。なお、原理的に省略できる終端開放分布定数線路（例えば前記したＴ_９の線路）を実際に設置することは可能である。すなわち、省略できる線路を実際に省略することは必須ではない。

次に、本実施形態の負荷回路を用いた増幅回路の例を図７に基づき説明する。この例では、増幅用トランジスタＳの出力端子に、結合分布定数線路ＣＴの入力端子ｃが接続されている。また、信号入力端子ＩＮの直後には、直流阻止用のカップリングコンデンサＣ_１が接続されている。さらに、結合分布定数線路ＣＴにおける入力側の分布定数線路ＣＴ_１の終端側には、直流阻止用のカップリングコンデンサＣ_２が接続されている。また、トランジスタＳには電源電圧Ｖ_ｇおよびＶ_ｄｄが供給されている。図７において符号Ｔ_ｉ１及び符号Ｔ_ｉ２は、入力整合用分布定数線路を示している。

（第２実施形態の動作）
次に、本実施形態に係る負荷回路の動作（Ｆ級動作）について説明する。

先ず、基本波に対してλ／４の長さを有する結合分布定数線路ＣＴでは、両終端が短絡の場合、入出力の両接続部において偶数次高調波に対しては短絡状態、奇数次高調波に対しては開放状態になるように定在波が立ち得る。このとき、両線路内での定在波分布が同じである偶数次高調波では、線路間に電位差が無いために結合が生じない。そのため、入力から見て単なるλ／４の終端短絡分布定数線路となり、トランジスタ出力端子側から負荷側を見たときに、偶数次高調波に対して実質的に零の負荷インピーダンスとなる。

一方、両線路内での定在波分布が反転する奇数次高調波では強い結合が生じ、線路の特性インピーダンスに応じて入力から出力への伝送がなされる。このとき、この結合分布定数線路ＣＴは、基本波に対してλ／４の長さを有する分布定数線路と同等の動作をする。

このとき、結合分布定数線路ＣＴの出力側に接続された、各奇数次高調波の波長λに対してλ／４の長さを有する複数の終端開放分布定数線路Ｔ_３〜Ｔ_ｎによって、結合分布定数線路ＣＴの出力点で奇数次高調波に対して短絡状態となる。従って、トランジスタ出力端子側から負荷側を見たときに奇数次高調波に対して実質的に無限大の負荷インピーダンスとなる。

本実施形態の回路では、結合分布定数線路ＣＴによって偶数次高調波を処理することができるので、偶数次高調波を処理するために個別のスタブを設ける必要がない。このため、この回路によれば、Ｆ級動作のための高調波処理回路を小型化することが可能となる。

本実施形態の回路では、ｍ次の高調波（但しｍは１を除く正の奇数）を処理するための終端開放分布定数線路Ｔ_ｍを設けることによって、当該ｍ次の高調波を処理することができる。したがって、この回路によれば、高効率電力増幅器であるＦ級増幅器に関して、原理的に無限次の高調波処理が可能な高周波処理回路を提供することができる。ただし、当然のことながら、実際には、処理が必要な次数に対応した終端開放分布定数線路Ｔ_ｍまでを設ければよい。つまり、終端開放分布定数線路Ｔ_ｍを実際にいくつまで設けるかは、高調波処理がどの次数まで必要かによって決定される。本実施形態の回路によれば、処理の必要な次数が高くなっても、原理的には対応が可能であるという利点がある。

また、分布定数線路Ｔの出力側にリアクタンス補償用終端開放分布定数線路Ｔ^＊を接続することで、高調波の特性に影響を与えることなく、基本波（例えば１．９ＧＨｚ）に対する負荷インピーダンスのリアクタンス成分の調整ができる。また、結合分布定数線路ＣＴおよび分布定数線路Ｔの特性インピーダンスも併せて調整することで、負荷インピーダンスの最適化が図れる。

本実施形態に係る負荷回路の負荷インピーダンス特性を図８に示す。負荷インピーダンスが、奇数次高調波に対して非常に大きくなり、偶数次高調波に対して零となっている。したがって、本実施形態の回路によって、Ｆ級の動作を行わせることが可能となっている。

