CN101517877A - Dc/dc电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种DC/DC电力转换装置。串联连接将高压侧MOSFET以及低压侧MOSFET串联连接而连接在平滑电容器(Cs1～Cs4)的正负端子之间而构成的驱动用逆变器电路(A1)和整流电路(A2～A4)的三个以上的电路。在规定的一个电路(A1)与其他各电路(A2～A4)之间，分别以使谐振周期相等的方式设置电容器(Cr)与电感器(Lr)的LC串联体(LC12、LC13、LC14)。于是，在利用了电容器(Cr)的充放电的DC/DC电力转换装置中，利用基于LC串联体(LC12、LC13、LC14)的谐振现象来提高转换效率，并且谋求装置结构的小型化。

Description

DC/DC电力转换装置

技术领域

本发明涉及将直流电压转换成升压或降压的直流电压的DC/DC电力转换装置。

背景技术

作为以往的DC/DC电力转换装置的DC/DC转换器由逆变器(inverter)电路和多倍压整流电路构成，其中，所述逆变器电路具备具有与正电位连接的半导体开关和与负电位连接的半导体开关的至少两个以上的半导体开关，所述多倍压整流电路具备串联连接的多个整流器与串联连接的多个电容器，该DC/DC转换器用逆变器电路产生交流电压，进而用多倍压整流电路产生高压直流电压而供给给负载(例如参照专利文献1)。

另外，作为以往的另一例子的DC/DC电力转换装置的开关电容转换器由逆变器电路和2倍压整流电路构成，与电容器串联连接电感器，利用LC谐振现象来使对电容器的充放电电流增大，从而实现了在转移大的电力的情况下也使效率降低少的电力转换(例如参照非专利文献1)。

专利文献1：日本特开平9-191638号公报

非专利文献1：出利葉史俊他：「共振形スイツチトキヤパシタコンバ一タの制御特性」(“谐振型开关电容转换器的控制特性”)、信学技法、IEICE Technical Report、EE2005-62，pp7-12，2006年

在这些以往的DC/DC电力转换装置中，具备逆变器电路和整流电路，利用电容器的充放电进行直流/直流电力转换，并且，如果与电容器串联连接电感器而利用LC谐振现象，则可以高效地转移大的电力。在该情况下，如果使用连接有多个整流电路的多倍压整流电路，则需要使电容器、电感器的容许电流值增大，具有导致装置结构的大型化这样的问题点。

发明内容

本发明是为了解决上述那样的问题点而完成的，其目的在于，在具备由逆变器电路和整流电路构成的三个以上的电路，并利用电容器的充放电的DC/DC电力转换装置中，利用电容器和电感器的谐振现象来提高转换效率，并且谋求装置结构的小型化。

在第一发明的DC/DC电力转换装置中，串联连接有将由半导体开关元件构成的高压侧元件以及低压侧元件串联连接而连接在平滑电容器的正负端子之间而成的三个以上的电路。在上述多个电路内，在规定的一个电路与其他各电路之间分别连接能量转移用的电容器，并且在对该电容器进行充放电的路径上设置电感器。而且，在上述多个电路内，将规定的电路用于驱动用逆变器电路，将其他电路用于整流电路，并通过上述电容器的充放电进行直流/直流转换。

在第二发明的DC/DC电力转换装置中，串联连接基于驱动用逆变器电路和整流电路的三个以上的电路，上述驱动用逆变器电路将由半导体开关元件构成的高压侧元件以及低压侧元件串联连接而连接在平滑电容器的正负端子之间而成，上述整流电路将由二极管元件构成的高压侧元件以及低压侧元件串联连接而连接在平滑电容器的正负端子之间而成。在上述多个电路内，在规定的一个电路与其他各电路之间分别连接能量转移用的电容器，并且在对该电容器进行充放电的路径上设置电感器。于是，通过上述电容器的充放电进行直流/直流转换。

本发明的第一、第二DC/DC电力转换装置中，串联连接基于驱动用逆变器电路和整流电路的三个以上的电路，在规定的一个电路与其他各电路之间分别连接电容器并且在对该电容器进行充放电的路径上设置电感器。因此，能够利用电容器与电感器的谐振现象来提高转换效率，并且能够使在电容器以及电感器中流过的电流值降低，能够使各电容器以及各电感器的额定电流降低，从而实现装置结构的小型化。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图2是示出本发明的实施方式1的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。

图3是示出本发明的实施方式1的栅极信号以及各部分的电流波形的图。

图4是示出本发明的实施方式2的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。

图5是示出本发明的实施方式2的栅极信号以及各部分的电流波形的图。

图6是示出本发明的实施方式3的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。

图7是示出本发明的实施方式4的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图8是示出本发明的实施方式5的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图9是示出本发明的实施方式6的DC/DC电力转换装置的部分电路图。

图10是本发明的实施方式6的另一例子的DC/DC电力转换装置的部分电路图。

图11是示出本发明的实施方式7的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图12是示出本发明的实施方式8的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图13是示出本发明的实施方式9的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图14是示出本发明的实施方式9的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。

图15是示出本发明的实施方式10的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。

图16是示出本发明的实施方式12的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图17是示出本发明的实施方式13的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图18是示出本发明的实施方式14的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图19是示出本发明的实施方式14的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。

图20是示出本发明的实施方式15的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。

图21是示出本发明的实施方式16的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图22是示出本发明的实施方式17的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

图23是示出本发明的实施方式18的各电路的电源Vsk的结构的图。

图24是示出本发明的实施方式18的电源Vsk的各部分的电压波形的图。

具体实施方式

实施方式1

以下，参照附图说明本发明的实施方式1的DC/DC电力转换装置。图1、图2示出本发明的实施方式1的DC/DC电力转换装置的电路结构，尤其图1示出主要部分，图2示出栅极信号生成部分。

如图1所示，DC/DC电力转换装置具有将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间的功能。

DC/DC电力转换装置的主电路部分将电路A1、A2、A3、A4串联连接而构成，其中，电路A1、A2、A3、A4具备平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4和多个MOSFET，所述平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4对输入输出电压V1、V2进行平滑化，并且还作为用于能量转移的电压源而发挥功能，所述电路A1、A2、A3、A4是将作为低压侧元件、高压侧元件的两个MOSFET(Mos1L、Mos1H)(Mos2L、Mos2H)(Mos3L、Mos3H)(Mos4L、Mos4H)串联连接而连接到各平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的两个端子之间而成。而且，将各电路A1、A2、A3、A4内的两个MOSFET的连接点作为中间端子，在成为规定的一个电路的电路A1与其他各电路A2、A3、A4的中间端子之间连接LC串联体LC12、LC13、LC14，所述LC串联体LC12、LC13、LC14由电容器Cr12、Cr13、Cr14以及电感器Lr12、Lr13、Lr14的串联体构成，并作为能量转移元件而发挥功能。

另外，各MOSFET是在源极与漏极之间形成有寄生二极管的功率MOSFET。

详细说明主电路部分的连接。平滑电容器Cs1的两个端子分别与电压端子VL和Vcom连接，电压端子Vcom被接地。平滑电容器Cs1的VL侧电压端子与平滑电容器Cs2的一个端子连接，平滑电容器Cs2的另一个端子与平滑电容器Cs3的一个端子连接，平滑电容器Cs3的另一个端子与平滑电容器Cs4的一个端子连接，平滑电容器Cs4的另一端子与电压端子VH连接。

Mos1L的源极端子与电压端子Vcom连接，漏极端子与Mos1H的源极端子连接，Mos1H的漏极端子与电压端子VL连接。Mos2L的源极端子与平滑电容器Cs2的低电压侧的端子连接，Mos2L的漏极端子与Mos2H的源极端子连接，Mos2H的漏极端子与平滑电容器Cs2的高电压侧的端子连接。Mos3L的源极端子与平滑电容器Cs3的低电压侧的端子连接，Mos3L的漏极端子与Mos3H的源极端子连接，Mos3H的漏极端子与平滑电容器Cs3的高电压侧的端子连接。Mos4L的源极端子与平滑电容器Cs4的低电压侧的端子连接，Mos4L的漏极端子与Mos4H的源极端子连接，Mos4H的漏极端子与平滑电容器Cs4的高电压侧的端子连接。

LC串联体LC12的一端与Mos1L和Mos1H的连接点连接，另一端与Mos2L和Mos2H的连接点连接。LC串联体LC13的一端与Mos1L和Mos1H的连接点连接，另一端与Mos3L和Mos3H的连接点连接。LC串联体LC14的一端与Mos1L和Mos1H的连接点连接，另一端与Mos4L和Mos4H的连接点连接。根据各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和容量值决定的谐振周期的值被设定为分别相等。

Mos1L、Mos1H的栅极端子与栅极驱动电路111的输出端子连接，向栅极驱动电路111的输入端子输入以Mos1L的源极端子的电压为基准的各个栅极驱动信号。栅极驱动电路是一般的自举方式的驱动电路，由半桥逆变器电路驱动用的驱动器IC、用于驱动高电压侧的MOSFET的电容器等构成。Mos2L、Mos2H的栅极端子与栅极驱动电路112的输出端子连接，向栅极驱动电路112的输入端子输入以Mos2L的源极端子的电压为基准的各个栅极驱动信号。Mos3L、Mos3H的栅极端子与栅极驱动电路113的输出端子连接，向栅极驱动电路113的输入端子输入以Mos3L的源极端子的电压为基准的各个栅极驱动信号。Mos4L、Mos4H的栅极端子与栅极驱动电路114的输出端子连接，向栅极驱动电路114的输入端子输入以Mos4L的源极端子的电压为基准的各个栅极驱动信号。

从光耦合器121L输出Mos1L驱动用的栅极驱动信号，从光耦合器121H输出Mos1H驱动用的栅极驱动信号。向光耦合器121L、121H输入栅极信号Gate1L、Gate1H。从光耦合器122L输出Mos2L驱动用的栅极驱动信号，从光耦合器122H输出Mos2H驱动用的栅极驱动信号。向光耦合器122L、122H输入栅极信号Gate2L、Gate2H。从光耦合器123L输出Mos3L驱动用的栅极驱动信号，从光耦合器123H输出Mos3H驱动用的栅极驱动信号。向光耦合器123L、123H输入栅极信号Gate3L、Gate3H。从光耦合器124L输出Mos4L驱动用的栅极驱动信号，从光耦合器124H输出Mos4H驱动用的栅极驱动信号。向光耦合器124L、124H输入栅极信号Gate4L、Gate4H。

电源Vs1、Vs2、Vs3、Vs4是分别以Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L的源极端子为基准的为了驱动MOSFET、栅极驱动电路、光耦合器而配置的电源。

电路A1被用于驱动用逆变器电路，将对电压端子VL-Vcom之间输入的能量通过MOSFET(Mos1L、Mos1H)的导通截止动作而传送给高电压侧。另外，电路A2、A3、A4被用于整流电路，对由驱动用逆变器电路A1驱动的电流进行整流，并将能量转移到高电压侧。

如图2所示，在成为栅极信号生成部分的控制电路13中生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。在控制电路13中，具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路A1的驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H的驱动用栅极信号生成部分130A；以及生成用于驱动整流电路A2、A3、A4的整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H的整流用栅极信号生成部分130B。在该情况下，在微型计算机等信号处理电路中，生成驱动用栅极信号以及整流用栅极信号。

