CN101517876B - Dc/dc电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种DC/DC电力转换装置。串联连接三个以上的电路(A1～A4)，这些电路是将由具有寄生二极管的MOSFET构成的高压侧开关、低压侧开关串联连接而连接在平滑电容器(Cs1～Cs4)的正负端子之间而构成的，在相邻电路之间配置电容器(Cr)与电感器(Lr)的串联体，并将这些串联体的谐振周期设置为相等。整流电路(A2～A4)的MOSFET与驱动用逆变器电路(A1)的MOSFET同时成为导通状态，在谐振周期/2的期间(t)的范围内比驱动用逆变器电路(A1)的MOSFET更早成为截止状态。由此，在利用了电容器(Cr)的充放电的DC/DC电力转换装置中，利用电容器(Cr)与电感器(Lr)的谐振现象，并且降低整流电路(A2～A4)的导电损耗。

Description

DC/DC电力转换装置
技术领域
本发明涉及将直流电压转换成升压或降压的直流电压的DC/DC电力转换装置。 
背景技术
作为以往的DC/DC电力转换装置的DC/DC转换器由逆变器(inverter)电路和多倍压整流电路构成，该逆变器电路具有具备与正电位连接的半导体开关和与负电位连接的半导体开关的至少两个以上的半导体开关，该多倍压整流电路具备串联连接的多个整流器以及串联连接的多个电容器，该DC/DC转换器用逆变器电路产生交流电压，并且用多倍压整流电路产生高压直流电压而供给给负载(例如参照专利文献1)。 
另外，作为以往的另一例子的DC/DC电力转换装置的开关电容转换器由逆变器电路和两倍压整流电路构成，与电容器串联连接电感器，利用LC谐振现象来使向电容器的充放电电流增大，从而实现了在转移大的电力的情况下也使效率降低少的电力转换(例如参照非专利文献1)。 
专利文献1：日本特开平9-191638号公报 
非专利文献1：出利葉史俊他：「共振形スイツチトキヤパシタコンバ一タの制御特性」(“谐振型开关电容转换器的控制特性”)、信学技法、IEICE Technical Report、EE2005-62，pp7-12，2006年 
在这些以往的DC/DC电力转换装置中，具备逆变器电路和整流电路，利用电容器的充放电进行直流/直流电力转换，并且，如果与电容器串联连接电感器而利用LC谐振现象，则能够高效地转移大的电 力。但是，在整流电路中所使用的二极管中发生导电损耗，妨碍高效化。 
发明内容
本发明是为了解决上述那样的问题点而完成的，其目的在于，在具备逆变器电路和整流电路，并利用电容器的充放电的DC/DC电力转换装置中，串联连接电容器和电感器而利用谐振现象，并且降低整流电路的导电损耗，从而谋求转换效率的提高。 
在本发明的DC/DC电力转换装置中，将由半导体开关元件构成的高压侧开关以及低压侧开关串联连接而连接在平滑电容器的正负端子之间的电路串联连接多个，将该各电路内的上述高压侧开关与上述低压侧开关的连接点作为中间端子，在相邻而串联连接的该各电路的中间端子之间分别配置电容器以及电感器的串联体而进行连接，其中，上述半导体开关元件由控制电极来控制导通截止动作。然后，在上述多个电路内，将规定的电路用于驱动用逆变器电路，将其他电路用于整流电路，通过上述各串联体的电容器的充放电进行直流/直流转换。 
本发明的DC/DC电力转换装置串联连接电容器与电感器而利用谐振现象，并且将由利用控制电极来控制导通截止动作的多个半导体开关元件和平滑电容器构成的电路用于整流电路，从而能够降低整流电路的导电损耗，能够高效地进行大的电力的电力转换。 
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。 
图2是示出本发明的实施方式1的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。 
图3是示出本发明的实施方式1的栅极信号以及各部分的电流波形的图。 
图4是示出本发明的实施方式1的比较例的栅极信号以及各部分的电流波形的图。 
图5是示出本发明的实施方式2的DC/DC电力转换装置的栅极 信号生成部分的电路结构的图。 
图6是示出本发明的实施方式2的栅极信号以及各部分的电流波形的图。 
图7是示出本发明的实施方式3的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。 
图8是示出本发明的实施方式4的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。 
图9是示出本发明的实施方式4的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。 
图10是示出本发明的实施方式4的栅极信号以及各部分的电流波形的图。 
图11是示出本发明的实施方式5的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。 
图12是示出本发明的实施方式5的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。 
图13是示出本发明的实施方式5的栅极信号以及各部分的电流波形的图。 
图14是示出本发明的实施方式6的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。 
图15是示出本发明的实施方式6的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。 
图16是本发明的实施方式7的DC/DC电力转换装置的部分电路图。 
图17是本发明的实施方式8的DC/DC电力转换装置的部分电路图。 
图18是示出本发明的实施方式9的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。 
图19是示出本发明的实施方式9的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。 
图20是示出本发明的实施方式9的栅极信号以及各部分的电流波形的图。 
图21是示出本发明的实施方式10的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。 
图22是示出本发明的实施方式10的栅极信号以及各部分的电流波形的图。 
图23是本发明的实施方式12的DC/DC电力转换装置的部分电路图。 
图24是示出本发明的实施方式13的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。 
图25是示出本发明的实施方式13的DC/DC电力转换装置的栅极信号生成部分的电路结构的图。 
图26是示出本发明的实施方式16的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构的图。 
图27是示出本发明的实施方式17的各电路的电源Vsk的结构的图。 
图28是示出本发明的实施方式17的电源Vsk的各部分的电压波形的图。 
具体实施方式
实施方式1 
以下，参照附图说明本发明的实施方式1的DC/DC电力转换装置。图1、图2示出本发明的实施方式1的DC/DC电力转换装置的电路结构，尤其图1示出主要部分，图2示出栅极信号生成部分。 
如图1所示，DC/DC电力转换装置具有将输入到电压端子VL与Vcom之间的电V1变为升压至大约4倍的电V2而输出到电压端子VH与Vcom之间的功能。 
DC/DC电力转换装置的主电路部分将电路A1、A2、A3、A4串联连接而构成，其中，电路A1、A2、A3、A4具备平滑电容器Cs1、 Cs2、Cs3、Cs4和多个MOSFET，所述平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4对输入输出电压V1、V2进行平滑化，并且还作为用于能量转移的电压源而发挥功能，所述电路A1、A2、A3、A4是将作为低压侧开关、高压侧开关的两个MOSFET(Mos1L、Mos1H)(Mos2L、Mos2H)(Mos3L、Mos3H)(Mos4L、Mos4H)串联连接而连接到各平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的两个端子之间而成。而且，将各电路A1、A2、A3、A4内的两个MOSFET的连接点作为中间端子，在相邻的该各电路A1、A2、A3、A4的中间端子之间连接LC串联电路，所述LC串联电路由电容器Cr12、Cr23、Cr34以及电感器Lr12、Lr23、Lr34的串联体构成，并作为能量转移元件而发挥功能。 
另外，各MOSFET是在源极与漏极之间形成有寄生二极管的功率MOSFET。 
详细说明主电路部分的连接。平滑电容器Cs1的两个端子分别与电压端子VL和Vcom连接，电压端子Vcom被接地。平滑电容器Cs1的VL侧电压端子与平滑电容器Cs2的一个端子连接，平滑电容器Cs2的另一个端子与平滑电容器Cs3的一个端子连接，平滑电容器Cs3的另一个端子与平滑电容器Cs4的一个端子连接，平滑电容器Cs4的另一个端子与电压端子VH连接。 
Mos1L的源极端子与电压端子Vcom连接，漏极端子与Mos1H的源极端子连接，Mos1H的漏极端子与电压端子VL连接。Mos2L的源极端子与平滑电容器Cs2的低电压侧的端子连接，Mos2L的漏极端子与Mos2H的源极端子连接，Mos2H的漏极端子与平滑电容器Cs2的高电压侧的端子连接。Mos3L的源极端子与平滑电容器Cs3的低电压侧的端子连接，Mos3L的漏极端子与Mos3H的源极端子连接，Mos3H的漏极端子与平滑电容器Cs3的高电压侧的端子连接。Mos4L的源极端子与平滑电容器Cs4的低电压侧的端子连接，Mos4L的漏极端子与Mos4H的源极端子连接，Mos4H的漏极端子与平滑电容器Cs4的高电压侧的端子连接。 
电感器Lr12和电容器Cr12的LC串联电路的一端与Mos1L和 Mos1H的连接点连接，另一端与Mos2L和Mos2H的连接点连接。电感器Lr23和电容器Cr23的LC串联电路的一端与Mos2L和Mos2H的连接点连接，另一端与Mos3L和Mos3H的连接点连接。电感器Lr34和电容器Cr34的LC串联电路的一端与Mos3L和Mos3H的连接点连接，另一端与Mos4L和Mos4H的连接点连接。根据各级的电感器Lr和电容器Cr的电感值和容量值决定的谐振周期的值被设定为分别相等。 
Mos1L、Mos1H的栅极端子与栅极驱动电路111的输出端子连接，向栅极驱动电路111的输入端子输入以Mos1L的源极端子的电压为基准的各个栅极驱动信号。栅极驱动电路是一般的自举方式的驱动电路，由半桥逆变器电路驱动用的驱动器IC、用于驱动高电压侧的MOSFET的电容器等构成。Mos2L、Mos2H的栅极端子与栅极驱动电路112的输出端子连接，向栅极驱动电路112的输入端子输入以Mos2L的源极端子的电压为基准的各个栅极驱动信号。Mos3L、Mos3H的栅极端子与栅极驱动电路113的输出端子连接，向栅极驱动电路113的输入端子输入以Mos3L的源极端子的电压为基准的各个栅极驱动信号。Mos4L、Mos4H的栅极端子与栅极驱动电路114的输出端子连接，向栅极驱动电路114的输入端子输入以Mos4L的源极端子的电压为基准的各个栅极驱动信号。 
从光耦合器121L输出Mos1L驱动用的栅极驱动信号，从光耦合器121H输出Mos1H驱动用的栅极驱动信号。向光耦合器121L、121H输入栅极信号Gate1L、Gate1H。光耦合器具有使控制电路侧的信号与栅极驱动侧的信号电绝缘并利用光传送信号的功能，用于变换信号的基准电压。从光耦合器122L输出Mos2L驱动用的栅极驱动信号，从光耦合器122H输出Mos2H驱动用的栅极驱动信号。向光耦合器122L、122H输入栅极信号Gate2L、Gate2H。从光耦合器123L输出Mos3L驱动用的栅极驱动信号，从光耦合器123H输出Mos3H驱动用的栅极驱动信号。向光耦合器123L、123H输入栅极信号Gate3L、Gate3H。从光耦合器124L输出Mos4L驱动用的栅极驱动信号，从 光耦合器124H输出Mos4H驱动用的栅极驱动信号。向光耦合器124L、124H输入栅极信号Gate4L、Gate4H。 