図８に示す特性は計算により求めたものであり、その条件は以下の通りである。
（計算条件）
・結合分布定数線路CT
平衡モード特性インピーダンス：252Ω
不平衡モード特性インピーダンス：53Ω
・奇数次高調波処理用-終端開放分布定数線路
特性インピーダンス：50Ω
・基本波リアクタンス調整用-終端開放分布定数線路
特性インピーダンス：50Ω
電気長（基本波に対して）：153゜
・負荷抵抗：50Ω

本実施形態の負荷回路を、下記条件の増幅用トランジスタＳに適用した。条件は以下の通りである。
飽和ドレイン電流：６０ｍＡ、
しきい値電圧：−０．９Ｖ、
電源電圧：３．４Ｖ、
最大発振周波数ｆ_max：７０ＧＨｚ、
構成：ヘテロ接合ＦＥＴ

この場合の、ドレイン電流端子における電圧・電流特性を、ハーモニックバランスシミュレータにより計算した。その結果を図９に示す。瞬時電圧と瞬時電流との重なりがほぼ無くなっており、理想的なＦ級動作に近い動作を実現している。このときの付加電力効率（Power-added Efficiency, PAE）を図１０に示す。この図から、ＰＡＥは９０％を越えることがわかる。なお、この図において、Ｐ_ｏｕｔは、負荷抵抗において得られる出力電力を示している。

第２実施形態においては、前記した動作の説明から明らかなように、結合分布定数線路ＣＴが、偶数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に零に調整する第１インピーダンス調整部を構成している。

また、第２実施形態においては、複数の終端開放分布定数線路Ｔ_ｍが第２インピーダンス調整部を構成している。本実施形態では、前記したとおり、第１インピーダンス調整部と第２インピーダンス調整部とが、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に無限大に調整する機能を発揮している。

なお、前記各実施形態の記載は単なる一例に過ぎず、本発明に必須の構成を示したものではない。各部の構成は、本発明の趣旨を達成できるものであれば、上記に限らない。例えば、前記各実施形態では、増幅器としてトランジスタを用いたが、これに代えて、負性抵抗の２端子増幅素子を用いることもできる。そのような素子の例として、インパットダイオード、ガンダイオード、共鳴トンネルダイオードなどがある。前記した各実施形態においては、増幅器の一例として、単一の増幅素子（例えばトランジスタや負性抵抗２端子増幅素子）を用いているが、回路により構成された増幅器を用いることも可能であると考えられる。

また、前記した各実施形態では、リアクタンス成分を補償する補償用分布定数線路Ｔ^＊を設ける構成としたが、これに代えて、増幅器Ｓの出力端子ｃでの基本波のリアクタンス成分を補償するリアクタンス素子（図示せず）を設けても良い。

なお、本発明の装置は、上記した各実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更を加えることができる。

（動作原理の補足説明）
以下、前記した各実施形態に係る回路の動作原理を補足して説明する。

（Ｆ級増幅器及び逆Ｆ級増幅器の動作原理）
電力増幅器の一つであるＦ級増幅器では、２倍、３倍、…の周波数の高調波を適切に処理することでトランジスタ（増幅器）内での電流・電圧波形を調整し、高効率動作を実現している。具体的には、偶数次高調波が短絡、奇数次高調波が開放となる負荷を増幅用トランジスタの出力端子に接続することで、トランジスタの出力側から内部に流れ込む電流波形を半波整流波形、トランジスタの出力端子にかかる電圧を方形波形としている（図１１ａ参照）。

この場合、電流波形と電圧波形の重なりが無いためにトランジスタ内での電力消費が無く、高効率動作となる。一方、この高調波処理で短絡と開放を入れ替えると電流波形と電圧波形の関係が逆転するが、この場合も波形の重なりは無く、同様に高効率化が図れる（図１１ｂ）。この方法を用いた増幅器を逆Ｆ級増幅器と呼ぶ。どちらも理想的には100％の効率（コレクタ効率、ドレイン効率）を実現できる。