接下来说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的容量值相比充分大的值。

如上所述，因为将输入到电压端子VL-Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH-Vcom之间，所以负载连接在电压端子VH-Vcom之间，电压V2成为比4×V1低的值。在稳定状态下，将平滑电容器Cs1充电到电压V1的电压，将平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电到(V2-V1)/3的电压。

图3示出驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H、整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H、在驱动用逆变器电路A1和整流电路A2～A4内的高压侧MOSFET(Mos1H、Mos2H～Mos4H)中流过的电流、以及在低压侧MOSFET(Mos1L、Mos2L～Mos4L)中流过的电流。在驱动用逆变器电路A1内的MOSFET中电流从漏极流向源极，在整流电路A2～A4内的MOSFET中电流从源极流向漏极。MOSFET在栅极信号为高电压时导通。

如图3所示，驱动用栅极信号Gate1H、Gate1L是具有与谐振周期相比稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期是基于由Lr和Cr构成的LC串联体LC12、LC13、LC14决定的。其中，t表示谐振周期的1/2的期间，1a、1b是驱动用栅极信号Gate1H、Gate1L的脉冲(以下称为驱动用脉冲)。

向整流电路A2、A3、A4内的高压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate2H、Gate3H、Gate4H、以及向低压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate2L、Gate3L、Gate4L是由从驱动用栅极信号Gate1H、Gate1L的各驱动用脉冲1a、1b的上升沿时刻起在期间t的范围内产生的脉冲(以下称为整流用脉冲2a、2b)构成的导通截止信号。在此，整流用脉冲2a、2b的上升沿时刻与驱动用脉冲1a、1b的上升沿时刻一致，并且整流用脉冲2a、2b的下降沿时刻比驱动用脉冲1a、1b的下降沿时刻早规定时间τH、τL。

当各电路A1～A4的作为低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L由于向低压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1b以及整流用脉冲2b而成为导通状态时，由于存在电压差，所以平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr13、Cr14。另外，在Mos2L、Mos3L、Mos4L中，在整流用脉冲2b为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流3b，之后由于寄生二极管的防止逆流功能而电流被切断。

Cs1→Mos2L→Lr12→Cr12→Mos1L

Cs1→Cs2→Mos3L→Lr13→Cr13→Mos1L

Cs1→Cs2→Cs3→Mos4L→Lr14→Cr14→Mos1L

接下来，当各电路A1～A4的作为高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H由于向高压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1a以及整流用脉冲2a而成为导通状态时，由于存在电压差，所以充电于电容器Cr12、Cr13、Cr14中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4。另外，在Mos2H、Mos3H、Mos4H中，在整流用脉冲2a为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流3a，之后由于寄生二极管的防止逆流功能而电流被切断。

Cr12→Lr12→Mos2H→Cs2→Mos1H

Cr13→Lr13→Mos3H→Cs3→Cs2→Mos1H

Cr14→Lr14→Mos4H→Cs4→Cs3→Cs2→Mos1H

这样，通过电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4转移能量。于是，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间。另外，由于对各电容器Cr12、Cr13、Cr14串联连接电感器Lr12、Lr13、L14而构成LC串联体LC12、LC13、LC14，所以上述能量转移是利用谐振现象来进行的，能够高效地转移大量的能量。

另外，在本实施方式中，在驱动用逆变器电路A1与作为整流电路的其他各电路A2、A3、A4之间连接了LC串联体LC12、LC13、LC14，其中，在驱动用逆变器电路A1中，在平滑电容器Cs1的两个端子上连接了成为输入端子的低电压侧的电压端子VL、Vcom。

将本实施方式中的在LC串联体LC12、LC13、LC14中流过的电流值设为I12、I13、I14，将电容器Cr12、Cr13、Cr14的电压设为V12、V13、V14。然后，作为比较例子，考虑如下情况：在相邻的电路之间，即在A1、A2之间、A2、A3之间、A3、A4之间，在中间端子(低压侧MOSFET与高压侧MOSFET的连接点)之间，连接LC串联体LC12、LC23、LC34，并使其同样地动作。如果将在该比较例子中的LC串联体LC12、LC23、LC34中流过的电流值设为I12r、I23r、I34r，将LC串联体LC12、LC23、LC34内的电容器Cr12、Cr23、Cr34的电压设为V12r、V23r、V34r，则

在比较例子中，成为

I12r∶I23r∶I34r＝3∶2∶1

V12r＝V23r＝V34r

相对于此，在本实施方式中，成为

I12＝I13＝I14(＝I34r)

V12∶V13∶V14＝1∶2∶3(V12＝V12r＝V23r＝V34r)

这样，在本实施方式中，在电路A1与其他各电路A2、A3、A4的中间端子之间连接了LC串联体LC12、LC13、LC14，所以与上述比较例子相比，电容器Cr12、Cr13、Cr14的电压增大，但能够使流过LC串联体LC12的电流值降低至1/3，并且在高压侧与电路A3连接的LC串联体LC13中，能够降低至流过比较例子的LC串联体LC23的电流值的1/2。即，能够使流过各LC串联体LC12、LC13、LC14的电流值与最小的电流值相等。因此，能够使能量转移用的LC串联体LC12、LC13、LC14的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

另外在本实施方式中，由于在整流电路A2～A4中使用了MOSFET，所以与使用二极管时相比，能够降低导电损耗，能够提高电力转换的效率。

另外，整流电路A2～A4的MOSFET与驱动用逆变器电路A1的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内比驱动用逆变器电路A1的MOSFET更早成为截止状态。如果使整流电路A2～A4的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致则可以使导电损耗成为最小，但由于即使如上所述那样使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也能够转移能量，另外能够避免由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。

另外，由于从各驱动用脉冲1a、1b的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用脉冲2a、2b，所以在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。如果发生电流的逆流，则不仅能量的转移量减少，而且为了得到期望的电力而需要使更多的电流流过，损失增大且电力转换效率恶化。在本实施方式中，由于防止了这样的电流的逆流，所以能够有效地利用LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振现象，而且能够通过使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，由于在控制电路13中具备驱动用栅极信号生成部分130A和整流用栅极信号生成部分130B，来分别生成驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H和整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A1的MOSFET独立地控制整流电路A2～A4的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

实施方式2

在上述实施方式1中，示出了将电压V1升压至大约4倍的电压V2的升压型的DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出从电压V2降压至电压V1的降压型的DC/DC电力转换装置。

本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与图1所示的电路结构相同，但在该情况下，将电路A2、A3、A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1用于整流电路。另外，作为栅极信号生成部分的控制电路13a与上述实施方式1不同，如图4所示。

如图4所示，在控制电路13a中生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。在控制电路13a中具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路A2、A3、A4的驱动用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H的驱动用栅极信号生成部分130A；以及生成用于驱动整流电路A1的整流用栅极信号Gate1L、Gate1H的整流用栅极信号生成部分130B。另外，在本实施方式中，也在微型计算机等信号处理电路中生成驱动用栅极信号以及整流用栅极信号。

接下来说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的容量值相比充分大的值。

因为将输入到电压端子VH-Vcom之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL-Vcom之间，所以负载连接在电压端子VL-Vcom之间，电压V2成为比4×V1高的值。

图5示出驱动用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H、整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、在驱动用逆变器电路A2～A4和整流电路A1内的高压侧MOSFET(Mos2H～Mos4H、Mos1H)中流过的电流、以及在低压侧MOSFET(Mos2L～Mos4L、Mos1L)中流过的电流。在驱动用逆变器电路A2～A4内的MOSFET中电流从漏极流向源极，在整流电路A1内的MOSFET中电流从源极流向漏极。MOSFET在栅极信号为高电压时导通。

如图5所示，驱动用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4H、Gate4L是具有与谐振周期2t相比稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是基于由Lr和Cr构成的LC串联体LC12、LC13、LC14决定的。另外，1c、1d是驱动用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H的脉冲(以下称为驱动用脉冲)。

向整流电路A1内的高压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate1H以及向低压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate1L是由从各驱动用脉冲1c、1d的上升沿时刻起在期间t的范围内产生的脉冲(以下称为整流用脉冲2c、2d)构成的导通截止信号。在此，整流用脉冲2c、2d的上升沿时刻与驱动用脉冲1c、1d的上升沿时刻一致，并且整流用脉冲2c、2d的下降沿时刻比驱动用脉冲1c、1d的下降沿时刻早规定时间τH、τL。

当各电路A2～A4、A1的作为高压侧MOSFET的Mos2H、Mos3H、Mos4H、Mos1H由于向高压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1c以及整流用脉冲2c而成为导通状态时，由于存在电压差，所以平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr13、Cr14。另外，在Mos1H中，在整流用脉冲2c为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流3c，之后由于寄生二极管的防止逆流功能而电流被切断。

Cs2→Cs3→Cs4→Mos4H→Lr14→Cr14→Mos1H

Cs2→Cs3→Mos3H→Lr13→Cr13→Mos1H

Cs2→Mos2H→Lr12→Cr12→Mos1H

接下来，当各电路A2～A4、A1的作为低压侧MOSFET的Mos2L、Mos3L、Mos4L、Mos1L由于向低压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1d以及整流用脉冲2d而成为导通状态时，由于存在电压差，所以充电于电容器Cr12、Cr13、Cr14中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3。另外，在Mos1L中，在整流用脉冲2d为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流3d，之后由于寄生二极管的防止逆流功能而电流被切断。

Cr14→Lr14→Mos4L→Cs3→Cs2→Cs1→Mos1L

Cr13→Lr13→Mos3L→Cs2→Cs1→Mos1L

Cr12→Lr12→Mos2L→Cs1→Mos1L

这样，通过电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs1转移能量。于是，将输入到电压端子VH与Vcom之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL与Vcom之间。另外，由于对各电容器Cr12、Cr13、Cr14串联连接电感器Lr12、Lr13、L14而构成LC串联体LC12、LC13、LC14，所以上述能量转移是利用谐振现象来进行的，能够高效地转移大量的能量。

另外，在本实施方式中，在整流电路A1与作为驱动用逆变器电路的其他各电路A2、A3、A4之间连接了LC串联体LC12、LC13、LC14，其中，在上述整流电路A1中，在平滑电容器Cs1的两个端子上连接了成为输入端子的低电压侧的电压端子VL、Vcom。另外，在本实施方式中，与上述实施方式1中示出的比较例子、即在相邻的电路之间连接LC串联体LC12、LC23、LC34并使其同样地动作的情况相比，能够使流过LC串联体LC12的电流值降低至1/3，另外在高压侧与电路A3连接的LC串联体LC13中，能够降低至流过比较例子的LC串联体LC23的电流值的1/2。即，能够使流过各LC串联体LC12、LC13、LC14的电流值与最小的电流值相等。因此，能够降低能量转移用的LC串联体LC12、LC13、LC14的电感器Lr、电容器Cr的额定电流，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

另外，在本实施方式中，由于在整流电路A1中使用了MOSFET，所以与使用二极管时相比，能够降低导电损耗，能够提高电力转换的效率。

另外，整流电路A1的MOSFET与驱动用逆变器电路A2～A4的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内比驱动用逆变器电路A2～A4的MOSFET更早成为截止状态。如果使整流电路A1的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致则可以使导电损耗成为最小，但由于即使如上所述那样使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也能够转移能量，另外能够避免由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。