电源Vs1、Vs2、Vs3、Vs4是分别以Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L的源极端子为基准的为了驱动MOSFET、栅极驱动电路、光耦合器而具备的电源。 
电路A1被用于驱动用逆变器电路，将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量通过MOSFET(Mos1L、Mos1H)的导通截止动作传送给高电压侧。另外，电路A2、A3、A4被用于整流电路，对由驱动用逆变器电路A1驱动的电流进行整流，并将能量转移到高电压侧。 
如图2所示，在成为栅极信号生成部分的控制电路13中生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。在控制电路13中，具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路A1的驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H的驱动用栅极信号生成部分130B；以及生成用于驱动整流电路A2、A3、A4的整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H的整流用栅极信号生成部分130A。在该情况下，在微型计算机等信号处理电路中，生成驱动用栅极信号以及整流用栅极信号。 
接下来说明动作。 
平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联电路的电容器Cr12、Cr23、Cr34的容量值相比充分大的值。 
如上所述，将输入到电压端子VL-Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH-Vcom之间，所以负载连接在电压端子VH-Vcom之间，电压V2成为比4×V1低的值。在稳定状态下，将平滑电容器Cs1充电到电压V1的电压，将平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4平均地充电到(V2-V1)/3的电压。 
图3示出驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H、整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H、以及从整流电路A2、A3、A4内的Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3H、Mos4L、Mos4H的源极流向漏极的电流。另外，MOSFET在栅极信号为高电 压时导通。 
如图3所示，驱动用栅极信号Gate1H、Gate1L是具有比谐振周期稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期是基于由Lr和Cr构成的LC串联电路决定的。其中，t表示谐振周期的1/2的期间，1a、1b是驱动用栅极信号Gate1H、Gate1L的脉冲(以下称为驱动用脉冲)。 
向整流电路A2、A3、A4内的高压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate2H、Gate3H、Gate4H、以及向低压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate2L、Gate3L、Gate4L是由从驱动用栅极信号Gate1H、Gate1L的各驱动用脉冲1a、1b的上升沿时刻起在期间t的范围内产生的脉冲(以下称为整流用脉冲2a、2b)构成的导通截止信号。在此，整流用脉冲2a、2b的上升沿时刻与驱动用脉冲1a、1b的上升沿时刻一致，并且整流用脉冲2a、2b的下降沿时刻比驱动用脉冲1a、1b早规定时间τH、τL。 
如果各电路A1～A4的作为低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L通过向低压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1b以及整流用脉冲2b而成为导通状态，则由于存在电压差，所以平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr23、Cr34。另外，在Mos2L、Mos3L、Mos4L中，在整流用脉冲2b为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流3b，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。 
Cs1→Mos2L→Lr12→Cr12→Mos1L 
Cs1→Cs2→Mos3L→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Mos1L 
Cs1→Cs2→Cs3→Mos4L→Lr34→Cr34→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Mos1L 
接下来，如果各电路A1～A4的作为高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H通过向高压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1a以及整流用脉冲2a而成为导通状态，则由于存在电压差， 所以充电于电容器Cr12、Cr23、Cr34的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4。另外，在Mos2H、Mos3H、Mos4H中，在整流用脉冲2a为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流3a，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。 
Mos1H→Cr12→Lr12→Mos2H→Cs2 
Mos1H→Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Mos3H→Cs3→Cs2 
Mos1H→Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Cr34→Lr34→Mos4H→Cs4→Cs3→Cs2 
这样，通过电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4转移能量。于是，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间。另外，对各电容器Cr12、Cr23、Cr34串联连接电感器Lr12、Lr23、Lr34而构成LC串联电路，所以上述能量转移是利用谐振现象来进行的，从而能够高效地转移大量的能量。 
在本实施方式中，在整流电路A2～A4中使用了MOSFET，所以与使用二极管时相比，能够降低导电损耗，能够提高电力转换的效率。 
另外，整流电路A2～A4的MOSFET与驱动用逆变器电路A1的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内比驱动用逆变器电路A1的MOSFET更早成为截止状态。如果使整流电路A2～A4的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致则能够使导电损耗成为最小，但即使如上所述使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也可以转移能量，另外能够回避由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。 
另外，从各驱动用脉冲1a、1b的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用脉冲2a、2b，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效 地利用LC串联电路的谐振现象，而且能够通过使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，在控制电路13中，具有驱动用栅极信号生成部分130B和整流用栅极信号生成部分130A，分别生成驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H和整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A1的MOSFET独立地控制整流电路A2～A4的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
作为本实施方式的比较例，图4示出使驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H和整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H成为一样，并使其具有比由LC串联电路决定的谐振周期2t稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号的情况。在图4中，1c是驱动用栅极信号Gate1H的驱动用脉冲，2c是整流用栅极信号Gate2H、Gate3H、Gate4H的整流用脉冲，通过这些栅极信号，在整流电路A2～A4的MOSFET(Mos2H、Mos3H、Mos4H)中，从源极向漏极流过电流3c。 
在该情况下，整流电路A2～A4的MOSFET与驱动用逆变器电路A1的MOSFET同时成为导通状态，在超过谐振周期的1/2的期间t时也继续导通状态，所以发生电流的逆流。如果发生电流的逆流，则不仅能量的转移量减少，而且为了得到期望的电力需要使更多的电流流过，损失增大，电力转换效率恶化。 
实施方式2 
在上述实施方式1中，示出了将电压V1升压至大约4倍的电压V2的升压型的DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出从电压V2降压至电压V1的降压型的DC/DC电力转换装置。 
本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与图1所示的电路结构相同，但在该情况下，将电路A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1、A2、A3用于整流电路。另外，作为栅极信号生 成部分的控制电路13a与上述实施方式1不同，如图5所示。 
如图5所示，在控制电路13a中生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。在控制电路13a中，具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路A4的驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H的驱动用栅极信号生成部分130B；以及生成用于驱动整流电路A1、A2、A3的整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H的整流用栅极信号生成部分130A。另外，在本实施方式中，也在微型计算机等信号处理电路中生成驱动用栅极信号以及整流用栅极信号。 