このような高調波処理を分布定数線路で実現する方法を述べる。先ず、基本周波数の波長に対して1/4の長さを有する分布定数線路の終端（図１２中において右側）を、短絡または開放とした場合を考える（図１２参照）。図１２には基本波、２倍波、３倍波に対する定在波の様子を併せて示している。終端を短絡した場合（図１２（ａ）参照）、基本波に対しては入力端で電流定在波が零、電圧定在波が最大となり、インピーダンスが無限大になる。２倍波に対しては逆に電圧定在波が零、電流定在波が最大となり、インピーダンスが零になる。３倍波以上ではこれらを交互に繰り返すことになる。なお、終端開放の場合（図１２（ｂ）参照）はその逆の特性となる。入力端でのインピーダンス−周波数特性の計算例を図１３に示す。図より、２倍波以上の高調波に対して、終端短絡（図１３ａ参照）の場合はＦ級の負荷条件を満たしており、終端開放（図１３ｂ参照）の場合は逆Ｆ級の負荷条件を満たしていることがわかる。つまり、２倍波以上の高調波に対してのみ短絡、あるいは開放が実現できれば、原理上、任意の高調波まで処理可能なＦ級あるいは逆Ｆ級の増幅器が実現できる。

既存のＦ級用高調波処理回路（図１４参照）では、λ_０／４の長さを有する分布定数線路の図１２の終端部で各高調波を短絡するために、各々の高調波に対して1/4波長となる終端開放分布定数線路を処理する高調波の数だけ接続している（但し一部省略可）。ここでλ_０は基本波の波長、λ_ｍはｍ次高調波の波長である。また、出力された基本波を取り出すための線路も同じ点に接続される。このとき、終端部でのインピーダンスは各々のインピーダンスの並列合成値となる。並列回路では、いずれか一つの線路のインピーダンスが零であれば合成インピーダンスが零となるため、任意の高調波短絡用分布定数線路による、その高調波周波数での短絡状態は、他の線路のインピーダンス値に影響を受けることなく、零インピーダンスに保たれる。

一方、逆Ｆ級では図１２（ｂ）に示されるように、分布定数線路の終端部を開放とする必要がある。しかし、上記Ｆ級と同様の構成を考えた場合では、各高調波に対して開放となる各々の分布定数線路を終端部へ接続したとしても、開放インピーダンスが他の線路のインピーダンスの影響を受けてしまうために、所望の負荷条件が得られない。また、分布定数線路のインピーダンスを直列に接続するということは構造上不可能である。従って、逆Ｆ級の負荷状態を実現するためには、上記Ｆ級とは異なる回路構成を考える必要がある。

（結合分布定数線路を用いた高調波処理回路の動作原理）
前記した各実施形態に係る高調波処理回路では、新たに結合分布定数伝送線路を導入している。これは、平行に近接した２つの分布定数線路が電気的に結合したものであり、平衡モードでの伝送線路および帯域通過フィルタなどに利用される。

図１５に、片一方の線路の一端を入力とし、もう片一方の線路の逆端を出力とした場合の結合分布定数伝送線路の概略図を示す。各線路は基本波長λ_０の1/4の長さを有している。また、図では、各々の分布定数線路の端子がない方（終端）を開放（図ａ）あるいは短絡（図ｂ）とした２つの場合を示している。

図１６に、図１５に示した結合分布定数線路の透過特性の計算例を示す（図中実線）。また、比較として基本波長の1/4の長さを有する分布定数線路の計算例も併せて示す（図中破線）。図１６ａおよびｂの透過強度特性によれば、２倍、４倍、…、の偶数次高調波に対して両方の結合分布定数線路ともに透過が零であることがわかる。これは、偶数次高調波では結合が起こらず、各終端での全反射により入力側に全て戻されていることを表す。一方、図１６ｃおよびｄの遅延特性において、基本波を含む３倍、５倍、…、の奇数次高調波に注目すると、図１６cの場合は、比較の分布定数線路と同じ位相差を有しており、また、図１６dの場合は、比較の分布定数線路の値から180度の遅れを保っている。この遅延特性は、後に説明する奇数次高調波処理において重要な特性となる。

次に、図１５に示す線路の出力が50Ωに終端されている場合（図１７参照）の入力インピーダンス周波数特性の計算例を図１８に示す。偶数次高調波に対して、図１８ａの場合は理想上無限大のインピーダンス値となり、図１８ｂの場合は零となる。これは、偶数次高調波のみに対して、図１２に示す分布定数線路と同じ状態が得られるためである。従って、この結合分布定数線路を利用することで、逆Ｆ級あるいはＦ級の、偶数次高調波に対する負荷条件を満足させることができる。