另外，由于从各驱动用脉冲1c、1d的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用脉冲2 c、2d，所以在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振现象，而且能够通过使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在控制电路13a中具有驱动用栅极信号生成部分130A和整流用栅极信号生成部分130B，分别生成驱动用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H和整流用栅极信号Gate1L、Gate1H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A2～A4的MOSFET独立地控制整流电路A1的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

实施方式3

在上述实施方式1中示出了V1→V2的升压型DC/DC电力转换装置，在上述实施方式2中示出了V2→V1的降压型DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出同时具有上述实施方式1、2的功能而实现双向的能量转移的升降压型的DC/DC电力转换装置。

本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与上述实施方式1、2同样地是图1中示出的电路结构，在该情况下，在升压时将电路A1用于驱动用逆变器电路，将电路A2、A3、A4用于整流电路，在降压时将电路A2、A3、A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1用于整流电路。另外，作为栅极信号生成部分的控制电路13b与上述实施方式1、2不同，是图6中示出的电路结构。

如图6所示，在控制电路13b中，输入电压端子Vcom、VL、VH的电压，而生成并输出栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。利用所输入的各端子电压求出V1、V2(V1：VL-Vcom、V2：VH-Vcom)，在V1×4＞V2的情况下，识别为升压模式而如上述实施方式1中所示那样输出栅极信号，在V1×4＜V2的情况下，识别为降压模式而如上述实施方式2中所示那样输出栅极信号。

在这样控制的升降压型的DC/DC电力转换装置中，得到与上述实施方式1、2同样的效果，并且能够通过一个电路实现双向的能量转移，能够广泛利用。

实施方式4

以下，参照附图说明本发明的实施方式4的升压型的DC/DC电力转换装置。图7是示出本发明的实施方式4的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。

如图7所示，与上述实施方式1的情况同样地，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间，在图1中示出的电路结构中具备作为电流检测单元的电流传感器CT2、CT3、CT4。

电流传感器CT2配置在Mos2L和Mos2H的连接点与LC串联体LC12之间的配线上，对来自Mos2L和Mos2H的连接点的电流进行检测。电流传感器CT3配置在Mos3L和Mos3H的连接点与LC串联体LC13之间的配线上，对来自Mos3L和Mos3H的连接点的电流进行检测。电流传感器CT4配置在Mos4L和Mos4H的连接点与LC串联体LC14之间的配线上，对来自Mos4L和Mos4H的连接点的电流进行检测。

在本实施方式中，也与上述实施方式1同样地，电路A1被用于将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量通过MOSFET(Mos1L、Mos1H)的导通截止动作而传送给高电压侧的驱动用逆变器电路。另外，电路A2、A3、A4被用于对由驱动用逆变器电路A1驱动的电流进行整流，并将能量转移给高电压侧的整流电路。

在该情况下，虽然省略了栅极信号生成部分的图示，但该栅极信号生成部分具备：生成驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H的控制电路；和具备比较器并生成整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H的电路。

驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H与上述实施方式1同样地，是具有与谐振周期2t相比稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是由LC串联体LC12、LC13、LC14决定的。整流用栅极信号Gate2L、Gate2H是将电流传感器CT2的输出信号与阈值电压VtL、VtH进行比较而生成的。即，在来自Mos2L与Mos2H的连接点的电流正向流过时产生整流用脉冲而使Mos2L导通，在电流负向流过时产生整流用脉冲而使Mos2H导通。由此，各Mos2L、Mos2H在寄生二极管导电的期间内导通。在整流电路A3、A4的情况下，也与整流电路A2的情况同样地，将电流传感器CT3、CT4的输出信号与阈值电压VtL、VtH进行比较而生成。在此，阈值电压VtL、VtH被设定为可以利用电流传感器CT2～CT4检测出正向或负向的电流的程度的电压。

根据这样的栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，电流在与上述实施方式1同样的电流路径中流过，通过电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4转移能量。于是，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间。

在本实施方式中，设置对来自整流电路A2～A4的高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点的输出电流进行检测的电流传感器CT2、CT3、CT4，并根据检测电流而生成整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，所以可以在寄生二极管导电的期间内使整流电路A2～A4的各MOSFET导通。因此，可以从各驱动用脉冲的上升沿时刻起在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t的范围内可靠地产生栅极信号中的整流用脉冲。于是在期间t内流过电流之后，电流被切断而不产生逆流。因此，能够有效地利用LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振现象，而且能够通过在整流电路A2～A4中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，通过适当地设定阈值电压VtL、VtH，能够使整流用脉冲与MOSFET的导电期间t大概一致，能够使导电损耗最小。

另外，在本实施方式中，也由于独立地生成驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H和整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A1的MOSFET独立地控制整流电路A2～A4的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

在上述实施方式4中，对来自整流电路A2～A4的高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点的输出电流进行了检测，但电流传感器CT2～CT4的检测电流与在连接于整流电路A2～A4的各电容器Cr12～Cr14中流过的电流大致一致。因此，在上述实施方式4中，可以使用电流传感器CT2～CT4对在连接于整流电路A2～A4的各电容器Cr12～Cr14中流过的电流进行检测，根据该检测电流生成整流电路A2～A4的检测出的整流用栅极信号。

实施方式5

在本实施方式5中，示出与实施方式2同样地，从电压V2降压至大约1/4倍的电压V1的降压型的DC/DC电力转换装置。图8示出本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分。

如图8所示，在图1中示出的电路结构中具备作为电流检测单元的电流传感器CT1。在该情况下，将电路A2～A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1用于整流电路，电流传感器CT1对来自整流电路A1的高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点的输出电流进行检测。

在该情况下，省略了栅极信号生成部分的图示，但该栅极信号生成部分具备：生成驱动用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H的控制电路；和具备比较器并生成整流用栅极信号Gate1L、Gate1H的电路。

驱动用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H与上述实施方式2同样地，是具有与谐振周期2t相比稍微大的周期且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是由LC串联体LC12、LC13、LC14决定的。整流用栅极信号Gate1L、Gate1H是将电流传感器CT1的输出信号与阈值电压VtL、VtH进行比较而生成的。即，在来自Mos1L与Mos1H的连接点的电流正向流过时产生整流用脉冲而使Mos1L导通，在电流负向流过时产生整流用脉冲而使Mos1H导通。由此，各Mos1L、Mos1H在寄生二极管导电的期间内导通。在此，阈值电压VtL、VtH被设定为可以利用电流传感器CT1检测出正向或负向的电流的程度的电压。

基于这样的栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，电流在与上述实施方式2同样的电流路径中流过，通过电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs1转移能量。于是，将输入到电压端子VH与Vcom之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL与Vcom之间。

在本实施方式中，设置对来自整流电路A1的高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点的输出电流进行检测的电流传感器CT1，根据检测电流而生成整流用栅极信号Gate1L、Gate1H，所以可以在寄生二极管导电的期间内使整流电路A1的MOSFET导通。因此，可以从各驱动用脉冲的上升沿时刻起在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t的范围内可靠地产生栅极信号中的整流用脉冲。于是在期间t内流过电流之后，电流被切断而不产生逆流。因此，能够有效地利用LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振现象，而且能够通过在整流电路A1中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，通过适当地设定阈值电压VtL、VtH，能够使整流用脉冲与MOSFET的导电期间t大概一致，能够使导电损耗最小。

另外，在本实施方式中也独立地生成驱动用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H和整流用栅极信号Gate1L、Gate1H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A2～A4的MOSFET独立地控制整流电路A1的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在上述实施方式5中，对来自整流电路A1的高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点的输出电流进行了检测，但电流传感器CT1的检测电流与在各电容器Cr12～Cr14中流过的电流的振幅值不同但相位大致一致。因此，能够根据电流传感器CT1的输出检测出在与整流电路A1连接的电容器Cr12～Cr14中流过的电流，通过与实施方式5同样地生成整流电路A1的整流用栅极信号，从而得到同样的效果。

另外，在上述实施方式4中示出了V1→V2的升压型DC/DC电力转换装置，在上述实施方式5中示出了V2→V1的降压型DC/DC电力转换装置，但还可以在图1示出的电路结构中具备作为电流检测单元的电流传感器CT1、CT2、CT3、CT4，同时具有上述实施方式4、5的功能而实现双向的能量转移。在该情况下，具备利用检测电流生成升压动作用的整流用栅极信号的电路和生成降压动作用的整流用栅极信号的电路，在升压时和降压时切换栅极信号。

另外，在上述实施方式4、5中，在高压侧MOSFET和低压侧MOSFET的连接点与LC串联体之间的配线上配置电流传感器来检测电流，但也可以利用电流传感器对流过各MOSFET的电流进行检测。

实施方式6

在上述实施方式4、5中，利用电流传感器CT1～CT4对来自各电路A1～A4的中间端子(高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点)的输出电流进行检测，根据检测电流生成了整流用栅极信号，但在本实施方式中，直接对在能量转移用的电容器Cr中流过的电流进行检测。

如上所述，各LC串联体LC12、LC13、LC14在电路A1与其他电路之间连接在中间端子之间，所以在各电容器Cr中流过的电流与上述实施方式4中的电流传感器CT2～CT4的检测电流大致一致，与上述实施方式5中的电流传感器CT1的检测电流的振幅值不同但相位大致一致。所以，可以对在各电容器Cr中流过的电流进行检测，根据该检测电流与上述实施方式4、5同样地生成整流用栅极信号。

图9是本实施方式的DC/DC电力转换装置的部分电路图，例如示出用于对在LC串联体LC12的电容器Cr12中流过的电流进行检测的电路。

如图9所示，通过对将电容器Cr12的电路A2侧的电压进行分压而取出的电压Va与将电路A1侧的电压进行分压而取出的电压Vb的差电压进行微分，来检测在电容器Cr12中流过的电流。所检测出的电流信号作为信号CT12sig输出。

根据这样输出的电流信号CT12sig，可以与上述实施方式4、5中的电流传感器CT1～CT4的输出信号同样地生成整流用栅极信号，得到同样的效果。

在上述实施方式6中，对在电容器Cr中流过的电流进行检测，但也可以对在电感器Lr中流过的电流进行检测。而且，电容器Cr的电流与电感器Lr的电流都是在LC串联体中流过的电流且相同。例如，图10示出用于对在LC串联体LC12的电感器Lr12中流过的电流进行检测的电路。

如图10所示，通过对将电感器Lr12的电路A2侧的电压进行分压而取出的电压Vc与将电路A1侧的电压进行分压而取出的电压Vd的差电压进行积分，来检测在电感器Lr12中流过的电流。所检测出的电流信号作为信号CT12sig输出。于是，可以与上述实施方式6同样地生成整流用栅极信号，得到同样的效果。

另外，在上述实施方式中，说明了检测在LC串联体LC12中流过的电流的方式，但对于流过其他LC串联体LC13、LC14的电流也可以同样地进行检测，并且可以根据该电流信号生成整流用栅极信号。

实施方式7

接下来，根据附图说明本发明的实施方式7的DC/DC电力转换装置。图11示出本发明的实施方式7的DC/DC电力转换装置的电路结构。

在本实施方式7中，示出从电压端子VL与Vcom之间的电压V1向电压端子VH与Vcom之间的电压V2转移能量的升压型的DC/DC电力转换装置。与上述实施方式1同样地，电压V2成为电压V1的大约4倍，V1设为50V，V2设为大约200V。