另外，在整流电路A1～A3内，电路A1实质上被用于整流，但电路A2、A3通过MOSFET(Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3H)的导通截止动作，对电容器Cr12、Cr23的转移能量量进行控制，所以还可以考虑为是驱动用的电路。但是，在降压动作中，假设将用于对电路A2、A3进行驱动的栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H与用于驱动驱动用逆变器电路A4的驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H成为同样的信号，并在超过由Lr、Cr决定的谐振周期的1/2的期间t时也使MOSFET的导通状态继续，则在LC串联电路中发生电流的逆流而能量的转移量减少。 
因此，在本实施方式中，在整流用栅极信号生成部分130A中与栅极信号Gate1L、Gate1H同样地生成栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H而作为整流用栅极信号，将电路A2、A3也称为整流电路。 
接下来说明动作。 
平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联电路的电容器Cr12、Cr23、Cr34的容量值相比充分大的值。 
将输入到电压端子VH-Vcom之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL-Vcom之间，所以负载连接在电压端子VL-Vcom之间，电压V2成为比4×V1高的值。 
图6示出驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H、整流用栅极信号 Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、从Mos1L、Mos1H的源极流向漏极的电流、从Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3H的漏极流向源极的电流、以及从Mos4L、Mos4H的漏极流向源极的电流。另外，MOSFET在栅极信号为高电压时导通。 
如图6所示，驱动用栅极信号Gate4H、Gate4L是具有比谐振周期2t稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是基于由Lr和Cr构成的LC串联电路决定的。另外，1d、1e是驱动用栅极信号Gate4H、Gate4L的脉冲(以下称为驱动用脉冲)。 
向整流电路A1、A2、A3内的高压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate1H、Gate2H、Gate3H、以及向低压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate1L、Gate2L、Gate3L是由从驱动用栅极信号Gate4H、Gate4L的各驱动用脉冲1d、1e的上升沿时刻起在期间t的范围内产生的脉冲(以下称为整流用脉冲2d、2e)构成的导通截止信号。在此，整流用脉冲2d、2e的上升沿时刻与驱动用脉冲1d、1e的上升沿时刻一致，并且整流用脉冲2d、2e的下降沿时刻比驱动用脉冲1d、1e的下降沿时刻早规定时间τH、τL。 
如果各电路A4、A1～A3的作为高压侧MOSFET的Mos4H、Mos1H、Mos2H、Mos3H通过向高压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1d以及整流用脉冲2d而成为导通状态，则由于存在电压差，所以平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr23、Cr34。 
Cs2→Cs3→Cs4→Mos4H→Lr34→Cr34→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Mos1H 
Cs2→Cs3→Mos3H→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Mos1H 
Cs2→Mos2H→Lr12→Cr12→Mos1H 
如果整流电路A1～A3的Mos1H、Mos2H、Mos3H截止，则在Mos1H、Mos2H、Mos3H中由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，虽然能量的转移路径如下那样变化，但Cs2、Cs3、Cs4 的能量接着向Cr12、Cr23、Cr34转移。于是，在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断。 
Cs2→Cs3→Cs4→Mos4H→Lr34→Cr34→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Mos1H 
Cs3→Cs4→Mos4H→Lr34→Cr34→Lr23→Cr23→Mos2H 
Cs4→Mos4H→Lr34→Cr34→Mos3H 
接下来，如果各电路A4、A1～A3的作为低压侧MOSFET的Mos4L、Mos1L、Mos2L、Mos3L通过向低压侧MOSFET的栅极信号的驱动用脉冲1e以及整流用脉冲2e而成为导通状态，则由于存在电压差，所以充电于电容器Cr12、Cr23、Cr34的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3。 
Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Cr34→Lr34→Mos4L→Cs3→Cs2→Cs1→Mos1L 
Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Mos3L→Cs2→Cs1→Mos1L 
Cr12→Lr12→Mos2L→Cs1→Mos1L 
如果整流电路A1～A3的Mos1L、Mos2L、Mos3L截止，则在Mos1L、Mos2L、Mos3L中由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，虽然能量的转移路径如下那样变化，但Cr12、Cr23、Cr34的能量接着向Cs1、Cs2、Cs3转移。于是，在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断。 
Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Cr34→Lr34→Mos4L→Cs3→Cs2→Cs1→Mos1L 
Cr23→Lr23→Cr34→Lr34→Mos4L→Cs3→Cs2→Mos2L 
Cr34→Lr34→Mos4L→Cs3→Mos3L 
这样，通过电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs1转移能量。于是，将输入到电压端子VH与Vcom之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL与Vcom之间。另外，对各电容器Cr12、Cr23、Cr34串联连接电感器Lr12、Lr23、L34而构成LC串联电路，所以 上述能量转移是利用谐振现象来进行的，从而能够高效地转移大量的能量。 
在本实施方式中，在整流电路A1～A3中使用了MOSFET，所以与使用二极管的以往结构相比，能够降低导电损耗，能够提高电力转换的效率。 
另外，整流电路A1～A3的MOSFET与驱动用逆变器电路A4的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内比驱动用逆变器电路A4的MOSFET更早成为截止状态。如果使整流电路A1～A3的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致则能够使导电损耗成为最小，但即使如上所述使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也可以转移能量，另外能够回避由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。 
另外，从各驱动用脉冲1d、1e的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用脉冲2d、2e，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联电路的谐振现象，而且能够通过使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，在控制电路13a中，具有驱动用栅极信号生成部分130B和整流用栅极信号生成部分130A，分别生成驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H和整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A4的MOSFET独立地控制整流电路A1～A3的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
实施方式3 
在上述实施方式1中示出了V1→V2的升压型DC/DC电力转换装置，在上述实施方式2中示出了V2→V1的降压型DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出同时具有上述实施方式1、2的功能而实现双向的能量转移的升降压型的DC/DC电力转换装置。 
本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与上述实施方式1、2同样地采用图1中示出的电路结构，在该情况下，在升压时将电路A1用于驱动用逆变器电路，将电路A2、A3、A4用于整流电路，在降压时将电路A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1、A2、A3用于整流电路。另外，作为栅极信号生成部分的控制电路13b与上述实施方式1、2不同，如图7所示。 
如图7所示，向控制电路13b输入电压端子Vcom、VL、VH的电压，生成并输出栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。利用所输入的各端子电压求出V1、V2(V1：VL-Vcom、V2：VH-Vcom)，在V1×4＞V2的情况下，识别为升压模式而如上述实施方式1中所示输出栅极信号，在V1×4＜V2的情况下，识别为降压模式而如上述实施方式2中所示输出栅极信号。 
在这样控制的升降压型的DC/DC电力转换装置中，得到与上述实施方式1、2同样的效果，另外能够通过一个电路实现双向的能量转移，能够广泛利用。 
实施方式4 
以下，参照附图说明本发明的实施方式4的升压型的DC/DC电力转换装置。图8、9是示出本发明的实施方式4的DC/DC电力转换装置的电路结构的图，尤其图8示出主要部分，图9示出栅极信号生成部分。 
如图8所示，与上述实施方式1的情况同样地，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间，在图1中示出的电路结构中具备作为电流检测单元的电流传感器CT2、CT3、CT4。 
电流传感器CT2配置在Mos2L和Mos2H的连接点与Lr12、Cr12的LC串联电路之间的配线上，对来自Mos2L和Mos2H的连接点的电流进行检测。电流传感器CT3配置在Mos3L和Mos3H的连接点与Lr23、Cr23的LC串联电路之间的配线上，对来自Mos3L和Mos3H 的连接点的电流进行检测。电流传感器CT4配置在Mos4L和Mos4H的连接点与Lr34、Cr34的LC串联电路之间的配线上，对来自Mos4L和Mos4H的连接点的电流进行检测。 