（逆Ｆ級での奇数次高調波処理について）
奇数次高調波処理を行う方法に関して、先ず、逆Ｆ級の場合について述べる。逆Ｆ級の負荷条件を満たすためには、偶数次高調波処理に対して、図１５aの線路を用いることになる。前述の通り、この線路は、奇数次高調波に対して、基本波長の1/4の長さを有する分布定数線路と等価である。

ここで、基本波長の1/2の長さを有する分布定数線路の終端を短絡した場合の特性を考えると、図１３aでf₀をf₀/2と置き換えれば良いので、入力インピーダンスが基本波を含む全ての高調波に対して零となる。

そこで先ず、図１５aの結合分布定数線路の出力端子に、更に基本波長の1/4の長さを有する分布定数線路を接続し、奇数次高調波に対して等価的に基本波長の1/2の長さを有する分布定数線路とする。そして、その終端部を各奇数次高調波に対してのみ短絡状態とするために、奇数次高調波の各波長に対して１／４波長となる終端開放分布定数線路を処理する高調波の数だけ接続（但し一部省略可）する（図１９a参照）。このことにより、線路全体の入力インピーダンス特性において、奇数次高調波に対して零インピーダンスという逆Ｆ級の負荷条件が満たされる（図２０a参照）。なお、図１９ａは、図１中において高調波処理部分を抜き出したものに相当する。

（Ｆ級での奇数次高調波処理について）
次にＦ級の場合について説明する。Ｆ級の場合も、前記と同様に図１５bの線路を用いることで偶数次高調波処理がなされる。

一方、図１６dに示すこの結合分布定数線路の奇数次高調波に対する特性では、基本波長の1/4の長さを有する分布定数線路の特性に対してどの奇数次高調波でも180度の遅れを有している。180度の電気長は定在波の周期に相当するので、180度の整数倍の位相差ずれを有する分布定数線路毎の、入力端でのインピーダンス特性は、互いに同じとなる。従って、図１５bに示す結合分布定数線路の出力端子を短絡したときの奇数次高調波に対する入力インピーダンスは、図１３aと同じく、理想上無限大となる。

そこで、その出力端子を各奇数次高調波に対してのみ短絡状態とするために、基本波長の1/4波長となる終端開放分布定数線路を、処理する高調波の数だけ接続（但し一部省略可）する（図１９b参照）。このことにより、線路全体の入力インピーダンス特性において、奇数次高調波に対して理想上無限大インピーダンスというＦ級の負荷条件が満たされる（図２０b参照）。なお、図１９ｂは、図６中において高調波処理部分を抜き出したものに相当する。

（Ｆ級増幅器との比較における、逆Ｆ級増幅器の利点について）
マイクロ波電力増幅器の高効率化に関して、偶数次高調波を短絡、奇数次高調波を開放とするＦ級増幅器がよく知られており、前述した、任意の次数まで処理可能な、分布定数線路による回路構成（図１４参照）が既に報告されている。近年、前述した逆Ｆ級の高調波処理による高効率増幅器が提案されており（前記非特許文献１）、さらに、外部チューナを用いて３次高調波まで調整した検証実験の報告（前記非特許文献２）、そして、終端開放分布定数線路をいくつか組み合わせて３次高調波まで調整した検証実験の報告（前記非特許文献３）がなされている。これらの文献では、逆Ｆ級の方がＦ級よりも高い効率を得られることが示されている。

具体的には、図２１に示すトランジスタの直流電流電圧特性において、立ち上がりの傾きを決めるオン抵抗が効率に大きく影響している。そして、同じ基本波出力を得る場合、図１１に示すように方形波形と半波整流波形の違いから、逆Ｆ級の方が電圧振幅が大きくなり、トランジスタ内での直流電力消費量がＦ級と比較して小さくなる。この傾向はオン抵抗が大きいほど顕著化することが解析により示されている。

この逆Ｆ級動作ではトランジスタに加わる電圧が高くなることから、近年盛んに実用化が進められている高耐圧高出力GaN系トランジスタへの適用が適していると考えられ、より高出力かつ高効率な増幅器の実現が可能になると予測される。
（実験例）
図１に示した負荷回路の負荷インピーダンスの実測値を図２２に示す。図３は、計算によって得られたものであるが、図２２は、実測によって得られたものである。図２２より、偶数次高調波に対して1kΩ以上、奇数次高調波に対して十数Ω以下という負荷インピーダンス特性を得られることがわかる。すなわち、実測によっても、図３に示した例と同様に、逆Ｆ級の動作に必要な負荷インピーダンス特性が得られることを確認できる。
この実験例の実験条件は以下の通りである。
（実験条件）

