CN108092493B - 一种SiC MOSFET串联电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种SiC MOSFET串联电路，该电路通过使用碳化硅器件直接串联，可以实现至少6kV的高耐压和开关频率几十kHz的功率器件，不仅提高了器件的运行效率和频率，而且有效的控制了成本；还实现了完整的器件保护和启动过程控制，非常适合于高压、高温、高功率密度电力电子变换器领域。

Description

一种SiC MOSFET串联电路
技术领域
本发明涉及一种SiC MOSFET串联电路，属于电力电子的技术领域。
背景技术
近年来，高压大功率电力电子在电机变频调速、海上风电、轨道交通等领域得到广泛应用。为克服硅基功率器件开关频率低和损耗高等缺点，可以有效降低开关损耗和提高等效开关频率的多电平变流器越来越多地应用于大功率、中高压领域。虽然多电平变流器具有开关频率低，输出波形质量高，系统效率高等优点，但多电平变流器由于其使用的开关器件和储能器件数量较多，一方面造成其体积较大，另一方面造成其控制和调制技术比较复杂，同时系统散热也相对困难，不能使用在高功率密度变流器领域。近年来，随着技术的进步，开关频率几十甚至上百kHz新型碳化硅器件已出现，但到目前为止，只有1200V和1700V的SiC MOSFET和SiC MOSFET有一些商业化产品，更高电压等级SiC器件还处于实验室研究阶段，还未得到大规模推广。此外，目前也有一些SiC器件串联方案，但由于采用器件混合模式，不仅增加了驱动的复杂度，也降低了可靠性；另外的一些串联方案，往往采用有损的均压方式，不利于高频化。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种SiC MOSFET串联电路。
为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案是：
一种SiC MOSFET串联电路，包括N个MOSFET管和N个MOSFET管驱动电路；
N个MOSFET管依次串联构成MOSFET串，第i个MOSFET管的漏极与第i+1个MOSFET管的源极连接，i为整数，1≤i≤N-1，第1个MOSFET管的源极为MOSFET串的源极，第1个MOSFET管的栅极为MOSFET串的栅极，第N个MOSFET管的漏极为MOSFET串的漏极；
第1个MOSFET管驱动电路向第1个MOSFET管的栅极输入驱动脉冲PGM，其余N-1个MOSFET管驱动电路依次串联，第2个MOSFET管驱动电路的输入端与第1个MOSFET管的源极连接，第j个MOSFET管驱动电路的输出端还与第j个MOSFET管的栅极连接，2≤j≤N。
还包括N个驱动电阻，驱动电阻的两端分别与MOSFET管驱动电路的输出端以及该MOSFET管驱动电路驱动的MOSFET栅极连接。
第2个至第N个MOSFET管驱动电路结构一致，包括驱动电源、二极管、静态均压电阻和电阻电容串联回路，驱动电源的正极与二极管的阳极连接，驱动电源的负极、静态均压电阻的一端以及电阻电容串联回路的一端连接成第一节点，第一节点为MOSFET管驱动电路的输入端；二极管的阴极、静态均压电阻的另一端以及电阻电容串联回路的另一端连接成第二节点，第二节点为MOSFET管驱动电路的输出端。
第1个MOSFET管驱动电路为图腾柱电路。
外部电源连接第1个隔离DC-DC，第1个隔离DC-DC的输出即为第1个驱动电路的驱动电源，第i个驱动电路的驱动电源连接第i+1个隔离DC-DC，第i+1个隔离DC-DC的输出即为第i+1个驱动电路的驱动电源。
第N个MOSFET管驱动电路的输出端与第N个MOSFET管的漏极之间设置有电阻电容串联回路，电阻电容串联回路两端还并接有静态均压电阻。