在本实施方式中，也与上述实施方式1同样地，电路A1被用于驱动用逆变器电路，将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量通过MOSFET(Mos1L、Mos1H)的导通截止动作传送给高电压侧。另外，电路A2、A3、A4被用于整流电路，对由驱动用逆变器电路A1驱动的电流进行整流，并将能量转移到高电压侧。 
如图9所示，在栅极信号生成部分中，在控制电路13c中生成用于驱动驱动用逆变器电路A1的驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H。另外，由比较器CP2L将电流传感器CT2的输出信号CT2sig和阈值电压VtL作为输入而生成整流用栅极信号Gate2L，由比较器CP2H将CT2sig和阈值电压VtH作为输入而生成Gate2H。由比较器CP3L将电流传感器CT3的输出信号CT3sig和阈值电压VtL作为输入而生成整流用栅极信号Gate3L，由比较器CP3H将CT3sig和阈值电压VtH作为输入而生成Gate3H。由比较器CP4L将电流传感器CT4的输出信号CT4sig和阈值电压VtL作为输入而生成整流用栅极信号Gate4L，由比较器CP4H将CT4sig和阈值电压VtH作为输入而生成Gate4H。另外，各电流传感器CT2、CT3、CT4的输出信号CT2sig、CT3sig、CT4sig是以零安培的电压为Vref的电压信号。另外，Vcc是控制电源电压。 
图10示出驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H、驱动整流电路A2的整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、电流传感器CT2的输出信号CT2sig、以及阈值电压VtL、VtH的电压波形。在整流电路A3、A4的情况下也与整流电路A2的情况相同，所以省略图示以及说明。另外，阈值电压VtL、VtH被设定为能够利用电流传感器CT2检测正向或负向的电流的程度的电压。 
如图10所示，驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H是具有比谐振周期2t稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中， 上述谐振周期2t是基于由Lr和Cr构成的LC串联电路决定的。另外，1g、1f是驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H的脉冲(以下称为驱动用脉冲)。整流用栅极信号Gate2L、Gate2H是将电流传感器CT2的输出信号CT2sig与阈值电压VtL、VtH进行比较而生成的。即，在来自Mos2L与Mos2H的连接点的电流正向流过时产生整流用脉冲2g而使Mos2L导通，在电流负向流过时产生整流用脉冲2f而使Mos2H导通。由此，各Mos2L、Mos2H在寄生二极管导电的期间导通。 
利用这样的栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，电流在与上述实施方式1同样的电流路径上流过，通过电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs1向平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4转移能量。于是，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间。 
在本实施方式中，设置对来自整流电路A2～A4的高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点的输出电流进行检测的电流传感器CT2、CT3、CT4，根据检测电流而生成整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，所以能够在寄生二极管导电的期间使整流电路A2～A4的各MOSFET导通。因此，能够从各驱动用脉冲1f、1g的上升沿时刻起在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t的范围内可靠地产生整流用脉冲2f、2g。于是在期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联电路的谐振现象，而且能够通过在整流电路A2～A4中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，通过适当地设定阈值电压VtL、VtH，能够使整流用脉冲2f、2g与MOSFET的导电期间t大概一致，能够使导电损耗最小。 
另外，在成为驱动用栅极信号生成单元的控制电路13c中生成驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H，由成为整流用栅极信号生成单元的比较器CP2L、CP2H、CP3L、CP3H、CP4L、CP4H根据电流传感 器CT2、CT3、CT4的检测电流来生成整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H。由于这样分别生成了驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H和整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A1的MOSFET独立地控制整流电路A2～A4的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
实施方式5 
在本实施方式5中，示出与实施方式2同样地，从电压V2降压至大约1/4倍的电压V1的降压型的DC/DC电力转换装置。图11示出本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分，图12示出栅极信号生成部分。 
如图11所示，在图1中示出的电路结构中具备作为电流检测单元的电流传感器CT1、CT2、CT3。在该情况下，将电路A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1、A2、A3用于整流电路，电流传感器CT1、CT2、CT3对来自整流电路A1～A3的高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点的输出电流进行检测。 
如图12所示，在栅极信号生成部分中，在控制电路13d中生成用于驱动驱动用逆变器电路A4的驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H和整流电路导通信号GateL＊、GateH＊。 
另外，由比较器CP1L将电流传感器CT1的输出信号CT1sig和阈值电压VtL作为输入而生成整流用栅极信号Gate1L，由比较器CP1H将CT1sig和阈值电压VtH作为输入而生成Gate1H。由比较器CP2L、CP3L根据电流传感器CT2、CT3的输出信号CT2sig、CT3sig和整流电路导通信号GateL＊生成整流用栅极信号Gate2L、Gate3L，由比较器CP2H、CP3H根据CT2sig、CT3sig和GateH＊生成Gate2H、Gate3H。另外，各电流传感器CT1、CT2、CT3的输出信号CT1sig、CT2sig、CT3sig是以零安培的电压为Vref的电压信号。 
图13示出驱动用栅极信号Gat4L、Gate4H、驱动整流电路A1 的整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、驱动整流电路A2的整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、电流传感器CT1、CT2的输出信号CT1sig、CT2sig、阈值电压VtL、VtH、整流电路导通信号GateL＊、GateH＊、比较器CP2L的GateL＊输入侧的输入端子电压2A、以及比较器CP2H的信号GateH＊输入侧的输入端子电压2B的电压波形。在整流电路A3的情况下也与整流电路A2的情况相同，与Gate2L、Gate2H同样地形成整流用栅极信号Gate3L、Gate3H，所以省略图示以及说明。 
如图13所示，驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H是具有比谐振周期2t稍微大的周期且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是基于由Lr和Cr构成的LC串联电路决定的。另外，1i、1h是驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H的脉冲(以下称为驱动用脉冲)。 
整流用栅极信号Gate1L、Gate1H是将电流传感器CT1的输出信号CT1sig与阈值电压VtL、VtH进行比较而生成的。即，在来自Mos1L与Mos1H的连接点的电流正向流过时产生整流用脉冲2ia而使Mos1L导通，在电流负向流过时产生整流用脉冲2ha而使Mos1H导通。由此，各Mos1L、Mos1H在寄生二极管导电的期间导通。 
整流用栅极信号Gate2L、Gate2H是根据整流电路导通信号GateL＊、GateH＊和电流传感器CT1的输出信号CT2sig生成的。整流电路导通信号GateL＊、GateH＊是使导通时刻与驱动用脉冲1i、1h的上升沿时刻一致的导通占空比大约25％的信号。在GateL＊的高电压期间，使比较器CP2L的输入端子电压2A成为控制电源电压Vcc，从而使Gate2L成为高电压，即产生整流用脉冲2ib来使Mos2L导通而导电。然后，在电流流过的途中使GateL＊成为低电压，从而使电压2A成为比电压Vref稍微低的电压(通过利用电阻对电压Vcc进行分压而形成)。如果电流成为零附近，则电压2A和CT2sig的电压逆转而Gate2L成为低电压。在GateH＊的高电压期间，使比较器CP2H的输入端子电压2B成为控制电源的零电压，从而使Gate2H成为高电压，即产生整流用脉冲2hb来使Mos2H导通而导电。然后，在电 流流过的途中将GateH＊设为低电压，从而使电压2B成为比电压Vref稍微高的电压(通过利用电阻对电压Vcc进行分压而形成)。如果电流成为零附近，则电压2B和CT2sig的电压逆转而Gate2H成为低电压。 
利用这样的栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H，在与上述实施方式2同样的电流路径上流过电流，通过电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3转移能量。于是，将输入到电压端子VH与Vcom之间的电压V2升压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL与Vcom之间。 
在本实施方式中，设置对来自整流电路A1～A3的高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点的输出电流进行检测的电流传感器CT1、CT2、CT3，根据检测电流而生成整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H。因此，能够从各驱动用脉冲1h、1i的上升沿时刻起在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t的范围内可靠地产生整流用脉冲2ha、2ia、2hb、2ib。于是在期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联电路的谐振现象，而且能够通过在整流电路A1～A3中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，通过适当地设定阈值电压VtL、VtH，能够使整流用脉冲2ha、2ia与MOSFET的导电期间t大概一致，并且，通过适当地设定在电流传感器CT2的输出信号的比较中所使用的电压2A、2B，能够使整流用脉冲2hb、2ib与MOSFET的导电期间t大概一致，能够进一步降低导电损耗。 