在本实施方式中，如图11所示，代替图1中示出的上述实施方式1的DC/DC电力转换装置中的电路A1～A4，使用电路A1a～A4a，电路A1a的结构与电路A1的结构相同，而电路A2a～A4a将两个MOSFET(Mos2L、Mos2H)、(Mos3L、Mos3H)、(Mos4L、Mos4H)分别置换成二极管(Di2L、Di2H)、(Di3L、Dis3H)、(Di4L、Di4H)。即，驱动用逆变器电路A1a构成为将作为低压侧元件、高压侧元件的两个MOSFET(Mos1L、Mos1H)串联连接而连接在平滑电容器Cs1的两个端子之间。另外，整流电路A2a～A4a构成为将作为低压侧元件、高压侧元件的各自两个二极管(Di2L、Di2H)、(Di3L、Di3H)、(Di4L、Di4H)串联连接而连接在各平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4的两个端子之间。与其相伴，用于驱动MOSFET的栅极驱动电路111、光耦合器121H、121L、电源Vs1、栅极信号Gate1H、Gate1L是删除了与MOSFET(Mos1L、Mos1H)对应的部分以外的部分。在该情况下，从控制电路仅输出驱动用栅极信号Gate1H、Gate1L。其他结构与图1中示出的上述实施方式1相同。

接下来，说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联体LC12、LC13、LC14的电容器Cr的容量值相比充分大的值。由于将输入到电压端子VL-Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH-Vcom之间，所以负载连接在电压端子VH-Vcom之间，电压V2成为比4×V1低的值。在稳定状态下，将平滑电容器Cs1充电到电压V1的电压，将平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电到(V2-V1)/3的电压。

驱动用逆变器电路A1a将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量通过MOSFET(Mos1L、Mos1H)的导通截止动作传送给高电压侧，整流电路A2a～A4a对由驱动用逆变器电路A1a驱动的电流进行整流，并将能量转移给高电压侧。

驱动用栅极信号Gate1H、Gate1L与上述实施方式1同样地生成，但在上述实施方式1中流过整流电路内的MOSFET的电流在本实施方式中流过整流电路A2a～A4a内的二极管，所以发生导电损耗，但通过与上述实施方式1同样的升压动作，能够有效地利用LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振现象，能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在各LC串联体LC12、LC13、LC14中流过的电流I12、I13、I14也与上述实施方式1的情况大致相同。即，在本实施方式中，也与上述实施方式1同样地，在驱动用逆变器电路A1a与其他各整流电路A2a～A4a的中间端子之间连接了LC串联体LC12、LC13、LC14，所以能够使在能量转移用的LC串联体LC12、LC13、LC14中流过的电流降低，能够使各LC串联体LC12、LC13、LC14内的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

实施方式8

接下来，根据附图说明本发明的实施方式8的DC/DC电力转换装置。图12示出本发明的实施方式8的DC/DC电力转换装置的电路结构。

在本实施方式8中，示出从电压端子VH、Vcom之间的电压V2向电压端子VL、Vcom之间的电压V1转移能量的降压型的DC/DC电力转换装置。与上述实施方式2同样地，电压V2成为电压V1的大约4倍，V1设为50V，V2设为大约200V。

在本实施方式中，如图12所示，代替图1中示出的上述实施方式2的DC/DC电力转换装置中的电路A1～A4，使用电路A1b～A4b，电路A2b～A4b的结构与电路A2～A4的结构相同，而电路A1b将两个MOSFET(Mos1L、Mos1H)分别置换成二极管(Di1L、Di1H)。即，驱动用逆变器电路A2b～A4b构成为将作为低压侧元件、高压侧元件的各自两个MOSFET串联连接而连接在平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4的两个端子之间。另外，整流电路A1b构成为将作为低压侧元件、高压侧元件的两个二极管(Di1L、Di1H)串联连接而连接在平滑电容器Cs1的两个端子之间。与其相伴，删除了图1中的用于驱动电路A1内的MOSFET的栅极驱动电路111、光耦合器121H、121L、电源Vs1、栅极信号Gate1H、Gate1L，在该情况下，从控制电路仅输出驱动用栅极信号Gate2H～Gate4H、Gate2L～Gate4L。其他结构与图1中示出的上述实施方式2相同。

驱动用栅极信号Gate2H Gate4H、Gate2L～Gate4L与上述实施方式2同样地生成，但在上述实施方式2中流过整流电路内的MOSFET的电流在本实施方式中流过整流电路A1b内的二极管，所以发生导电损耗，但通过与上述实施方式2同样的降压动作，能够有效地利用LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振现象，能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在各LC串联体LC12、LC13、LC14中流过的电流I12、I13、I14也与上述实施方式2的情况大致相同。即，在本实施方式中，也与上述实施方式2同样地，在整流电路A1b与其他各驱动用逆变器电路A2b～A4b的中间端子之间连接了LC串联体LC12、LC13、LC14，所以能够使在能量转移用的LC串联体LC12、LC13、LC14中流过的电流降低，能够使各LC串联体LC12、LC13、LC14内的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

实施方式9

以下，说明本发明的实施方式9的DC/DC电力转换装置。图13、图14示出本发明的实施方式9的DC/DC电力转换装置的电路结构，尤其图13示出主要部分，图14示出栅极信号生成部分。

在本实施方式9中，示出具有将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VHh与VHl之间的功能的升压型DC/DC电力转换装置。电压V2成为电压V1的大约4倍，在此V1设为50V，V2设为大约200V。

如图13所示，图1示出的上述实施方式1中的电路A1～A4和MOSFET以及平滑电容器的结构使用相同电路A1～A4，而设置在电路之间的LC串联体以及电压端子的连接结构采用不同的结构。即，低电压侧的正极电压端子VL与平滑电容器Cs3和Cs4的连接点连接，被接地的低电压侧的负极电压端子Vcom与平滑电容器Cs2和Cs3的连接点连接。另外，高电压侧的正极电压端子VHh与平滑电容器Cs4的高电压侧端子连接，高电压侧的负极电压端子VHl与平滑电容器Cs1的低电压侧端子连接。

于是，在成为规定的一个电路的电路A3与其他各电路A1、A2、A4的中间端子之间，连接LC串联体LC13、LC23、LC34，上述LC串联体LC13、LC23、LC34由电容器Cr13、Cr23、Cr34以及电感器Lr13、Lr23、Lr34的串联体构成并作为能量转移元件发挥功能。根据各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和容量值决定的谐振周期的值设定为分别相等。

另外，各MOSFET是在源极、漏极之间形成有寄生二极管的功率MOSFET。

电路A3被用于驱动用逆变器电路，将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量通过MOSFET(Mos3L、Mos3H)的导通截止动作传送给高电压侧和低电压侧。另外，电路A1、A2、A4被用于整流电路，对由驱动用逆变器电路A3驱动的电流进行整流，并转移能量。

如图14所示，在成为栅极信号生成部分的控制电路13c中生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。在控制电路13c中，具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路A3的驱动用栅极信号Gate3L、Gate3H的驱动用栅极信号生成部分130A；以及生成用于驱动整流电路A1、A2、A4的整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate4L、Gate4H的整流用栅极信号生成部分130B。在该情况下，在微型计算机等信号处理电路中，生成驱动用栅极信号以及整流用栅极信号。

接下来说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联体的电容器Cr13、Cr23、Cr34的容量值相比充分大的值。

如上所述，将输入到电压端子VL-Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VHh-VHl之间，所以负载连接在电压端子VHh-VHl之间，电压V2成为比4×V1低的值。在稳定状态下，将平滑电容器Cs3充电到电压V1的电压，将平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4平均地充电到(V2-V1)/3的电压。

驱动用栅极信号Gate3L、Gate3H与上述实施方式1的驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H同样地，是具有与谐振周期2t相比稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是由基于Lr和Cr产生的LC串联谐振决定的。另外，整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate4L、Gate4H的各脉冲与上述实施方式1中的整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H同样地，上升沿与驱动用栅极信号的各脉冲一致，并且下降沿时刻比驱动用栅极信号的各脉冲早规定时间τH、τL(参照图3)。

如果各电路A1～A4的作为低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，则由于存在电压差，所以平滑电容器Cs3中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr34，充电于平滑电容器Cr23、Cr13中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs2、Cs1。另外，在Mos1L、Mos2L、Mos4L中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cs3→Mos4L→Lr34→Cr34→Mos3L

Cr23→Lr23→Mos3L→Cs2→Mos2L

Cr13→Lr13→Mos3L→Cs2→Cs1→Mos1L

接下来，如果各电路A1～A4的作为高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，则由于存在电压差，所以充电于电容器Cr34中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs4，平滑电容器Cs2、Cs3中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr13、Cr23。另外，在Mos1H、Mos2H、Mos4H中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cr34→Lr34→Mos4H→Cs4→Mos3H

Cs3→Mos3H→Lr23→Cr23→Mos2H

Cs2→Cs3→Mos3H→Lr13→Cr13→Mos1H

这样，通过电容器Cr13、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs3向平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4转移能量。于是，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VHh与VHl之间。另外，对各电容器Cr13、Cr23、Cr34串联连接电感器Lr13、Lr23、L34而构成LC串联体LC13、LC23、LC34，所以上述能量转移是利用谐振现象而进行的，能够高效地转移大量的能量。

另外，在本实施方式中，在驱动用逆变器电路A3与作为整流电路的其他各电路A1、A2、A4之间连接了LC串联体LC13、LC23、LC34，其中，在上述驱动用逆变器电路A3中，在平滑电容器Cs1的两个端子上连接了成为输入端子的低电压侧的电压端子VL、Vcom。因此，与上述实施方式1同样地，使流过各LC串联体LC13、LC23、LC34的电流值与最小的电流值相等，从而能够使该电流值降低。因此，能够使能量转移用的LC串联体LC13、LC23、LC34的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

另外，在上述实施方式1中，将低电压侧电压端子VL、Vcom连接在平滑电容器Cs1的两个端子，但在本实施方式中，连接到位于由其他电路夹住的中间处的电路A3的平滑电容器Cs3的两个端子，并将电压V1输入到平滑电容器Cs3的端子之间。如果将上述实施方式1中的LC串联体LC12、LC13、LC14的电容器Cr12、Cr13、Cr14的电压设为V12r、V13r、V14r，将本实施方式中的LC串联体LC12、LC23、LC34的电容器Cr13、Cr23、Cr34的电压设为V13、V23、V34，则成为：

V12r∶V13r∶V14r＝1∶2∶3

V34∶V13∶V23＝1∶2∶1

V34＝V23＝V12r

这样，通过将低电压侧电压端子VL、Vcom与位于由其他电路夹住的中间处的电路A3的平滑电容器Cs3的两个端子连接，本实施方式的电容器Cr23的电压成为实施方式1的电容器Cr14的电压的1/3。这样，通过降低LC串联体LC13、LC23、LC34的电容器Cr13、Cr23、Cr34的电压，从而与上述实施方式1相比，能够使电容器Cr13、Cr23、Cr34的额定电压降低，能够使电容器进一步小型化。