・線路基板：低損失樹脂基板（基板厚：1.2 mm、比誘電率ε_ｒ：3.5、誘電正接tanδ：0.002）
・導体：銅（厚さ18ミクロン以上）
・分布定数線路Ｔ：ストリップ線路（トリプレート線路）
（信号線−接地面間隔：0.4 mm、0.8 mm（上下非対称））
・分布定数線路ＣＴ：ブロードサイド結合線路
（信号線ＣＴ_１とＣＴ_２との間隔：0.2 mm、信号線ＣＴ_２と接地面Ｇ_２との間隔：0.4 mm、信号線ＣＴ_１と接地面Ｇ_１との間隔：0.6 mm （上下非対称））
・分布定数線路CT
（線路幅：0.7 mm、線路の物理長：20.7 mm）
・分布定数線路Ｔ
（線路幅：4 mm、線路の物理長：20.7 mm）
・奇数次高調波処理用-終端開放分布定数線路
（線路幅：0.6 mm、線路の物理長 T₃：6.4 mm、T₅：3.4 mm、T₇：2.7 mm）
・基本波リアクタンス調整用-終端開放分布定数線路Ｔ^*
（線路幅：0.6 mm、線路の物理長：28.6 mm）
・負荷抵抗：50Ω
図２２に示す実験例で用いた負荷回路の概略的構成を図２３と図２４に示す。この負荷回路における基本的な構成は、図１に示す回路と同様である。ただし、図２３に示すように、実験例の回路における結合分布定数線路ＣＴは、Ｓ字状に形成されている。これにより、信号線路ＣＴ_１及びＣＴ_２のいずれにおいても、左右側面（幅方向における両端面）の長さ（線路の長さ方向における長さ）を同じとすることができる。これにより、結合分布定数線路ＣＴにおける特性のばらつきを減少させることができるという利点がある。

本発明の第１実施形態に係る高調波処理回路を示す図である。 図１の高調波処理回路を用いた逆Ｆ級の増幅回路を示す図である。 図１の高調波処理回路の負荷インピーダンス特性を示すグラフである。 図１の高調波処理回路を用いた増幅回路の特性を示すグラフである。図において縦軸は、ドレイン電流端子における電流特性（ｍＡ）及び電圧特性（Ｖ）を示している。 図４に示された逆Ｆ級動作における出力電圧（ｄＢｍ）と付加電力効率すなわちＰＡＥ（％）とを示すグラフである。 本発明の第２実施形態に係る高調波処理回路を示す図である。 図６の高調波処理回路を用いたＦ級の増幅回路を示す図である。 図６の高調波処理回路の負荷インピーダンス特性を示すグラフである。 図６の高調波処理回路を用いた増幅回路の特性を示すグラフである。図において縦軸は、ドレイン電流端子における電流特性（ｍＡ）及び電圧特性（Ｖ）を示している。 図９に示されたＦ級動作における出力電圧（ｄＢｍ）と付加電力効率すなわちＰＡＥ（％）とを示すグラフである。 図ａ及び図ｂは、理想的なＦ級および逆Ｆ級増幅器におけるトランジスタ内の電流波形および電圧波形の概略図であり、図（ｃ）は、トランジスタにおける電流及び電圧の取り方を説明する説明図である。 基本波の1/4波長の長さを有する分布定数線路の終端を、短絡または開放としたときの、基本波、２倍波、３倍波の定在波の様子を示す説明図であって、図（ａ）は、分布定数線路の終端が短絡の場合、図（ｂ）は、終端が開放の場合である。 図１２（ａ）及び（ｂ）に示す各線路の入力端におけるインピーダンス−周波数特性を示すグラフである。 従来のＦ級増幅器用高調波処理回路（高調波処理部分のみ）を示す回路図である。 結合分布定数線路の概略図である。 図１５に示す結合分布定数線路の透過特性を示すグラフである。 出力側が50Ωの負荷抵抗で終端された結合分布定数線路を示す回路図である。 図１７に示す結合分布定数線路の入力インピーダンス周波数特性を示すグラフである。 逆Ｆ級（図ａ）およびＦ級（図ｂ）増幅器用高調波処理回路の構成を示す図である。 図１９に示す回路の出力に50Ωの負荷抵抗を接続したときの入力インピーダンス周波数特性を示すグラフである。 トランジスタの直流電流電圧特性を示すグラフである。 図１に示した負荷回路の負荷インピーダンスの実測値を示すグラフである。 図２２に示す実験例で用いた負荷回路の概略的構成を示す斜視図である。 図２３のＸ−Ｘ線に沿う、要部の拡大断面図である。