另外，在本实施方式中，也分别生成了驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H和整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A4的MOSFET独立地控制整流电路A1～A3的MOSFET，能够可靠地实 现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
实施方式6 
另外，在上述实施方式4中示出了V1→V2的升压型DC/DC电力转换装置，在上述实施方式5中示出了V2→V1的降压型DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出同时具有上述实施方式4、5的功能而实现双向的能量转移的升降压型的DC/DC电力转换装置。 
图14示出本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分，图15示出栅极信号生成部分。如图14所示，在图1所示的电路结构中具备作为电流检测单元的电流传感器CT1、CT2、CT3、CT4。电流传感器CT1、CT2、CT3、CT4对来自电路A1～A4的高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点的输出电流进行检测而输出信号CT1sig、CT2sig、CT3sig、CT4sig。在该情况下，在升压时将电路A1用于驱动用逆变器电路，将电路A2、A3、A4用于整流电路，在降压时将电路A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1、A2、A3用于整流电路。 
如图15所示，向栅极信号生成部分的控制电路13e输入电压端子Vcom、VL、VH的电压，输出升压动作时的驱动用栅极信号Gate1Lu、Gate1Hu、降压动作时的驱动用栅极信号Gate4Ld、Gate4Hd、整流电路导通信号GateL＊、GateH＊、以及用于切换升压动作与降压动作的栅极信号的信号TF。 
在与上述实施方式4同样的电路模块中形成升压动作时的整流用栅极信号Gate2Lu、Gate2Hu、Gate3Lu、Gate3Hu、Gate4Lu、Gate4Hu，并输入到栅极信号切换部分14。在与上述实施方式5同样的电路模块中形成降压动作时的整流用栅极信号Gate1Ld、Gate1Hd、Gate2Ld、Gate2Hd、Gate3Ld、Gate3Hd，并输入到栅极信号切换部分14。 
控制电路13e利用所输入的各端子电压求出V1、V2(V1：VL-Vcom；V2：VH-Vcom)，在V1×4＞V2的情况下，识别为升压模 式，在V1×4＜V2的情况下，识别为降压模式，将切换信号TF输出到栅极信号切换部分14，在栅极信号切换部分14中，根据切换信号TF切换升压动作时和降压动作时的栅极信号。 
在这样控制的升降压型的DC/DC电力转换装置中，得到与上述实施方式4、5同样的效果，另外能够通过一个电路实现双向的能量转移，能够广泛地利用。 
在上述实施方式4～6中，在高压侧MOSFET和低压侧MOSFET的连接点与Lr和Cr的LC串联电路之间的配线上配置电流传感器来检测电流，但也可以利用电流传感器检测流过各MOSFET的电流。 
实施方式7 
在上述实施方式4～6中，对来自各电路A1～A4的中间端子(高压侧MOSFET与低压侧MOSFET的连接点)的输出电流进行检测，并根据检测电流生成了整流用栅极信号，但也可以检测流过Lr与Cr的LC串联电路的电流。在本实施方式中，对在能量转移用电容器Cr中流过的电流进行检测。 
Lr与Cr的各LC串联电路连接在相邻的电路A1～A4的中间端子之间并使谐振频率一致，所以在各电容器Cr中流过的电流与上述实施方式4～6中的检测电流的振幅值不同但相位大致一致。因此，能够检测在各电容器Cr中流过的电流，并根据该检测电流与上述实施方式4～6同样地生成整流用栅极信号。 
图16是本实施方式的DC/DC电力转换装置的部分电路图，示出用于对在连接于相邻的电路An、A(n+1)的中间端子之间的电容器Crn(n+1)中流过的电流进行检测的电路。 
如图16所示，通过对将电容器Crn(n+1)的电路A(n+1)侧的电压分压而取出的电压V(n+1)与将电路An侧的电压分压而取出的电压Vn的差电压进行微分，来检测在电容器Crn(n+1)中流过的电流。所检测出的电流信号作为信号CT(n+1)sig输出。 
这样输出的CT(n+1)sig与上述实施方式4～6中的电流传感器CT1～CT4的输出信号在零电流的电压Vref和振幅值上不同，但 通过进行增益调整以及偏置调整后使用，能够与上述实施方式4～6同样地生成整流用栅极信号，得到同样的效果。 
实施方式8 
在上述实施方式7中，检测了在电容器Cr中流过的电流，但也可以检测在电感器Lr中流过的电流。在此，电容器Cr的电流与电感器Lr的电流相同。 
图17是本实施方式的DC/DC电力转换装置的部分电路图，示出用于对在连接于相邻的电路An、A(n+1)的中间端子之间的电感器Lrn(n+1)中流过的电流进行检测的电路。 
如图17所示，通过对将电感器Lrn(n+1)的电路A(n+1)侧的电压分压而取出的电压V(n+1)与将电路An侧的电压分压而取出的电压Vn的差电压进行积分，来检测在电感器Lrn(n+1)中流过的电流。所检测出的电流信号作为信号CT(n+1)sig输出。于是，能够与上述实施方式7同样地生成整流用栅极信号，得到同样的效果。 
在上述各实施方式1～8中，叙述了4倍升压或1/4降压的DC/DC电力转换装置，但当然还可以将发明应用到改变了整流电路的级数的各种电压比的DC/DC电力转换装置中。 
实施方式9 
到此为止叙述了输入输出电压(V1、V2)为非绝缘类型的实施方式。在此，示出具备变压器而使输入输出电压绝缘的DC/DC电力转换装置。 
图18、图19示出本发明的实施方式9的DC/DC电力转换装置的电路结构，尤其图18示出主要部分，图19示出栅极信号生成部分。 
如图18所示，DC/DC电路转换装置具有将输入到电压端子VL与Vcom0之间的电压V1变为升压至大约8倍的电压V2而输出到基准电压电平不同的电压端子VH与Vcom之间的功能。 
如图18所示，具备作为第一电路的驱动用逆变器电路B0和作为第二电路的整流电路B1～B4，驱动用逆变器电路B0与整流电路 B1经由1∶1的绕组比的变压器Tr连接。 
驱动用逆变器电路B0由平滑电容器Cs0和多个MOSFET(Mos0AH、Mos0AL、Mos0BH、Mos0BL)构成，其中，平滑电容器Cs0对输入电压V1进行平滑化，并且还作为用于能量转移的电压源而发挥功能。 
变压器Tr的初级绕组的一端与Mos0AH的源极端子和Mos0AL的漏极端子的连接点结合，另一端与Mos0BH的源极端子和Mos0BL的漏极端子的连接点结合。Mos0AH和Mos0BH的漏极端子与电压端子VL连接，Mos0AL和Mos0BL的源极端子与电压端子Vcom0连接。在电压端子VL-Vcom0之间，配置有平滑电容器Cs0。 
整流电路B1～B4与上述实施方式1的电路A1～A4的结构相同，在相邻的整流电路B1～B4的中间端子之间，连接有Lr与Cr的LC串联电路。另外，在整流电路B1的中间端子(Mos1H与Mos1L的连接点)上连接电感器Lr01与电容器Cr01的LC串联电路的一端，在该LC串联电路的另一端上连接变压器Tr的次级绕组的一端。由此各LC串联电路与变压器Tr的次级绕组被串联连接。另外，变压器Tr的次级绕组的另一端与电压端子Vcom连接。 
另外，由各级的电感器Lr与电容器Cr的电感值与容量值决定的谐振周期的值被设定为分别相等。 
控制Mos0AH、Mos0AL的导通截止的驱动用栅极信号Gate0AH、Gate0AL从成为栅极信号生成部分的控制电路13f经由光耦合器120AH、120AL供给到栅极驱动电路110A，由栅极驱动电路110A驱动Mos0AH、Mos0AL。控制Mos0BH、Mos0BL的导通截止的驱动用栅极信号Gate0BH、Gate0BL从控制电路13f经由光耦合器120BH、120BL供给到栅极驱动电路110B，由栅极驱动电路110B驱动Mos0BH、Mos0BL。利用电源Vs0驱动栅极驱动电路、光耦合器。 
在控制电路13f中，具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路B0的驱动用栅极信号Gate0AL、Gate0AH、Gate0BL、Gate0BH的驱动用栅极信号生成部分130B；和生成用于驱动整流电路B1～B4的整流 用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H的整流用栅极信号生成部分130A。 
接下来说明动作。 
平滑电容器Cs0～Cs4的容量值被设定为与LC串联电路的电容器Cr01～Cr34的容量值相比充分大的值。 
如上所述，将输入到电压端子VL-Vcom0之间的电压V1变为升压至大约8倍的电压V2而输出到电压端子VH-Vcom之间，所以电压V2成为比8×V1低的值。 
图20示出驱动用栅极信号Gate0AL、Gate0AH、Gate0BL、Gate0BH、整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H、以及从整流电路B1～B4内的Mos1L、Mos1H、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3H、Mos4L、Mos4H的源极流向漏极的电流。另外，MOSFET在栅极信号为高电压时导通，在低电压时截止。 
如图20所示，驱动用栅极信号Gate0AH和Gate0BL是同样的信号，Gate0AL和Gate0BH是同样的信号，(Gate0AH、Gate0BL)(Gate0AL、Gate0BH)是具有比谐振周期2t稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，上述谐振周期2t是基于由Lr与Cr构成的LC串联电路决定的。另外，1j、1k是驱动用栅极信号(Gate0AH、Gate0BL)(Gate0AL、Gate0BH)的脉冲(以下称为驱动用脉冲)。 
向整流电路B1～B4内的高压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate1H～Gate4H、以及向低压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate1L～Gate4L是由从驱动用栅极信号(Gate0AH、Gate0BL)(Gate0AL、Gate0BH)的各驱动用脉冲1j、1k的上升沿时刻起在期间t的范围内产生的脉冲(以下称为整流用脉冲2j、2k)构成的导通截止信号。在此，整流用脉冲2j、2k的上升沿时刻与驱动用脉冲1j、1k的上升沿时刻一致，并且整流用脉冲2j、2k的下降沿时刻比驱动用脉冲1j、1k的下降沿时刻早规定时间。 
如果驱动用逆变器电路B0的Mos0AL、Mos0BH、和作为整流电路B1～B4的低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L通过驱动用脉冲1k以及整流用脉冲2k而成为导通状态，则电压V1施加在变压器Tr的初级绕组的负电压方向上，同时在次级绕组的负电压方向上产生电压V1，平滑电容器Cs0、Cs1、Cs2、Cs3中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到Cr01、Cr12、Cr23、Cr34。另外，在Mos1L～Mos4L中，在整流用脉冲2k为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流3k，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。 