N＝6。
本发明所达到的有益效果：1、本发明可以实现至少6kV的高耐压和开关频率几十kHz的功率器件，不仅提高了器件的运行效率和频率，而且有效的控制了成本；2、本发明还实现了完整的器件保护和启动过程控制，非常适合于高压、高温、高功率密度电力电子变换器领域；3、本发明开关频率较其他高压器件高很多，因此其组成的换流器功率密度高；4、静态均压电阻可以实现各MOSFET均压，保证各MOSFET不至于被击穿，此外，由于该电阻很大，相对静态损耗较小；5、动态运行时，分压由电阻电容串联回路中的电阻电容决定，且电容的储能基本用于MOSFET器件的开通过程，因此，实际运行的开关损耗较小；6、电路中电流反向流动时，通过对驱动钳位电容自动放电，电流仅流过MOSFET通道，既降低了导通损耗，又节省了反并联二极管；7、由于辅助驱动电源的自然开通，可以降低MOSFET器件开通过程的通态压降；8、各驱动电源通过菊花莲形式传送功率和实现隔离，降低了单个DC-DC辅助电源的绝缘要求；9、本发明采用性能一致的MOSFET器件，相对混合器件和SiC JFET串，其驱动电路简单、可靠。
附图说明
图1为本发明的电路图；
图2为本发明的驱动电源连接图；
图3为本发明的保护电路图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
如图1所示，一种SiC MOSFET串联电路包括6个MOSFET管、6个MOSFET管驱动电路和6个驱动电阻。
6个MOSFET管依次串联构成MOSFET串，第i个MOSFET管的漏极与第i+1个MOSFET管的源极连接，i为整数，1≤i≤5，第1个MOSFET管的源极为MOSFET串的源极，第1个MOSFET管的栅极为MOSFET串的栅极，第N个MOSFET管的漏极为MOSFET串的漏极；
第1个MOSFET管驱动电路向第1个MOSFET管的栅极输入驱动脉冲PGM，其余5个MOSFET管驱动电路依次串联，第2个MOSFET管驱动电路的输入端与第1个MOSFET管的源极连接，第j个MOSFET管驱动电路的输出端还与第j个MOSFET管的栅极连接，2≤j≤6。
驱动电阻的两端分别与MOSFET管驱动电路的输出端以及该MOSFET管驱动电路驱动的MOSFET栅极连接。
第1个MOSFET管驱动电路为图腾柱电路，第2个至第6个MOSFET管驱动电路结构一致，包括驱动电源、二极管、静态均压电阻和电阻电容串联回路，驱动电源的正极与二极管的阳极连接，驱动电源的负极、静态均压电阻的一端以及电阻电容串联回路的一端连接成第一节点，第一节点为MOSFET管驱动电路的输入端；二极管的阴极、静态均压电阻的另一端以及电阻电容串联回路的另一端连接成第二节点，第二节点为MOSFET管驱动电路的输出端。
如图2所示，MOSFET管驱动电路的驱动电源通过菊花莲形式传送功率和实现隔离，即外部电源连接第1个隔离DC-DC，第1个隔离DC-DC的输出即为第1个驱动电路的驱动电源，第i个驱动电路的驱动电源连接第i+1个隔离DC-DC，第i+1个隔离DC-DC的输出即为第i+1个驱动电路的驱动电源。
第6个MOSFET管驱动电路的输出端与第6个MOSFET管的漏极之间设置有电阻电容串联回路，电阻电容串联回路两端还并接有静态均压电阻。
上述电路的静止状态到启动过程原理如下：
为了更好的说明上述工作原理，对图中的各符号进行说明：M1～M6分别为6个MOSFET管，S1～S6分别为6个MOSFET管的辅助驱动电源(其中S1在图3中)，R1～R6分别为6个电阻电容串联回路中的电阻，C1～C6分别为6个电阻电容串联回路中的电容，RB1～RB6分别为6个静态均压电阻，DF1～DF5分别为5个二极管，MGD1～MGD6分别为6个驱动电阻，CMS为MOSFET串的源极，CMD为MOSFET串的漏极，CMGM为MOSFET串的栅极，CMS2～CMS6分别为M2～M6的源极，CMG2～CMG6分别对应M2～M6的驱动节点。