符号の説明

ＣＴ 結合分布定数線路
Ｃ_１・Ｃ_２ 直流阻止用コンデンサ
Ｔ λ／２形成用の分布定数線路
Ｔ_ｍ ｍ次高調波処理用の終端開放分布定数線路（ただしｍは３以上の奇数）
Ｔ^＊ 基本波リアクタンス調整用の終端開放分布定数線路
Ｔ_ｉ１・Ｔ_ｉ２ 入力整合用の分布定数線路
Ｒ_ｏ 負荷抵抗
Ｓ 増幅器（増幅用トランジスタ）
Ｖ_ｇ・Ｖ_ｄｄ 電源電圧

Claims (8)

1. 増幅器の出力端子と負荷抵抗との間に接続されて、前記増幅器の出力端子に現れる高調波を処理するための回路であって、
   第１インピーダンス調整部と、第２インピーダンス調整部とを備えており、
   前記第１インピーダンス調整部は、結合分布定数線路を備えており、
   前記結合分布定数線路は、前記増幅器の出力が入力されるものであり、かつ、前記増幅器の出力における基本波の波長（λ）の１／４の長さを有しており、
   さらに、前記第１インピーダンス調整部は、偶数次高調波に対する入力インピーダンスを、実質的に無限大又は零の一方に調整する構成となっており、
   前記第１インピーダンス調整部と前記第２インピーダンス調整部とは、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを、実質的に無限大又は零の他方に調整する構成となっている
   ことを特徴とする高調波処理回路。
2. 前記第１インピーダンス調整部は、偶数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に無限大に調整する構成となっており、
   前記第１インピーダンス調整部と前記第２インピーダンス調整部とは、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に零に調整する構成となっており、
   さらに、前記第２インピーダンス調整部は、
   前記結合分布定数線路の出力端子に接続され、かつ、基本波の波長（λ）の１／４の長さを有する、λ／２形成用の分布定数線路と、
   前記λ／２形成用の分布定数線路の出力端子に互いに並列に接続された複数の終端開放分布定数線路とを有しており、
   前記複数の終端開放分布定数線路は、
   Ｌ＝λ／（４ｍ） （ただし、λは基本波の波長、ｍは１を除く正の奇数）
   で表される線路長Ｌを各々有している
   ことを特徴とする請求項１記載の高調波処理回路。
3. 前記第１インピーダンス調整部は、偶数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に零に調整する構成となっており、
   前記第１インピーダンス調整部と前記第２インピーダンス調整部とは、奇数次高調波に対する入力インピーダンスを実質的に無限大に調整する構成となっており、
   さらに、前記第２インピーダンス調整部は、
   前記結合分布定数線路の出力端子に互いに並列に接続された複数の終端開放分布定数線路を有しており、
   前記複数の終端開放分布定数線路は、
   Ｌ＝λ／（４ｍ） （ただし、λは基本波の波長、ｍは１を除く正の奇数）
   で表される線路長Ｌを各々有している
   ことを特徴とする請求項１記載の高調波処理回路。
4. さらに、前記λ／２形成用の分布定数線路の出力端子に接続され、前記増幅器の出力端子での基本波のリアクタンス成分を補償する補償用分布定数線路を有することを特徴とする請求項２に記載の高調波処理回路。
5. さらに、前記λ／２形成用の分布定数線路の出力端子に接続され、前記増幅器の出力端子での基本波のリアクタンス成分を補償するリアクタンス素子を有することを特徴とする請求項２に記載の高調波処理回路。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の高調波処理回路における前記結合分布定数線路の入力端子が、前記増幅器の出力端子に接続されていることを特徴とする増幅回路。
7. 前記増幅器として増幅用トランジスタが用いられている請求項６に記載の増幅回路。
8. 前記増幅器として負性抵抗２端子増幅素子が用いられている請求項６に記載の増幅回路。

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