另外，在本实施方式中，由于在整流电路A1、A2、A4中使用了MOSFET，所以与使用二极管相比，能够降低导电损耗，能够提高电力转换的效率。

另外，整流电路A1、A2、A4的MOSFET与驱动用逆变器电路A3的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内与驱动用逆变器电路A3的MOSFET相比更早成为截止状态。如果使整流电路A1、A2、A4的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致，则可以使导电损耗成为最小，但即使如上所述使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也可以转移能量，另外可以回避由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。

另外，从驱动用栅极信号的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用栅极信号，所以在LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振现象，而且能够通过使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在控制电路13c中，具有驱动用栅极信号生成部分130A和整流用栅极信号生成部分130B，分别生成了驱动用栅极信号Gate3L、Gate3H和整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate4L、Gate4H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A3的MOSFET独立地控制整流电路A1、A2、A4的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在本实施方式9中，在控制电路13c中生成了驱动用逆变器电路A3的栅极信号和整流电路A1、A2、A4的栅极信号，但也可以如上述实施方式4～6所述，通过对在电容器Cr中流过的电流进行检测而生成整流电路A1、A2、A4的栅极信号。

实施方式10

在上述实施方式9中，示出了将电压V1升压至大约4倍的电压V2的升压型的DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出从电压V2降压至电压V1的降压型的DC/DC电力转换装置。

本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与图13所示的电路结构相同，但在该情况下，将电路A1、A2、A4用于驱动用逆变器电路，将电路A3用于整流电路。另外，图15示出作为栅极信号生成部分的控制电路13d。另外，在该情况下，与平滑电容器Cs3的两个端子连接的电压端子VL、Vcom成为从平滑电容器Cs3的端子之间输出电压V1的输出用端子，连接负载。

如图15所示，在控制电路13d中生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。在控制电路13d中，具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路A1、A2、A4的驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate4L、Gate4H的驱动用栅极信号生成部分130A；以及生成用于驱动整流电路A3的整流用栅极信号Gate3L、Gate3H的整流用栅极信号生成部分130B。另外，在本实施方式中也在微型计算机等信号处理电路中生成驱动用栅极信号以及整流用栅极信号。

接下来说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联体的电容器Cr13、Cr23、Cr34的容量值相比充分大的值。

将输入到电压端子VHh-VHl之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL-Vcom之间，所以负载连接在电压端子VL-Vcom之间，电压V2成为比4×V1高的值。

驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate4L、Gate4H是具有与谐振周期2t相比稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是由基于Lr和Cr产生的LC串联谐振决定的。整流用栅极信号Gate3L、Gate3H的上升沿与驱动用栅极信号的上升沿一致，并且整流用栅极信号Gate3L、Gate3H的下降沿时刻比驱动用栅极信号的下降沿时刻早规定时间τH、τL。

如果各电路A1～A4的作为高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，则由于存在电压差，所以平滑电容器Cs4中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr34，充电于电容器Cr23、Cr13中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs2、Cs3。另外，在Mos3H中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cs4→Mos4H→Lr34→Cr34→Mos3H

Cr23→Lr23→Mos3H→Cs3→Mos2H

Cr13→Lr13→Mos3H→Cs3→Cs2→Mos1H

接下来，如果各电路A1～A4的作为低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，则由于存在电压差，所以充电于电容器Cr34中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs3，平滑电容器Cs1、Cs2中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr13、Cr23。另外，在Mos3L中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cr34→Lr34→Mos4L→Cs3→Mos3L

Cs2→Mos3L→Lr23→Cr23→Mos2L

Cs1→Cs2→Mos3L→Lr13→Cr13→Mos1L

这样，通过电容器Cr13、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4向平滑电容器Cs3转移能量。于是，将输入到电压端子VHh与VHl之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL与Vcom之间。另外，对各电容器Cr13、Cr23、Cr34串联连接电感器Lr13、Lr23、L34而构成LC串联体，所以上述能量转移是利用谐振现象而进行的，能够高效地转移大量的能量。

另外，在本实施方式中，也与上述实施方式9同样地，使流过各LC串联体LC13、LC23、LC34的电流值与最小的电流值相等，从而能够使该电流值降低。因此，能够使能量转移用的LC串联体LC13、LC23、LC34的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

另外，将成为输出用端子的电压端子VL、Vcom与位于由其他电路夹住的中间处的电路A3的平滑电容器Cs3的两个端子连接，所以与上述实施方式9同样地，能够使LC串联体LC13、LC23、LC34的电容器Cr13、Cr23、Cr34的额定电流降低，能够使电容器进一步小型化。

另外，整流电路A3的MOSFET与驱动用逆变器电路A1、A2、A4的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内比驱动用逆变器电路A1、A2、A4的MOSFET更早成为截止状态。如果使整流电路A3的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致则可以使导电损耗成为最小，但即使如上所述使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也能够转移能量，另外能够回避由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。

另外，在本实施方式中，也从驱动用栅极信号的脉冲的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用栅极信号的脉冲，所以在LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振现象，而且能够通过在整流电路A3中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，由于分别生成驱动用栅极信号与整流用栅极信号，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A1、A2、A4的MOSFET独立地控制整流电路A3的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在本实施方式10中，也可以如上述实施方式4～6那样，通过对在电容器Cr中流过的电流进行检测而形成整流电路A3的栅极信号。

另外，在上述实施方式9、10中，将输入输出用的电压端子VL、Vcom与平滑电容器Cs3的两个端子连接，但也可以与平滑电容器Cs2的两个端子连接，得到与上述实施方式9、10同样的效果。进而，在增加了整流电路的级数的情况下，将电压端子VL、Vcom与位于由其他电路夹住的中间处的电路的平滑电容器Cs的两个端子连接也能得到同样的效果。

实施方式11

在上述实施方式9中示出了V1→V2的升压型DC/DC电力转换装置，在上述实施方式10中示出了V2→V1的降压型DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出同时具有上述实施方式9、10的功能而实现双向的能量转移的升降压型的DC/DC电力转换装置。

本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与上述实施方式9、10同样地采用图13中示出的电路结构，在该情况下，在升压时将电路A3用于驱动用逆变器电路，将电路A1、A2、A4用于整流电路，在降压时将电路A3用于驱动用逆变器电路，将电路A1、A2、A4用于整流电路。

在该情况下，将电压端子VL、Vcom、VHh、VHl的电压输入到控制电路，与上述实施方式3同样地，在控制电路中根据电压端子的电压切换整流用栅极信号与驱动用栅极信号，从而实现升降压型的DC/DC电力转换装置。另外，如上述实施方式5中所述，具备利用检测电流而生成升压动作用的整流用栅极信号的电路、和生成降压动作用的整流用栅极信号的电路，并切换整流用栅极信号与驱动用栅极信号，也可以实现升降压型的DC/DC电力转换装置。

实施方式12

接下来，参照附图说明本发明的实施方式12的DC/DC电力转换装置。图16示出本发明的实施方式12的DC/DC电力转换装置的电路结构。

在本实施方式12中，示出从电压端子VL与Vcom之间的电压V1向电压端子VHh与VHl之间的电压V2转移能量的升压型的DC/DC电力转换装置。与上述实施方式9同样地，电压V2成为电压V1的大约4倍，V1设为50V，V2设为大约200V。

如图16所示，代替图13中示出的上述实施方式9的DC/DC电力转换装置中的电路A1～A4，使用电路A1c～A4c，电路A3c的结构与电路A3的结构相同，而电路A1c、A2c、A4c将两个MOSFET(Mos1L、Mos1H)、(Mos2L、Mos2H)、(Mos4L、Mos4H)分别置换成二极管(Di1L、Di1H)、(Di2L、Di2H)、(Di4L、Di4H)。即，驱动用逆变器电路A3c构成为将作为低压侧元件、高压侧元件的两个MOSFET(Mos3L、Mos3H)串联连接而连接在平滑电容器Cs3的两个端子之间。另外，整流电路A1e、A2c、A4c构成为将作为低压侧元件、高压侧元件的各自两个二极管(Di1L、Di1H)、(Di2L、Di2H)、(Di4L、Di4H)串联连接而连接在各平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4的两个端子之间。与其相伴，用于驱动MOSFET的栅极驱动电路113、光耦合器123H、123L、电源Vs3、栅极信号Gate3H、Gate3L是删除了与MOSFET(Mos3L、Mos3H)对应的部分以外的部分，在该情况下，从控制电路仅输出驱动用栅极信号Gate3H、Gate3L。其他结构与图13中示出的上述实施方式9相同。

接下来，说明动作。

驱动用逆变器电路A3c将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量通过MOSFET(Mos3L、Mos3H)的导通截止动作传送给高电压侧，整流电路A1c、A2c、A4c对由驱动用逆变器电路A3c驱动的电流进行整流，将能量转移到高电压侧。

虽然与上述实施方式9同样地生成驱动用栅极信号Gate3H、Gate3L，但在上述实施方式9中流过整流电路内的MOSFET的电流在本实施方式中流过整流电路A1c、A2c、A4c内的二极管，所以发生导电损耗，但通过与上述实施方式9同样的升压动作，能够有效地利用LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振现象，能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在各LC串联体LC13、LC23、LC34中流过的电流以及电容器Cr13、Cr23、Cr34的电压也与上述实施方式9的情况大致相同。

即，在本实施方式中，也与上述实施方式9同样地，使流过各LC串联体LC13、LC23、LC34的电流值与最小的电流值相等，从而能够使该电流值降低。因此，能够使能量转移用的LC串联体LC13、LC23、LC34的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。另外，将成为输出用端子的电压端子VL、Vcom与位于由其他电路夹住的中间处的电路A3的平滑电容器Cs3的两个端子连接，所以与上述实施方式9同样地，能够使LC串联体LC13、LC23、LC34的电容器Cr13、Cr23、Cr34的额定电压降低，能够使电容器进一步小型化。

实施方式13

接下来，参照附图说明本发明的实施方式13的DC/DC电力转换装置。图17示出本发明的实施方式13的DC/DC电力转换装置的电路结构。

在本实施方式13中，示出从电压端子VHh、VHl之间的电压V2向电压端子VL、Vcom之间的电压V1转移能量的降压型的DC/DC电力转换装置。与上述实施方式10同样地，电压V2成为电压V1的大约4倍，V1设为50V，V2设为大约200V。

在本实施方式中如图17所示，代替图13中示出的上述实施方式10的DC/DC电力转换装置中的电路A1～A4，使用电路A1d～A4d，电路A1d、A2d、A4d的结构与A1、A2、A4的结构相同，而电路A3d将两个MOSFET(Mos3L、Mos3H)分别置换成二极管(Di3L、Di3H)。即，驱动用逆变器电路A1d、A2d、A4d构成为将作为低压侧元件、高压侧元件的各自两个MOSFET串联连接而连接在平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4的两个端子之间。另外，整流电路A3d构成为将作为低压侧元件、高压侧元件的两个二极管(Di3L、Di3H)串联连接而连接在平滑电容器Cs3的两个端子之间。与其相伴，删除用于驱动图13中的电路A3内MOSFET的栅极驱动电路113、光耦合器123H、123L、电源Vs3、栅极信号Gate3H、Gate3L，在该情况下，从控制电路仅输出驱动用栅极信号Gate1H、Gate2H、Gate4H、Gate1L、Gate2L、Gate4L。其他结构与图13中示出的上述实施方式10相同。