Vcom→Mos1L→Lr01→Cr01→Tr 
Cs1→Mos2L→Lr12→Cr12→Lr01→Cr01→Tr 
Cs1→Cs2→Mos3L→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Lr01→Cr01→Tr 
Cs1→Cs2→Cs3→Mos4L→Lr34→Cr34→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Lr01→Cr01→Tr 
接下来，如果驱动用逆变器电路B0的Mos0AH、Mos0BL、和作为整流电路B1～B4的高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H通过驱动用脉冲1j以及整流用脉冲2j而成为导通状态，则电压V1施加在变压器Tr的初级绕组的正电压方向上，同时在次级绕组的正电压方向上产生电压V1，充电于电容器Cr01、Cr12、Cr23、Cr34中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4。另外，在Mos1H～Mos4H中，在整流用脉冲2j为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流3j，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。 
Tr→Cr01→Lr01→Mos1H→Cs1 
Tr→Cr01→Lr01→Cr12→Lr12→Mos2H→Cs2→Cs1 
Tr→Cr01→Lr01→Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Mos3H→Cs3→ Cs2→Cs1 
Tr→Cr01→Lr01→Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Cr34→Lr34→Mos4H→Cs4→Cs3→Cs2→Cs1 
这样，通过电容器Cr01、Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs0向平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4转移能量。于是，将输入到电压端子VL与Vcom0之间的电压V1变为升压至大约8倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间。另外，对各电容器Cr01、Cr12、Cr23、Cr34串联连接电感器Lr01、Lr12、Lr23、LR34而构成LC串联电路，所以上述能量转移是利用谐振现象来进行的，从而能够高效地转移大量的能量。 
在本实施方式中，也从各驱动用脉冲1j、1k的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用脉冲2j、2k，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联电路的谐振现象，而且能够通过在整流电路B1～B4中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，在控制电路13f中，具有驱动用栅极信号生成部分130B和整流用栅极信号生成部分130A，分别生成驱动用栅极信号和整流用栅极信号，所以能够容易地与驱动用逆变器电路B0的MOSFET独立地控制整流电路B1～B4的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，在本实施方式9中，在控制电路13f中形成了驱动用逆变器电路B0的栅极信号和整流电路B1～B4的栅极信号，但也可以如上述实施方式4、7、8所示那样通过检测所流过的电流来形成整流电路B1～B4的栅极信号。 
实施方式10 
在上述实施方式9中，示出了将电压V1升压至大约8倍的电压V2的升压型的DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出从电压V2降压至电压V1的降压型的DC/DC电力转换装置。 
本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与图18中示出的电路结构相同，但在该情况下，将电路B4用于驱动用逆变器电路，将电路B0、B1、B2、B3用于整流电路。另外，作为栅极信号生成部分的控制电路13g与上述实施方式9不同，如图21所示。 
如图21所示，在控制电路13g中，具有：生成用于驱动驱动用逆变器电路B4的驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H的驱动用栅极信号生成部分130B；以及生成用于驱动整流电路B0～B3的整流用栅极信号Gate0AL、Gate0AH、Gate0BL、Gate0BH、Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H的整流用栅极信号生成部分130A。 
另外，在整流电路B0～B3之中，电路B0实质上被用于整流，但电路B1～B3通过MOSFET的导通截止动作，对电容器Cr01、Cr12、Cr23的转移能量量进行控制，所以还可以考虑为是驱动用的电路。但是，在降压动作中，假设使被用于对电路B1～B3进行驱动的栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H成为与用于驱动驱动用逆变器电路B4的驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H同样的信号，并在超过由Lr、Cr决定的谐振周期的1/2的期间t时也继续MOSFET的导通状态，则在LC串联电路中发生电流的逆流而能量的转移量减少。 
因此，在本实施方式中，在整流用栅极信号生成部分130A中与栅极信号Gate0AL、Gate0AH、Gate0BL、Gate0BH同样地生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H而作为整流用栅极信号，电路B1～B3也称为整流电路。 
接下来说明动作。 
平滑电容器Cs0～Cs4的容量值被设定为与LC串联电路的电容器Cr01～Cr34的容量值相比充分大的值。 
如上所述，将输入到电压端子VH-Vcom之间的电压V2变为降压至大约1/8倍的电压V1而输出到电压端子VL-Vcom0之间，所以电压V2成为比8×V1高的值。 
图22示出驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H、整流用栅极信号 Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate0AL、Gate0AH、Gate0BL、Gate0BH、从Mos1H、Mos2H、Mos3H的漏极流向源极的电流、从Mos0AH、Mos0BL的源极流向漏极的电流、从Mos1L、Mos2L、Mos3L的漏极流向源极的电流、以及从Mos0AL、Mos0BH的源极流向漏极的电流。 
如图22所示，驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H是具有比谐振周期2t稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，谐振周期2t是基于由Lr与Cr构成的LC串联电路决定的。另外，1l、1m是驱动用栅极信号Gate4L、Gate4H的脉冲(以下称为驱动用脉冲)。 
整流电路B0～B3内的整流用栅极信号Gate1H～Gate3H、Gate0AH、Gate0BL、以及整流用栅极信号Gate1L～Gate3L、Gate0AL、Gate0BH是由从各驱动用脉冲1l、1m的上升沿时刻起在期间t的范围内产生的脉冲(以下称为整流用脉冲2l、2m)构成的导通截止信号。在此，整流用脉冲2l、2m的上升沿时刻与驱动用脉冲1l、1m的上升沿时刻一致，并且整流用脉冲2l、2m的脉冲宽度与期间t大概一致。 
如果驱动用逆变器电路B4的Mos4H、整流电路B0～B3的Mos0AH、Mos0BL、Mos1H、Mos2H、Mos3H通过驱动用脉冲1l以及整流用脉冲2l而成为导通状态，则平滑电容器Cs4、Cs3、Cs2、Cs1中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr34、Cr23、Cr12、Cr01。 
Cs1→Cs2→Cs3→Cs4→Mos4H→Lr34→Cr34→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Lr01→Cr01→Tr 
Cs1→Cs2→Cs3→Mos3H→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Lr01→Cr01→Tr 
Cs1→Cs2→Mos2H→Lr12→Cr12→Lr01→Cr01→Tr 
Cs1→Mos1H→Lr01→Cr01→Tr 
由于这样流过的电流，在变压器Tr的初级绕组的正电压方向上 产生电压，通过以下的路径，能量转移到平滑电容器Cs0。 
Tr→Mos0AH→Cs0→Mos0BL 
接下来，如果驱动用逆变器电路B4的Mos4L、整流电路B0～B3的Mos0AL、Mos0BH、Mos1L、Mos2L、Mos3L通过驱动用脉冲1m以及整流用脉冲2m而成为导通状态，则电容器Cr34、Cr23、Cr12、Cr01中积蓄的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs3、Cs2、Cs1。 
Cr01→Lr01→Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Cr34→Lr34→Mos4L→Cs3→Cs2→Cs1→Tr 
Cr01→Lr01→Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Mos3L→Cs2→Cs1→Tr 
Cr01→Lr01→Cr12→Lr12→Mos2L→Cs1→Tr 
Cr01→Lr01→Mos1L→Cs1→Tr 
由于这样流过的电流，在变压器Tr的初级绕组的负电压方向上产生电压，通过以下的路径，能量转移到平滑电容器Cs0。 
Tr→Mos0BH→Cs0→Mos0AL 
这样，通过电容器Cr01、Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4向平滑电容器Cs0转移能量。于是，将输入到电压端子VH与Vcom之间的电压V2变为降压至大约1/8倍的电压V1而输出到电压端子VL与Vcom0之间。另外，对各电容器Cr01、Cr12、Cr23、Cr34串联连接电感器Lr12、Lr23、Lr34而构成LC串联电路，所以上述能量转移是利用谐振现象来进行的，从而能够高效地转移大量的能量。 
在本实施方式中，也从各驱动用脉冲1l、1m的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用脉冲2l、2m，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联电路的谐振现象，而且能够通过在整流电路B0～B3中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。另外，在本实施方式中，由于使整 流用脉冲2l、2m的脉冲宽度与期间t大概一致，所以能够进一步降低导电损耗。 