1、静态工作(即没有开关动作)：此时M1的驱动电路输出信号(驱动脉冲PGM)为0V(或驱动电路不工作)，此值小于M1的门极阈值，因此M1是关断态。此时M1是静止状态，当直流高压加到MOSFET串两端时，M1的漏极和源极电压会上升，即节点CMS2电压相对地(CMS电位)上升，同时由于MOSFET内部结构的影响，CMG2电压也相对地(CMS电位)上升，但两者的上升速度不一样，此时M2的栅极和源极电压会减小，即CMG2和CMS2电压会下降到M2的栅极阈值以下，而DF1必然反向截止，M2进入关断过程。很明显，通过这个电路可以保证MOSFET串处于关断状态，承受MOSFET串漏极和源极两端直流高压。
2、M2开始关断后，CMS3和CMS2电压上升，CMG3和CMG2电压也随之上升，最终导致DF2反向截止，M3进入关断过程，其他MOSFET关断过程类似。虽然M2漏极和源极两端电压与R2C2串联回路两端电压的上升率不同，但在该模式下，最终的电压状态由RB1～RB6决定，因为MOSFET管的漏电流相对静态均压电阻的流通电流很小，即CMG2～CMG6将会继续被钳位，保证各MOSFET管的承受耐压在器件额定值范围内。事实上，该MOSFET串静态均压电阻的流通电流都是uA级，因此其静态损耗极低，可以忽略不计。
上述电路的工作原理，具体分为正常关断过程、正常硬开关开通过程以及正常软开关开通过程。
A、正常关断过程：此时M1的驱动电路输出信号(驱动脉冲PGM)为-5V，此值小于M1的门极阈值，因此M1进入关断过程。实际电路关断过程开始后，MOSFET串的CMD和CMS之间必然承受一定高压直流电压，因此CMS2和CMS两端电压将会首先上升；此时M1通道中部分电流转移至R1C1串联回路，RF1由于阻值很大而可以忽略流通电流，因此CMG2和CMS两端电压必然也随之上升；由于CMS2和CMS两端电压的上升率小于CMG2和CMS电压的上升率(M1漏极和源极的输出电容值比C1值大)，因此，当CMS2和CMS两端电压上升至一定数值时，DF1必然反向截止，CMG2和CMS电压被上升至CMS2和CMS两端电压与MOSFET管阈值电压之和，即CMG2和CMS2两端电压差变为小于MOSFET管的门极阀值电压，M2开始关断过程，随后CMS3和CMS2两端电压开始上升，CMG3和CMG2电压也同步上升；相同原理，由于CMS3和CMS2两端电压的上升率小于CMG3和CMG2电压的上升率(M2漏极和源极的输出电容值比C2值大)，当CMS3和CMS2两端电压上升至一定数值时，M3也开始关断过程；M4～M6的关断过程类似，整个关断过程无需常规Cascode结构MOSFET的击穿，各碳化硅器件关断是个渐进过程。因为正常的开关频率比较高，在每个开关周期很短的时间内，CMG2～CMG6各节点的电势不会变化很大，此时CMG2～CMG6各节点的电势由合理设置C1～C6数值来控制的电压上升率维持。
B、正常硬开关开通过程：
(1)当开通信号刚加到CMGM时，R1C1串联回路的C1还未开始放电，DF1逆向截止，此时所有MOSFET管截止状态不受影响；由于M1的栅极接受驱动正脉冲，因此，M1的输出电容开始通过M1通道放电，CMS2和CMS两端电压开始下降。由于R1C1串联回路的C1仍未放电，即节点CMG2的相对电势保持不变，随着CMS2和CMS两端电压下降，即节点CMS2的电势下降，CMG2和CMS2两端电压差变为大于MOSFET的门极阀值电压，M2开始缓慢导通，即CMS3和CMS2两端电压开始下降，此时R1C1串联回路的C1通过M2的栅极放电，即相当于输出M2驱动脉冲信号。