虽然与上述实施方式10同样地生成驱动用栅极信号Gate1H、Gate2H、Gate4H、Gate1L、Gate2L、Gate4L，但在上述实施方式10中流过整流电路内的MOSFET的电流在本实施方式中流过整流电路A3d内的二极管，所以发生导电损耗，但通过与上述实施方式10同样的降压动作，能够有效地利用LC串联体LC13、LC23、LC34的谐振现象，能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在各LC串联体LC13、LC23、LC34中流过的电流以及电容器Cr13、Cr23、Cr34的电压也与上述实施方式10的情况大致相同。

即，在本实施方式中，也与上述实施方式10同样地，使流过各LC串联体LC13、LC23、LC34的电流值与最小的电流值相等，从而能够使该电流值降低。因此，能够使能量转移用的LC串联体LC13、LC23、LC34的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。另外，将成为输出用端子的电压端子VL、Vcom与位于由其他电路夹住的中间处的电路A3的平滑电容器Cs3的两个端子连接，所以与上述实施方式9同样地，能够使LC串联体LC13、LC23、LC34的电容器Cr13、Cr23、Cr34的额定电压降低，能够使电容器进一步小型化。

实施方式14

接下来，说明本发明的实施方式14的DC/DC电力转换装置。图18、图19示出本发明的实施方式14的DC/DC电力转换装置的电路结构，尤其图18示出主要部分，图19示出栅极信号生成部分。

在本实施方式14中，示出具有将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VHh与VHl之间的功能的升压型的DC/DC电力转换装置。

在本实施方式中，如图18所示，电压端子的位置与图1所示的上述实施方式1的电路结构不同。低电压侧的正极电压端子VL与平滑电容器Cs3和Cs4的连接点连接，被接地的低电压侧的负极电压端子Vcom与平滑电容器Cs2和Cs3的连接点连接。另外，高电压侧的正极电压端子VHh与平滑电容器Cs4的高电压侧端子连接，高电压侧的负极电压端子VHl与平滑电容器Cs1的低电压侧端子连接。即，在上述实施方式1中，将低电压侧电压端子VL、Vcom与平滑电容器Cs1的两个端子连接，但在本实施方式中，与位于由其他电路夹住的中间处的电路A3的平滑电容器Cs3的两个端子连接，并将电压V1输入到平滑电容器Cs3的端子之间。其他电路结构与上述实施方式1相同，根据各级的LC串联体LC12、LC13、LC14中的电感器Lr和电容器Cr的电感值和容量值决定的谐振周期的值被设定为分别相等。

电路A3以及A2用于驱动用逆变器电路，将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量通过MOSFET(Mos3L、Mos3H)(Mos2L、Mos2H)的导通截止动作传送给高电压侧和低电压侧。另外，电路A4用于整流电路，对由驱动用逆变器电路A3、A2驱动的电流进行整流，并转移能量。电路A1具有作为驱动用逆变器电路的作用和作为整流电路的作用这两方面作用，但由于用后述的驱动用栅极信号进行驱动，所以在此称为驱动用逆变器电路。

如图19所示，在成为栅极信号生成部分的控制电路13e中生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。在控制电路13e中，具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路A3、A2、A1的驱动用栅极信号Gate3L、Gate3H、Gate2L、Gate2H、Gate1L、Gate1H的驱动用栅极信号生成部分130A；以及生成用于驱动整流电路A4的整流用栅极信号Gate4L、Gate4H的整流用栅极信号生成部分130B。在该情况下，在微型计算机等信号处理电路中，生成驱动用栅极信号以及整流用栅极信号。

接下来说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的容量值相比充分大的值。

如上所述，将输入到电压端子VL-Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VHh-VHl之间，所以负载连接在电压端子VHh-VHl之间，电压V2成为比4×V1低的值。在稳定状态下，将平滑电容器Cs3充电到电压V1的电压，将平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4平均地充电到(V2-V1)/3的电压。

驱动用栅极信号Gate3L、Gate3H、Gate2L、Gate2H、Gate1L、Gate1H是具有与谐振周期2t大致相同的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是由基于Lr和Cr产生的LC串联谐振决定的。另外，整流用栅极信号Gate4L、Gate4H的脉冲与上述实施方式1中的整流用栅极信号同样地，上升沿时刻与驱动用栅极信号的各脉冲一致，并且下降沿时刻比驱动用栅极信号的各脉冲的下降沿时刻早规定时间τH、τL(参照图3)。

在该情况下，由于作为驱动用逆变器电路的电路A1具有整流的作用，所以通过将驱动用栅极信号的周期T设为与谐振周期2t大致相同，从而防止在电路A1中流过的电流的逆流。

如果各电路A1～A4的作为低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，则由于存在电压差，所以平滑电容器Cs3、Cs2、Cs1中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr14，充电于电容器Cr13、Cr12中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs2、Cs1。另外，在Mos4L中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cs1→Cs2→Cs3→Mos4L→Lr14→Cr14→Mos1L

Cr13→Lr13→Mos3L→Cs2→Cs1→Mos1L

Cr12→Lr12→Mos2L→Cs1→Mos1L

接下来，如果各电路A1～A4的作为高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，则由于存在电压差，所以充电于电容器Cr14中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs4、Cs3、Cs2、Cs1，平滑电容器Cs2、Cs3中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr13、Cr12。另外，在Mos4H中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cr14→Lr14→Mos4H→Cs4→Cs3→Cs2→Mos1H

Cs2→Cs3→Mos3H→Lr13→Cr13→Mos1H

Cs2→Mos2H→Lr12→Cr12→Mos1H

这样，通过电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs3向平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4转移能量。于是，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VHh与VHl之间。另外，对各电容器Cr12、Cr13、Cr14串联连接电感器Lr12、Lr13、L14而构成LC串联体LC13、LC13、LC14，所以上述能量转移是利用谐振现象而进行的，能够高效地转移大量的能量。

另外，与上述实施方式1同样地，使流过各LC串联体LC12、LC13、LC14的电流值与最小的电流值相等，从而能够使该电流值降低。因此，能够使能量转移用的LC串联体LC12、LC13、LC14的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

另外，在本实施方式中，由于在整流电路A4中使用了MOSFET，所以与使用二极管时相比，能够降低导电损耗，能够提高电力转换的效率。

另外，整流电路A4的MOSFET与驱动用逆变器电路A3、A2、A1的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内比驱动用逆变器电路A3、A2、A1的MOSFET更早成为截止状态。如果使整流电路A4的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致则可以使导电损耗成为最小，但即使如上所述使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也可以转移能量，另外可以回避由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。

另外，从驱动用栅极信号的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用栅极信号，所以在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振现象，而且能够通过使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在控制电路13e中，具有驱动用栅极信号生成部分130A和整流用栅极信号生成部分130B，并分别生成驱动用栅极信号Gate3L、Gate3H、Gate2L、Gate2H、Gate1L、Gate1H和整流用栅极信号Gate4L、Gate4H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A3、A2、A1的MOSFET独立地控制整流电路A4的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在本实施方式14中，在控制电路13e中形成了驱动用逆变器电路A3、A2、A1的栅极信号和整流电路A4的栅极信号，但也可以如上述实施方式4～6所述，通过对在电容器Cr中流过的电流进行检测而形成整流电路A4的栅极信号。

实施方式15

在上述实施方式14中，示出了将电压V1升压至大约4倍的电压V2的升压型的DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出从电压V2降压至电压V1的降压型的DC/DC电力转换装置。

本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与图18中示出的电路结构相同，但在该情况下，将电路A4用于驱动用逆变器电路，将电路A3、A2用于整流电路。电路A1具有作为驱动用逆变器电路的作用和作为整流电路的作用这两方面作用，但由于用后述的驱动用栅极信号进行驱动，所以在此称为驱动用逆变器电路。另外，图20示出作为栅极信号生成部分的控制电路13f。另外，在该情况下，与平滑电容器Cs3的两个端子连接的电压端子VL、Vcom成为从平滑电容器Cs3的端子之间输出电压V1的输出用端子，连接负载。

如图20所示，在控制电路13f中生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。在控制电路13f中，具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路A4、A1的驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H、Gate1L、Gate1H的驱动用栅极信号生成部分130A；以及生成用于驱动整流电路A3、A2的整流用栅极信号Gate3L、Gate3H、Gate2L、Gate2H的整流用栅极信号生成部分130B。另外，在本实施方式中，也在微型计算机等信号处理电路中，生成驱动用栅极信号以及整流用栅极信号。

接下来说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联体的电容器Cr12、Cr13、Cr14的容量值相比充分大的值。

将输入到电压端子VHh-VHl之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL-Vcom之间，所以负载连接在电压端子VL-Vcom之间，电压V2成为比4×V1高的值。

驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H、Gate1L、Gate1H是具有与谐振周期2t大致相同的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是基于Lr和Cr产生的LC串联谐振决定的。整流用栅极信号Gate3L、Gate3H、Gate2L、Gate2H的上升沿时刻与驱动用栅极信号的上升沿时刻一致，并且整流用栅极信号Gate3L、Gate3H、Gate2L、Gate2H的下降沿时刻比驱动用栅极信号的下降沿时刻早规定时间τH、τL。

在该情况下，由于作为驱动用逆变器电路的电路A1具有整流的作用，所以通过将驱动用栅极信号的周期T设为与谐振周期2t大致相同，从而防止在电路A1中流过的电流的逆流。

如果各电路A1～A4的作为高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，则由于存在电压差，所以平滑电容器Cs4、Cs3、Cs2中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr14，充电于电容器Cr13、Cr12中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs3、Cs2。另外，在Mos3H、Mos2H中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC13、LC12的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cs2→Cs3→Cs4→Mos4H→Lr14→Cr14→Mos1H

Cr13→Lr13→Mos3H→Cs3→Cs2→Mos1H

Cr12→Lr12→Mos2H→Cs2→Mos1H

接下来，如果各电路A1～A4的作为低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，则由于存在电压差，所以充电于电容器Cr14中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs3、Cs2、Cs1，平滑电容器Cs1、Cs2中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr13、Cr12。另外，在Mos3L、Mos2L中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联体LC13、LC12的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cr14→Lr14→Mos4L→Cs3→Cs2→Cs1→Mos1L

Cs1→Cs2→Mos3L→Lr13→Cr13→Mos1L

Cs1→Mos2L→Lr12→Cr12→Mos1L

这样，通过电容器Cr14、Cr13、Cr12的充放电，将输入到电压端子VHh与VHl之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL与Vcom之间。另外，对各电容器Cr14、Cr13、Cr12串联连接电感器Lr14、Lr13、L12而构成LC串联体，所以上述能量转移是利用谐振现象而进行的，能够高效地转移大量的能量。

另外，在本实施方式中，也与上述实施方式14同样地，使流过各LC串联体LC14、LC13、LC12的电流值与最小的电流值相等，从而能够使该电流值降低。因此，能够使能量转移用的LC串联体LC14、LC13、LC12的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

另外，在本实施方式中，在整流电路A3、A2中使用了MOSFET，所以与使用二极管时相比，能够降低导电损耗，能够提高电力转换的效率。

另外，整流电路A3、A2的MOSFET与驱动用逆变器电路A4、A1的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内比驱动用逆变器电路A4、A1的MOSFET更早成为截止状态。如果使整流电路A3、A2的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致则可以使导电损耗成为最小，但即使如上所述使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也可以转移能量，另外可以回避由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。