另外，在控制电路13g中，具有驱动用栅极信号生成部分130B和整流用栅极信号生成部分130A，分别生成驱动用栅极信号和整流用栅极信号，所以能够容易地与驱动用逆变器电路B4的MOSFET独立地控制整流电路B0～B3的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，在本实施方式10中，在控制电路13g中形成了驱动用逆变器电路B4的栅极信号和整流电路B0～B3的栅极信号，但也可以如上述实施方式5、7、8所示那样通过检测所流过的电流来形成整流电路B0～B3的栅极信号。 
在上述实施方式9、10中，叙述了8倍升压或1/8降压的DC/DC电力转换装置，但当然还可以将发明应用于改变了整流电路的级数的各种电压比的DC/DC电力转换装置中。 
实施方式11 
在上述实施方式9中示出了V1→V2的升压型DC/DC电力转换装置，在上述实施方式10中示出了V2→V1的降压型DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出同时具有上述实施方式9、10的功能而实现双向的能量转移的升降压型的DC/DC电力转换装置。 
本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与上述实施方式9、10同样地采用图18中示出的电路结构，在该情况下，在升压时将电路B0用于驱动用逆变器电路，将电路B1～B4用于整流电路，在降压时将电路B4用于驱动用逆变器电路，将电路B0～B3用于整流电路。 
在该情况下，如实施方式3所述，在控制电路中根据电压端子的电压切换整流用栅极信号与驱动用栅极信号，从而实现升降压DC/DC电力转换装置。另外，如实施方式6所述，具备利用检测电流来生成升压动作用的整流用栅极信号的电路和生成降压动作用的整流用栅极信号的电路，通过由栅极信号切换部分切换整流用栅极信号与驱动 用栅极信号，也能够实现升降压DC/DC电力转换装置。 
实施方式12 
在本实施方式中，示出采用与上述实施方式9～11的电路结构不同的电路结构，具备变压器来使输入输出电压绝缘的DC/DC电力转换装置。 
图23示出作为本发明的实施方式12的DC/DC电力转换装置的电路结构的一部分的变压器Tr和变压器Tr的初级绕组侧的电路B0a。其他部分，即变压器Tr的次级绕组侧与上述实施方式9的图18中示出的部分相同。 
如图23所示，在变压器Tr的初级侧，卷绕了第一绕组和第二绕组这两个绕组，并具有：第一绕组线的卷绕开头的第一端子、连接了第一绕组的卷绕末尾和第二绕组的卷绕开头的第二端子、以及第二绕组的卷绕末尾的第三端子。包括次级绕组的三个各绕组的匝数相同。另外，电路B0a由平滑电容器Cs0和两个MOSFET(Mos0AL、Mos0BL)构成。 
变压器Tr的初级侧的第二端子与电压端子VL连接，第一端子与Mos0AL的漏极端子连接，第三端子与Mos0BL的漏极端子连接。Mos0AL、Mos0BL的源极端子与基准电压Vcom0连接。在电压端子VL-Vcom0之间，配置了平滑电容器Cs0。利用栅极信号Gate0AL、Gate0BL经由光耦合器120A、120B以及栅极驱动电路110控制Mos0AL、Mos0BL的导通截止。 
接下来说明动作。 
在利用该DC/DC电力转换装置来升压时，将电路B0a用于驱动用逆变器电路，将电路B1～B4用于整流电路，在降压时，将电路B4用于驱动用逆变器电路，将电路B0a、B1～B3用于整流电路。 
在升压动作时，通过使Mos0BL导通，在变压器Tr的次级侧的正电压方向上产生电压V1，通过使Mos0AL导通，在次级侧的负电压方向上产生电压V1。其他动作与实施方式9相同。在降压动作时，在次级侧产生了负电压时通过Tr→Cs0→Mos0BL的路径对Cs0进行 充电，在次级侧产生了正电压时通过Tr→Cs0→Mos0AL的路径对Cs0进行充电。其他动作与实施方式10相同。 
在本实施方式中，也从驱动用脉冲的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用脉冲而对各MOSFET进行导通截止控制。由此，在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联电路的谐振现象，而且能够通过在整流电路中使用MOSFET而降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，分别生成驱动用栅极信号和整流用栅极信号。由此能够容易地与驱动用逆变器电路的MOSFET独立地控制整流电路的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，在上述实施方式9～12中，在变压器Tr的初级侧配置一个电路B0(B0a)，在次级侧配置多个电路B1～B4，并串联连接了各LC串联电路与变压器Tr的次级绕组，但在初级侧与次级侧中配置的各电路的个数不限于此，只要设置于相邻电路之间的各LC串联电路与变压器Tr的初级绕组或次级绕组串联连接即可。 
实施方式13 
接下来，参照附图说明本发明的实施方式13的DC/DC电力转换装置。图24、图25示出本发明的实施方式13的DC/DC电力转换装置的电路结构，尤其图24示出主要部分，图25示出栅极信号生成部分。如图24所示，DC/DC电力转换装置具有将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VHh与VHl之间的功能。在本实施方式13中，使用与图1所示的上述实施方式1中的电路A1～A4同样的电路，不同的仅是电压端子的连接结构。即，低电压侧的正极电压端子VL与平滑电容器Cs3和Cs4的连接点连接，被接地的低电压侧的负极电压端子Vcom与平滑电容器Cs2和Cs3的连接点连接。另外，高电压侧的正极电压端子VHh与平滑电容器Cs4的高电压侧端子连接，高电压侧的负极电压端 子VHl与平滑电容器Cs1的低电压侧端子连接。 
另外，电路A3被用于驱动用逆变器电路，将输入到电压端子VL-Vcom之间的能量通过MOSFET(Mos3L、Mos3H)的导通截止动作传送给高电压侧。另外，电路A1、A2、A4被用于整流电路，对由驱动用逆变器电路A3驱动的电流进行整流，并将能量转移到高电压侧。 
如图25所示，成为栅极信号生成部分的控制电路13h具备驱动用栅极信号生成部分130B和整流用栅极信号生成部分130A。于是，由驱动用栅极信号生成部分130B生成用于驱动驱动用逆变器电路A3的驱动用栅极信号Gate3L、Gate3H，由整流用栅极信号生成部分130A生成用于驱动整流电路A1、A2、A4的整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate4L、Gate4H。 
接下来说明动作。 
将输入到电压端子VL-Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VHh-VHl之间，所以负载连接在电压端子VHh-VHl之间，电压V2成为比4×V1低的值。在稳定状态下，将平滑电容器Cs3充电到电压V1的电压，将平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4平均地充电到(V2-V1)/3的电压。 
驱动用栅极信号Gate3L、Gate3H与上述实施方式1中的驱动用栅极信号Gate1L、Gate1H同样地，是具有比谐振周期2t稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，谐振周期2t是基于由Lr和Cr构成的LC串联电路决定的。另外，整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate4L、Gate4H的各脉冲与上述实施方式1中的整流用栅极信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3H、Gate4L、Gate4H同样地，上升沿与驱动用栅极信号的各脉冲一致，并且下降沿时刻比驱动用栅极信号的各脉冲早规定时间τH、τL(参照图3)。 
如果各电路A1～A4的作为低压侧MOSFET的Mos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4L成为导通状态，则由于存在电压差，所以平滑电容器 Cs3中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr34，充电于平滑电容器Cr23、Cr12中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs2、Cs1。另外，在Mos1L、Mos2L、Mos4L中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。 
Cs3→Mos4L→Lr34→Cr34→Mos3L 
Cr23→Lr23→Mos3L→Cs2→Mos2L 
Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Mos3L→Cs2→Cs1→Mos1L 
接下来，如果各电路A1～A4的作为高压侧MOSFET的Mos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4H成为导通状态，则由于存在电压差，所以充电于电容器Cr34中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs4，平滑电容器Cs2、Cs3中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr23。另外，在Mos1H、Mos2H、Mos4H中，在整流用脉冲为截止状态时也由于MOSFET的寄生二极管而电流从源极流向漏极，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流，之后由于寄生二极管的逆流防止功能而电流被切断。 
Cr34→Lr34→Mos4H→Cs4→Mos3H 
Cs3→Mos3H→Lr23→Cr23→Mos2H 
Cs2→Cs3→Mos3H→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Mos1H 
这样，通过电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs3向平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4转移能量。于是，将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VHh与VHl之间。另外，对各电容器Cr12、Cr23、Cr34串联连接电感器Lr12、Lr23、Lr34而构成LC串联电路，所以上述能量转移是利用谐振现象来进行的，从而能够高效地转移大量的能量。 
另外，在上述实施方式1中，将低电压侧电压端子VL、Vcom与电路A1的平滑电容器Cs1的两个端子连接，但在本实施方式中， 与位于由其他电路夹住的中间处的电路A3的平滑电容器Cs3的两个端子连接，将电压V1输入到平滑电容器Cs3的端子之间。如果将在上述实施方式1中的LC串联电路Lr12Cr12、Lr23Cr23、Lr34Cr34中流过的电流值设为I12r、I23r、I34r，将在本实施方式中的LC串联电路Lr12Cr12、Lr23Cr23、Lr34Cr34中流过的电流值设为I12、I23、I34，则成为： 
I12r∶I23r∶I34r＝3∶2∶1 
I12∶I23∶I34＝1∶2∶1 
I12＝I34＝I34r 
这样，通过将成为输入用电压端子的电压端子VL、Vcom与位于由其他电路夹住的中间处的电路A3的平滑电容器Cs3的两个端子连接，从而能够使流过LC串联电路Lr12Cr12的电流值I12与上述实施方式1的情况相比降低至1/3。因此，能够使能量转移用的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。 