(2)随着M2开通，M2的输出电容开始通过M2通道放电，CMS3和CMS2两端电压开始下降。由于R2C2串联回路的C2仍未放电，即节点CMG3的相对电势保持不变，随着CMS3和CMS2两端电压下降，即节点CMS3的电势下降，CMG3和CMS3两端电压差变为大于MOSFET的门极阀值电压，M3开始缓慢导通，此时R2C2串联回路的C2通过M3的栅极放电，即相当于输出M3驱动脉冲信号。
(3)M4～M6采用完全类似的开通过程，所有器件的整体开通过程是相关交叉，仅是依次相差一个小的延时(大约20～50ns)，其依次开通的先后延时由电阻电容串联回路的电容控制。
(4)等所有器件都开通后，加到MOSFET串的M2～M6栅极的驱动信号通过DF1～DF5钳位各MOSFET管的栅极电压，保证所有MOSFET的栅极都处于门极阈值电压以上，都能完全导通，并以此来减少导通电阻。
C、正常ZVS软开关开通过程：ZVS软开关开通过程和硬开关开通过程的区别在于，此时MOSFET串的栅极(CMGM)没有驱动信号，且此时电流的方向相反。具体的原理如下：
(1)此时MOSFET串的栅极(CMGM)无驱动信号，R1C1串联回路的C1还未开始放电，DF1逆向截止，此时所有MOSFET截止状态不受影响；由于电流的方向相反，因此，该反向电流对M1的输出电容放电，CMS2和CMS两端电压开始下降。由于R1C1串联回路的C1仍未放电，即节点CMG2的相对电势保持不变，随着CMS2和CMS两端电压下降，即节点CMS2的电势下降，CMG2和CMS2两端电压差变为大于MOSFET的门极阀值电压，M2开始缓慢导通，即CMS3和CMS2两端电压开始下降，此时R1C1串联回路的C1通过M2的栅极放电，即相当于输出M2驱动脉冲信号。
(2)随着M2开通，M2的输出电容开始通过M2通道放电，同时反向电流也对M2的输出电容放电，CMS3和CMS2两端电压开始下降。由于R2C2串联回路的C2仍未放电，即节点CMG3的相对电势保持不变，随着CMS3和CMS2两端电压下降，即节点CMS3的电势下降，CMG3和CMS3两端电压差变为大于SiCMOSFET的门极阀值电压，M3开始缓慢导通，此时R2C2串联回路的C2通过M3的栅极放电，即相当于输出M3驱动脉冲信号。
(3)M4～M6采用完全类似的开通过程，所有器件的整体开通过程是相关交叉，仅是依次相差一个小的延时，其依次开通的先后延时由电阻电容串联回路的电容和反向电流大小控制。
(4)等所有器件都开通后，虽然M1的栅极没有驱动信号，但反向电流可以短时走MOSFET管相应的寄生二极管，仅是相应的电压压降较大，即损耗大，而M2～M6的栅极，通过DF1～DF5钳位各MOSFET管的栅极电压，都处于“1”电位，因此M2～M6的栅极电压都在门极阈值电压以上，都能完全导通，该过程中M2～M6无需相应的并联二极管参与导通。正常运行期间，经过短时的死区时间后，M1栅极会加驱动开通信号，实现同步整流模式，反向电流可以由寄生二极管转入M1的通道，以此来减少导通压降。
MOSFET串驱动保护电路的工作原理，具体电路见图3描述：
a、正常情况下，M1的驱动脉冲由外部电路通过光纤传送，光纤接收器转化为电信号后，直接输入CPLD的IO口，CPLD在正常情况下，其内部的逻辑电路无闭锁功能，相当于光纤脉冲信号直接输入到图腾柱电路，图腾柱电路的输出直接输出到M1的驱动电阻，再接入M1的栅极。