另外，在本实施方式中，也从驱动用栅极信号的脉冲的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用栅极信号的脉冲，所以在LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振现象，而且能够通过在整流电路A3、A2中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，由于分别生成驱动用栅极信号和整流用栅极信号，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A4、A1的MOSFET独立地控制整流电路A3、A2的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在本实施方式15中，也可以如上述实施方式4～6所述，通过对在电容器Cr中流过的电流进行检测而形成整流电路A3、A2的栅极信号。

另外，在上述实施方式14、15中，将输入输出用的电压端子VL、Vcom与平滑电容器Cs3的两个端子连接，但也可以与平滑电容器Cs2的两个端子连接，得到与上述实施方式14、15同样的效果。而且，在增加了整流电路的级数的情况下，将电压端子VL、Vcom与位于由其他电路夹住的中间处的电路的平滑电容器Cs的两个端子连接，也得到同样的效果。

另外，在上述实施方式14中示出了V1→V2的升压型DC/DC电力转换装置，在上述实施方式15中示出了V2→V1的降压型DC/DC电力转换装置，但还可以同时具有上述实施方式14、15的功能而实现双向的能量转移。在该情况下，将电压端子VL、Vcom、VHh、VHl的电压输入到控制电路，与上述实施方式3同样地，在控制电路中根据电压端子的电压切换整流用栅极信号与驱动用栅极信号，从而实现升降压型的DC/DC电力转换装置。另外，如上述实施方式5中所述，具备利用检测电流而生成升压动作用的整流用栅极信号的电路、和生成降压动作用的整流用栅极信号的电路，并切换整流用栅极信号与驱动用栅极信号，也可以实现升降压型的DC/DC电力转换装置。

另外，在上述实施方式14、15中，各整流电路也可以构成为：作为低压侧元件、高压侧元件分别串联连接两个二极管并连接到各平滑电容器的两个端子之间。在该情况下，对于用于驱动MOSFET的栅极驱动电路、光耦合器、电源栅极信号，删除除了与驱动用逆变器电路对应的元件以外的元件，从控制电路仅输出驱动用栅极信号。在整流电路内电流流过二极管，所以发生导电损耗，但通过与上述各实施方式14、15同样的动作，能够有效地利用LC串联体LC12、LC13、LC14的谐振现象，能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

实施方式16

接下来，说明本发明的实施方式16的DC/DC电力转换装置。图21示出本发明的实施方式16的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构。栅极信号生成部分与实施方式1中示出的图2相同。

在本实施方式16中，示出具有将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间的功能的升压型的DC/DC电力转换装置。

在本实施方式中，如图21所示，电感器Lr的配置与图1所示的上述实施方式1不同。即，能量转移用的电容器Cr12、Cr13、Cr14在电路A1与其他电路之间连接在中间端子之间，但连接在对该电容器Cr12、Cr13、Cr14进行充放电的路径上的电感器Lr0、Lr1、Lr2、Lr3、Lr4连接于将多个MOSFET进行连接的连接线与平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的端子之间。

详细说明连接。在平滑电容器Cs4的高压侧端子与Mos4H的漏极端子之间插入电感器Lr4，在Cs3的高压侧端子与Mos3H的漏极端子之间插入电感器Lr3，在Cs2的高压侧端子与Mos2H的漏极端子之间插入电感器Lr2，在Cs1的高压侧端子与Mos1H的漏极端子之间插入电感器Lr1，在Cs1的低压侧端子与Mos1L的源极端子之间插入电感器Lr0。

各电容器Cr的容量值大致相等，且各电感器Lr的电感值也大致相等，在各电容器Cr的充放电路径中，根据电感器Lr和电容器Cr的电感值和容量值决定的谐振周期的值被设定为分别相等。在本实施方式中，在各电容器Cr的充放电路径内，包括该电容器Cr和两个电感器Lr，所以如果将电感器Lr的电感值设为Lr，将电容器Cr的容量值设为Cr，则通过2π(2Lr·Cr)^0.5来计算出谐振周期。

与上述实施方式1同样地，电路A1用于驱动用逆变器电路，将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量通过MOSFET(Mos1L、Mos1H)的导通截止动作传送给高电压侧。另外，电路A2、A3、A4用于整流电路，对由驱动用逆变器电路驱动的电流进行整流，并转移能量。关于栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，也与实施方式1相同(参照图3)。

接下来说明动作。

平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与电容器Cr12、Cr13、Cr14的容量值相比充分大的值。

如上所述，将输入到电压端子VL-Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH-Vcom之间，所以负载连接在电压端子VH-Vcom之间，电压V2成为比4×V1低的值。在稳定状态下，将平滑电容器Cs1充电到电压V1的电压，将平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电到(V2-V1)/3的电压。

如果各电路A1～A4的作为低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L由于向低压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1b以及整流用脉冲2b而成为导通状态，则由于存在电压差，所以平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr13、Cr14。另外，在Mos2L、Mos3L、Mos4L中，在整流用脉冲2b为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在上述谐振周期的1/2的期间t内流过电流3b，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cs1→Lr1→Mos2L→Cr12→Mos1L→Lr0

Cs1→Cs2→Lr2→Mos3L→Cr13→Mos1L→Lr0

Cs1→Cs2→Cs3→Lr3→Mos4L→Cr14→Mos1L→Lr0

接下来，如果各电路A1～A4的作为高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H由于向高压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1a以及整流用脉冲2a而成为导通状态，则由于存在电压差，所以充电于电容器Cr12、Cr13、Cr14中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4。另外，在Mos2H、Mos3H、Mos4H中，在整流用脉冲2a为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在上述谐振周期的1/2的期间t内流过电流3a，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。

Cr12→Mos2H→Lr2→Cs2→Lr1→Mos1H

Cr13→Mos3H→Lr3→Cs3→Cs2→Lr1→Mos1H

Cr14→Mos4H→Lr4→Cs4→Cs3→Cs2→Lr1→Mos1H

这样，通过电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4转移能量。于是，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间。另外，在各电容器Cr12、Cr13、Cr14的充放电路径上串联连接了两个电感器Lr(Lr0～Lr4)，所以上述能量转移是利用谐振现象而进行的，能够高效地转移大量的能量。

另外，与上述实施方式1同样地，能够使流过各电容器Cr、电感器Lr的电流值降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。

另外，整流电路A2、A3、A4的MOSFET与驱动用逆变器电路A1的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内比驱动用逆变器电路A1的MOSFET更早成为截止状态。如果使整流电路A2、A3、A4的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致则可以使导电损耗成为最小，但即使如上所述使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也可以转移能量，另外可以回避由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。

另外，在本实施方式中，也从驱动用栅极信号的脉冲的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用栅极信号的脉冲，所以在谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用基于电感器Lr和电容器Cr的谐振现象，而且能够通过在整流电路A2、A3、A4中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，由于分别生成驱动用栅极信号和整流用栅极信号，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A1的MOSFET独立地控制整流电路A2、A3、A4的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。

另外，在本实施方式16中，也可以如上述实施方式4～6所述，通过对在电容器Cr中流过的电流进行检测而形成整流电路A2、A3、A4的栅极信号。

在本实施方式16中，示出了在上述实施方式1中应用了如下结构的情况：将连接于对能量转移用的电容器Cr进行充放电的路径上的电感器Lr0～Lr4连接在将多个MOSFET进行连接的连接线与平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的端子之间的结构。在上述各实施方式2～15中同样也可以应用这样的电感器Lr0～Lr4的配置，得到与各实施方式同样的效果。

实施方式17

接下来，说明本发明的实施方式17的DC/DC电力转换装置。图22是示出本发明的实施方式17的DC/DC电力转换装置的电路结构的图，示出主要部分。

在本实施方式17中，示出具有将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间，并且变为升压至大约2倍的电压V3而输出到电压端子VM与Vcom之间的功能的升压型的DC/DC电力转换装置。在该情况下，输入端子、输出端子的组合是VL-Vcom、VH-Vcom和VL-Vcom、VM-Vcom这两组。

如图22所示，在平滑电容器Cs2的高电压侧端子上连接有电压端子VM。除此以外，包括栅极信号生成部分在内的电路结构与实施方式1相同。

本实施方式进行与上述实施方式1同样的升压动作，但由于设置了电压端子VM，所以除了输出电压V2以外，还可以输出电压V3。

输入输出端子对也可以是三组以上，这样通过设置多组输入输出端子对，可以升压至多个级别的电压，电路设计的自由度提高。

另外，在本实施方式中，叙述了升压型的DC/DC电力转换装置，但在实施方式2那样的降压型的DC/DC电力转换装置中，如果设置中间的电压端子VM，则除了输出电压V1以外还可以输出电压V3。另外，在实施方式3那样的双向的DC/DC电力转换装置中，如果设置中间的电压端子VM，则除了输出电压V1以外还可以输出电压V3。

另外，也可以在上述实施方式4～16中同样地应用如上所述设置多组输入输出端子对的结构，得到与各实施方式同样的效果。

另外，在上述各实施方式中，在驱动用逆变器电路、整流电路内的半导体开关元件中，使用了在源极、漏极之间形成有寄生二极管的功率MOSFET，但也可以是IGBT等可以用控制电极控制导通截止动作的其他半导体开关元件，在该情况下采用反向并联连接有二极管的半导体开关元件，该二极管起到功率MOSFET的寄生二极管的功能。由此，通过与上述各实施方式同样的控制，得到同样的效果。

另外，当然，在上述各实施方式中，还可以将发明应用于改变了整流电路的级数的各种电压比的DC/DC电力转换装置中。

实施方式18

以下，说明在构成上述各实施方式的DC/DC电力转换装置的多个电路中，为了对电路内的MOSFET、栅极驱动电路、光耦合器等进行驱动而具备的电源Vsk(Vs1～Vs4)。

图23是示出电源Vsk的电路结构的图。各电路，例如上述实施方式1的电路A1～A4的电源Vsk将在各电路内的平滑电容器Cs(k)(Cs1～Cs4)中产生的电压作为输入电压Vsi(k)，在输出端子Vsh(k)-Com(k)之间生成输出电压Vso(k)。

将电压Vso(k)和Vsi(k)的基准电压设为Com(k)。平滑电容器Cs(k)的高电压侧的端子与p型的MOSFET M2的源极端子连接，MOSFET M2的漏极端子与二极管D1的阴极端子和扼流线圈L1的一个端子连接。二极管D1的阳极端子与基准电压Com(k)连接，扼流线圈L1的另一个端子与电容器C2的一个端子连接，电容器C2的另一个端子与基准电压Com(k)连接。由电容器Cs(k)、电容器C2、MOSFET M2、二极管D1、扼流线圈L1构成非绝缘降压型的DC/DC转换器10，经由该DC/DC转换器10，输入电压Vsi(k)转换成输出电压Vso(k)。

电容器C1、电容器C2和稳压二极管(zener diode)Z1并联连接，稳压二极管Z1的阳极端子侧与基准电压Com(k)连接，稳压二极管Z1的阴极端子侧与扼流线圈L1的端子连接。在该C1、C2、Z1的并联体上产生输出电压Vso(k)。向时钟发生电路d1、误差放大电路d2、比较器电路d3供给电压Vso(k)，以使各电路d1～d3动作。另外，省略了向误差放大电路d2、比较器电路d3供给电压Vso(k)的图示。