b、如果MOSFET串出现短路过电流故障，通过ROGOWSKI线圈保护和过电流保护进行保护。过电流保护测量M1的开尔文源极CMSk和MOSFET串源极CMS之间的寄生电感上的电压，随后通过模拟滤波电路和整形电路，转换成一定的电压信号；然后将该电压信号连接到高速比较器1的负输入端，当其数值大于高速比较器1参考输入端的设定值时，就输出翻转比较结果。ROGOWSKI线圈保护通过软性ROGOWSKI线圈测量MOSFET串中通过的电流，随后通过积分电路，转换成一定的电压信号；然后将该电压信号连接到高速比较器2的负输入端，当其数值大于高速比较器2参考输入端的设定值时，就输出翻转比较结果。其中过电流保护电路主要起启动保护的作用，ROGOWSKI线圈保护才输出确定的过电流保护。
c、上述两者的比较结果都进入CPLD的对应IO输入口，其内部连接至CPLD的数字滤波电路和整形电路，最后形成对应封锁脉冲信号；封锁脉冲信号直接与光纤驱动脉冲信号进行与操作，CPLD逻辑输出先直接开通软关断电路，经适当延迟后，再关断MOSFET的驱动脉冲PGM。此外，该电路还包含米勒钳位电路，M1栅极电压通过比较器4比较，当M1的栅极电压降到2V后，CPLD逻辑直接开通该米勒钳位电路，可以将M1的栅极钳位至稳定的低电位，防止米勒电容引起的误触发。
上述实施例是取N＝6时的情况，当然也可为其他不小于2的正整数，具体数字根据实际的情况而定。
上述电路通过使用碳化硅器件直接串联，可以实现至少6kV的高耐压和开关频率几十kHz的功率器件，不仅提高了器件的运行效率和频率，而且有效的控制了成本；还实现了完整的器件保护和启动过程控制，非常适合于高压、高温、高功率密度电力电子变换器领域。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种SiC MOSFET串联电路，其特征在于：包括N个MOSFET管和N个MOSFET管驱动电路；
N个MOSFET管依次串联构成MOSFET串，第i个MOSFET管的漏极与第i+1个MOSFET管的源极连接，i为整数，1≤i≤N-1，第1个MOSFET管的源极为MOSFET串的源极，第1个MOSFET管的栅极为MOSFET串的栅极，第N个MOSFET管的漏极为MOSFET串的漏极；
第1个MOSFET管驱动电路向第1个MOSFET管的栅极输入驱动脉冲PGM，其余N-1个MOSFET管驱动电路依次串联，第2个MOSFET管驱动电路的输入端与第1个MOSFET管的源极连接，第j个MOSFET管驱动电路的输出端还与第j个MOSFET管的栅极连接，2≤j≤N；
第2个至第N个MOSFET管驱动电路结构一致，包括驱动电源、二极管、静态均压电阻和电阻电容串联回路，驱动电源的正极与二极管的阳极连接，驱动电源的负极、静态均压电阻的一端以及电阻电容串联回路的一端连接成第一节点，第一节点为MOSFET管驱动电路的输入端；二极管的阴极、静态均压电阻的另一端以及电阻电容串联回路的另一端连接成第二节点，第二节点为MOSFET管驱动电路的输出端；
外部电源连接第1个隔离DC-DC，第1个隔离DC-DC的输出即为第1个驱动电路的驱动电源，第i个驱动电路的驱动电源连接第i+1个隔离DC-DC，第i+1个隔离DC-DC的输出即为第i+1个驱动电路的驱动电源；
第N个MOSFET管驱动电路的输出端与第N个MOSFET管的漏极之间设置有电阻电容串联回路，电阻电容串联回路两端还并接有静态均压电阻。
2.根据权利要求1所述的一种SiC MOSFET串联电路，其特征在于：还包括N个驱动电阻，驱动电阻的两端分别与MOSFET管驱动电路的输出端以及该MOSFET管驱动电路驱动的MOSFET栅极连接。
3.根据权利要求1所述的一种SiC MOSFET串联电路，其特征在于：第1个MOSFET管驱动电路为图腾柱电路。
4.根据权利要求1-3任意一项所述的一种SiC MOSFET串联电路，其特征在于：N＝6。
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