时钟发生电路d1的输出经由由电阻R3和电容器C3构成的锯齿波形成部分而输入到比较器电路d3的一个输入端中。由电阻R2和稳压二极管Z2构成的目标电压输入到误差放大电路d2的一个输入端，Vso(k)的测定电压通过电阻R3和R4分压而输入到另一个输入端。另外，误差放大电路d2的输出被输入到比较器电路d3的另一个输入端，其连接点与电阻R5和R6的连接点连接。电阻R5的另一个端子与电压Vso(k)的输出端子Vsh(k)连接，电阻R6的另一个端子与基准电压Com(k)连接。

比较器电路d3的输出端子与n型的MOSFET M1的栅极端子连接，MOSFET M1的源极端子与基准电压Com(k)连接，漏极端子与电阻R7的一个端子连接。电阻R7的另一个端子与MOSFET M2的栅极端子和电阻R8的一个端子连接。另外，电阻R8的另一个端子与MOSFET M2的源极端子连接。

说明这样构成的电源Vsk的动作。在降压动作的情况下，能量源连接在VH-Vcom之间，所以在平滑电容器Cs(k)中产生电压，电源Vsk动作。

另一方面，在升压动作的情况下，能量源连接在VL-Vcom之间，因此在平滑电容器Cs1中产生电压，但除此以外的平滑电容器Cs(k)在动作开始时处于没有产生电压的状态。但是，电源Vs1在平滑电容器Cs1的电压下动作，通过电路A1内的MOSFET进行导通截止动作，从而电路A2～A4的MOSFET的寄生二极管动作，能量转移到平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4。使用了该寄生二极管进行动作的电力转换效率不佳，但向各平滑电容器Cs(k)转移能量所需要的时间不到1秒。这样，在各平滑电容器Cs(k)中产生电压，从而各电源Vsk动作。

详细叙述动作。如果在平滑电容器Cs(k)中形成电压，则经由电阻R1对电容器C1、C2进行充电。电压成为稳压二极管Z1的稳压电压，在此设为16V。通过该电压的供给，在C1、C2、Z1的并联体上产生输出电压Vso(k)，被供给到时钟发生电路d1、误差放大电路d2、比较器电路d3，从而各电路d1～d3动作，并且电源Vsk动作。

为了抑制电力损失，电阻R1被设成比较大的电阻值，所以电源Vsk的动作前的经由电阻R1的能量供给不足以使各电路内的MOSFET动作。如果电源Vsk开始动作，则非绝缘型的DC/DC转换器10动作，从而经由该DC/DC转换器10将电压Vsi(k)转换成电压Vso(k)，该能量量足以使各电路内的MOSFET动作。

图24示出比较器电路d3的误差放大电路d2侧的输入端子的电压Da、时钟发生电路d1侧的输入端子的电压Db、输出端子的电压Dc、MOSFET M2的栅极电压Dd。误差放大电路d2输出使两个输入端子之间的电压成为零那样的电压Da。即，将电压Da决定为使输出电压Vso(k)(15V)成为稳压二极管Z2所决定的目标电压(15V)。电压Db是锯齿波状的电压，是通过将来自时钟发生电路d1的矩形波电压经由CR电路而形成的。由比较器电路d3比较电压Da与Db而形成矩形波电压Dc。例如，在抑制输出电压Vso(k)的情况下，电压Da变低，作为结果，矩形波电压Dc的高电压期间变短。由于矩形波电压Dc，MOSFET M1导通截止，以MOSFET M1的源极端子的电压为基准，MOSFET M2的栅极端子的电压在低电平和高电平之间变化。MOSFET M2由于是p型MOSFET，所以在低电平下进行导通的动作，在高电平下进行截止的动作。通过电阻R7与R8的分压，MOSFET M2的栅极、源极之间电压成为小于等于最大额定值。这样，对MOSFET M2控制导通时间而使其进行导通截止动作，从而从平滑电容器Cs(k)转移能量，将输出端子Com(k)、Vsh(k)之间的电压Vso(k)控制为成为规定的电压(15V)。

在本实施方式中，将对构成DC/DC电力转换装置的各电路进行驱动的电源Vsk构成为：通过非绝缘型的DC/DC转换器10从各电路内的平滑电容器Cs(k)供给电力。因此，不需要输入电压部分与各电源Vsk之间的配线以及用于其的连接器等，另外还不需要使用变压器来使各电源之间绝缘，成为小型且转换效率良好的电源结构。由此，实现DC/DC电力转换装置的高效化、小型化。

另外，在上述实施方式中，示出了假设输入电压Vsi(k)为20V以上且DC/DC转换器10为降压型的电路结构，但在输入电压Vsi(k)较低的情况，例如10V以下的情况下，使用升压型的DC/DC转换器10。

另外，在上述实施方式中，将用于对DC/DC电力转换装置的各电路进行驱动的电源Vsk的基准电压设为Com(k)，构成各电路内的栅极驱动电路等的控制部在基准电压Com(k)下进行动作，但也可以构成各电路内的栅极驱动电路等的控制部在电压端子Vcom的电压基准下进行动作，将电源Vsk的基准电压设为Vcom而以电压Vcom为基准来驱动MOSFET M2，虽然配线的走向多少变得复杂，但成为转换效率高的电源结构。

产业上的可利用性

可以广泛应用于在由驱动用逆变器电路和整流电路构成的多个电路的每一个中并联配置平滑电容器从而利用能量转移用电容器的充放电的DC/DC电力转换装置中。

Claims (24)

1.一种DC/DC电力转换装置，其特征在于，串联连接有将由半导体开关元件构成的高压侧元件以及低压侧元件串联连接而连接在平滑电容器的正负端子之间而成的三个以上的电路，在该多个电路内，在规定的一个电路与其他各电路之间分别连接能量转移用的电容器，并且在对该电容器进行充放电的路径上设置电感器，

在上述多个电路内，将规定的电路用于驱动用逆变器电路，将其他电路用于整流电路，通过上述电容器的充放电进行直流/直流转换。

2.根据权利要求1所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，将上述各电路内的上述高压侧元件与上述低压侧元件的连接点作为中间端子，在成为上述规定的一个电路与其他电路之间的该中间端子之间，分别连接上述电容器与上述电感器的串联体。

3.根据权利要求1所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，将上述各电路内的上述高压侧元件与上述低压侧元件的连接点作为中间端子，在成为上述规定的一个电路与其他各电路之间的该中间端子之间分别连接上述电容器，在上述高压侧元件以及上述低压侧元件的连接线与上述平滑电容器的端子之间分别连接上述电感器。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，具备：驱动用栅极信号生成单元，生成用于对上述驱动用逆变器电路内的上述各半导体开关元件进行导通截止控制的驱动用栅极信号；以及整流用栅极信号生成单元，与上述驱动用栅极信号独立地生成用于对上述整流电路内的上述各半导体开关元件进行导通截止控制的整流用栅极信号。

5.根据权利要求4所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，由上述各电容器的电容器容量和该各电容器的充放电路径内的上述各电感器的电感决定的谐振周期分别相等，

上述整流用栅极信号由从上述驱动用栅极信号的各脉冲的上升沿时刻起在上述谐振周期的1/2的期间的范围内产生的脉冲构成。

6.根据权利要求5所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述整流用栅极信号的各脉冲的上升沿时刻与上述驱动用栅极信号的脉冲的上升沿时刻一致，并且上述整流用栅极信号的各脉冲的下降沿时刻比上述驱动用栅极信号的脉冲的下降沿时刻早规定时间。

7.根据权利要求5所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述整流用栅极信号的各脉冲的脉冲宽度与上述谐振周期的1/2大概一致。

8.根据权利要求5所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，具备对流过与上述整流电路连接的上述电容器的电流进行检测的电流检测单元，上述整流用栅极信号生成单元根据由上述电流检测单元检测出的电流生成上述整流用栅极信号。

9.根据权利要求1～3中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述直流/直流转换是基于升压动作的电力转换，上述规定的一个电路是上述驱动用逆变器电路。

10.根据权利要求1～3中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述直流/直流转换是基于降压动作的电力转换，上述规定的一个电路以外的其他各电路是上述驱动用逆变器电路。

11.根据权利要求1～3中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述规定的一个电路的两侧与上述多个电路内的其他电路连接而位于中间。

12.根据权利要求1～3中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述各半导体开关元件是在源极、漏极之间具有寄生二极管的功率MOSFET，或者是反向并联连接有二极管的半导体开关元件。

13.根据权利要求1～3中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述各电路具备用于使该电路动作的电源电路，该各电源电路从上述各电路内的平滑电容器经由DC/DC转换器供给电力。

14.根据权利要求1～3中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，具备多组与上述平滑电容器的端子连接的、该DC/DC电力转换装置的输入输出用端子对。

15.一种DC/DC电力转换装置，其特征在于，串联连接基于驱动用逆变器电路和整流电路的三个以上的电路，上述驱动用逆变器电路将由半导体开关元件构成的高压侧元件以及低压侧元件串联连接而连接在平滑电容器的正负端子之间而成，上述整流电路将由二极管元件构成的高压侧元件以及低压侧元件串联连接而连接在平滑电容器的正负端子之间而成，在该多个电路内，在规定的一个电路与其他各电路之间分别连接能量转移用的电容器，并且在对该电容器进行充放电的路径上设置电感器，

通过上述电容器的充放电进行直流/直流转换。

16.根据权利要求15所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，将上述各电路内的上述高压侧元件与上述低压侧元件的连接点作为中间端子，在成为上述规定的一个电路与其他各电路之间的该中间端子之间，分别连接上述电容器与上述电感器的串联体。

17.根据权利要求15所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，将上述各电路内的上述高压侧元件与上述低压侧元件的连接点作为中间端子，在成为上述规定的一个电路与其他各电路之间的该中间端子之间分别连接上述电容器，在上述高压侧元件以及上述低压侧元件的连接线与上述平滑电容器的端子之间分别连接上述电感器。

18.根据权利要求15～17中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，由上述各电容器的电容器容量和该各电容器的充放电路径内的上述各电感器的电感决定的谐振周期被设置为分别相等。

19.根据权利要求15～17中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述直流/直流转换是基于升压动作的电力转换，上述规定的一个电路是上述驱动用逆变器电路。

20.根据权利要求15～17中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述直流/直流转换是基于降压动作的电力转换，上述规定的一个电路以外的其他各电路是上述驱动用逆变器电路。

21.根据权利要求15～17中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述规定的一个电路的两侧与上述多个电路内的其他电路连接而位于中间。

22.根据权利要求15～17中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述各半导体开关元件是在源极、漏极之间具有寄生二极管的功率MOSFET，或者是反向并联连接有二极管的半导体开关元件。

23.根据权利要求15～17中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述驱动用逆变器电路具备用于使该电路动作的电源电路，该电源电路从上述驱动用逆变器电路内的平滑电容器经由DC/DC转换器供给电力。

24.根据权利要求15～17中的任意一项所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，具备多组与上述平滑电容器的端子连接的、该DC/DC电力转换装置的输入输出用端子对。

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