另外，在本实施方式中，在整流电路A1、A2、A4中使用了MOSFET，所以与使用二极管的以往技术相比，能够降低导电损耗，能够提高电力转换的效率。 
另外，整流电路A1、A2、A4的MOSFET与驱动用逆变器电路A3的MOSFET同时成为导通状态，在期间t的范围内比驱动用逆变器电路A3的MOSFET更早成为截止状态。如果使整流电路A1、A2、A4的MOSFET的导通期间与该MOSFET的导电期间t一致则能够使导电损耗成为最小，但即使如上所述使MOSFET的导通状态结束得早，也经由寄生二极管导电，所以在该期间中也可以转移能量，另外能够回避由与控制相关的延迟等而引起的问题，可靠性提高。 
另外，从驱动用栅极信号的脉冲的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用栅极信号的脉冲，所以在LC串联电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联电路的谐振现象，而且能够通过使用MOSFET而 降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，在控制电路13h中，具有驱动用栅极信号生成部分130B和整流用栅极信号生成部分130A，分别生成驱动用栅极信号Gate3L、Gate3H和整流用栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H、Gate4L、Gate4H，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A3的MOSFET独立地控制整流电路A1、A2、A4的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，在本实施方式13中，在控制电路13h中形成了驱动用逆变器电路A3的栅极信号和整流电路A1、A2、A4的栅极信号，但也可以如上述实施方式4、7、8所示那样，通过对所流过的电流进行检测而生成整流电路A1、A2、A4的栅极信号。 
实施方式14 
在上述实施方式13中，示出了将电压V1升压至大约4倍的电压V2的升压型的DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出从电压V2降压至电压V1的降压型的DC/DC电力转换装置。 
本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与图24所示的电路结构相同，但在该情况下，将电路A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1、A2、A3用于整流电路。另外，作为栅极信号生成部分的控制电路与上述实施方式2的图5所示的电路相同。另外，在该情况下，与平滑电容器Cs3的两个端子连接的电压端子VL、Vcom成为从平滑电容器Cs3的端子之间输出电压V1的输出用端子，被连接负载。 
在此，在整流电路A1～A3之中，电路A3实质上被用于整流，但电路A1、A2通过MOSFET(Mos1L、Mos1H、Mos2L、Mos2H)的导通截止动作，对电容器Cr12、Cr23的转移能量量进行控制，所以还可以考虑为是驱动用的电路。但是，在降压动作中，假设使被用于对电路A1、A2进行驱动的栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H成为与用于驱动驱动用逆变器电路A4的驱动用栅极信号 Gate4L、Gate4H同样的信号，并在超过由Lr、Cr决定的谐振周期的1/2的期间t时也继续MOSFET的导通状态，则在LC串联电路中发生电流的逆流而能量的转移量减少。 
因此，在本实施方式中，在整流用栅极信号生成部分130A中与栅极信号Gate3L、Gate3H同样地生成栅极信号Gate1L、Gate1H、Gate2L、Gate2H而作为整流用栅极信号，电路A1、A2也称为整流电路。 
接下来说明动作。 
平滑电容器Cs1、Cs2、Cs3、Cs4的容量值被设定为与LC串联电路的电容器Cr12、Cr23、Cr34的容量值相比充分大的值。 
将输入到电压端子VHh-VHl之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL-Vcom之间，所以负载连接在电压端子VL-Vcom之间，电压V2成为比4×V1高的值。 
驱动用栅极信号Gate4H、Gate4L是具有比谐振周期2t稍微大的周期T且占空比大约50％的导通截止信号，其中，谐振周期2t是基于由Lr和Cr构成的LC串联电路决定的。 
向整流电路A1、A2、A3内的高压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate1H、Gate2H、Gate3H、以及向低压侧MOSFET的整流用栅极信号Gate1L、Gate2L、Gate3L是由从驱动用栅极信号Gate4H、Gate4L的上升沿时刻起在期间t的范围内产生的脉冲构成的导通截止信号。在此，整流用栅极信号的各脉冲的上升沿时刻与驱动用栅极信号的各脉冲的上升沿时刻一致，并且整流用栅极信号的各脉冲的下降沿时刻比驱动用栅极信号的各脉冲的下降沿时刻早规定时间τH、τL，或者使整流用栅极信号的各脉冲的脉冲宽度成为与时间t大致相同。 
在整流用栅极信号的导通时间(脉冲宽度)与时间t大致相同的情况下，说明动作。 
如果各电路A4、A1～A3的作为高压侧MOSFET的Mos4H、Mos1H、Mos2H、Mos3H通过向高压侧MOSFET的栅极信号而成为 导通状态，则由于存在电压差，所以平滑电容器Cs4中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr34，充电于电容器Cr12、Cr23中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs2、Cs3。 
Cs4→Mos4H→Lr34→Cr34→Mos3H 
Cr23→Lr23→Mos3H→Cs3→Mos2H 
Cr12→Lr12→Cr23→Lr23→Mos3H→Cs3→Cs2→Mos1H 
接下来，如果各电路A4、A1～A3的作为低压侧MOSFET的Mos4L、Mos1L、Mos2L、Mos3L通过向低压侧MOSFET的栅极信号而成为导通状态，则由于存在电压差，所以充电于电容器Cr34中的能量通过以下所示的路径转移到平滑电容器Cs3，平滑电容器Cs1、Cs2中积蓄的一部分能量通过以下所示的路径转移到电容器Cr12、Cr23。 
Cr34→Lr34→Mos4L→Cs3→Mos3L 
Cs2→Mos3L→Lr23→Cr23→Mos2L 
Cs1→Cs2→Mos3L→Lr23→Cr23→Lr12→Cr12→Mos1L 
这样，通过电容器Cr12、Cr23、Cr34的充放电，从平滑电容器Cs1、Cs2、Cs4向平滑电容器Cs3转移能量。于是，将输入到电压端子VHh与VHl之间的电压V2变为降压至大约1/4倍的电压V1而输出到电压端子VL与Vcom之间。另外，对各电容器Cr12、Cr23、Cr34串联连接电感器Lr12、Lr23、L34而构成LC串联电路，所以上述能量转移是利用谐振现象来进行的，从而能够高效地转移大量的能量。 
另外，将成为输出用电压端子的电压端子VL、Vcom与位于由其他电路夹住的中间处的电路A3的平滑电容器Cs3的两个端子连接，所以能够与上述实施方式13同样地使流过LC串联电路Lr12Cr12的电流值I12降低，能够使能量转移用的电感器Lr、电容器Cr的额定电流降低，能够使电感器Lr和电容器Cr小型化。 
另外，在本实施方式中，也从驱动用栅极信号的脉冲的上升沿时刻起在期间t的范围内产生整流用栅极信号的脉冲，所以在LC串联 电路的谐振周期的1/2的期间t内流过电流之后，电流被切断而不发生逆流。因此，能够有效地利用LC串联电路的谐振现象，而且能够通过在整流电路A1～A3中使用MOSFET而能够降低导电损耗，所以能够实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。进而，在本实施方式中，使整流用栅极信号的脉冲宽度与期间t大概一致，所以能够进一步降低导电损耗。 
另外，分别生成了驱动用栅极信号与整流用栅极信号，所以能够容易地与驱动用逆变器电路A4的MOSFET独立地控制整流电路A1～A3的MOSFET，能够可靠地实现上述期望的动作，能够可靠地实现转换效率高的DC/DC电力转换装置。 
另外，在本实施方式14中，也可以与上述实施方式5、7、8所示那样，通过对所流过的电流进行检测而形成整流电路A1～A3的栅极信号。 
另外，在上述实施方式13、14中，将输入输出用的电压端子VL、Vcom与平滑电容器Cs3的两个端子连接，但也可以与平滑电容器Cs2的两个端子连接，能够同样地使流过LC串联电路的电流值降低，得到与上述实施方式13、14同样的效果。进而，在增加了整流电路的级数的情况下，将电压端子VL、Vcom与位于由其他电路夹住的中间处的电路的平滑电容器Cs的两个端子连接，也得到同样的效果。 
实施方式15 
在上述实施方式13中示出了V1→V2的升压型DC/DC电力转换装置，在上述实施方式14中示出了V2→V1的降压型DC/DC电力转换装置，但在本实施方式中，示出同时具有上述实施方式13、14的功能而实现双向的能量转移的升降压型的DC/DC电力转换装置。 
本实施方式的DC/DC电力转换装置的电路结构的主要部分与上述实施方式13、14同样地采用图24中示出的电路结构，在该情况下，在升压时将电路A3用于驱动用逆变器电路，将电路A1、A2、A4用于整流电路，在降压时将电路A4用于驱动用逆变器电路，将电路A1～A3用于整流电路。 
在该情况下，将电压端子VL、Vcom、VHh、VHl的电压输入到控制电路，与上述实施方式3同样地，在控制电路中根据电压端子的电压切换整流用栅极信号与驱动用栅极信号，从而实现升降压型的DC/DC电力转换装置。另外，如上述实施方式6所示那样，具备利用检测电流而生成升压动作用的整流用栅极信号的电路、和生成降压动作用的整流用栅极信号的电路，并由栅极信号切换部分切换整流用栅极信号与驱动用栅极信号，也可以实现升降压型的DC/DC电力转换装置。 
实施方式16 
接下来，说明本发明的实施方式16的DC/DC电力转换装置。图26示出本发明的实施方式16的DC/DC电力转换装置的主要部分的电路结构。 
在本实施方式16中，示出具有将输入到电压端子VL与Vcom之间的电压V1变为升压至大约4倍的电压V2而输出到电压端子VH与Vcom之间，并且变为升压至大约2倍的电压V3而输出到电压端子VM与Vcom之间的功能的升压型的DC/DC电力转换装置。在该情况下，输入端子、输出端子的组合是VL-Vcom、VH-Vcom和VL-Vcom、VM-Vcom这两组。 
如图26所示，在平滑电容器Cs2的高电压侧端子上连接了电压端子VM。除此以外，包括栅极信号生成部分在内的电路结构与实施方式1相同。 
本实施方式进行与上述实施方式1同样的升压动作，但由于具备电压端子VM，所以除了输出电压V2以外，还可以输出电压V3。 
输入输出端子对也可以是三组以上，这样通过具备多组输入输出端子对，能够升压至多个等级的电压，电路设计的自由度提高。 
另外，在本实施方式中，叙述了升压型的DC/DC电力转换装置，但在实施方式2那样的降压型的DC/DC电力转换装置中，如果具备中间的电压端子VM，则除了输出电压V1以外还可以输出电压V3。另外，在实施方式3那样的双向的DC/DC电力转换装置中，如果具 备中间的电压端子VM，则除了输出电压V1以外还可以输出电压V3。 
另外，也可以在上述实施方式4～15中同样地应用如上所述那样具备多组输入输出端子对的结构，得到与上述各实施方式同样的效果。 
另外，在上述各实施方式中，在驱动用逆变器电路、整流电路内的半导体开关元件中，使用了在源极、漏极之间形成有寄生二极管的功率MOSFET，但也可以是IGBT等能够通过控制电极来控制导通截止动作的其他半导体开关元件，在该情况下使用反向并联连接有二极管的半导体开关元件，该二极管起到功率MOSFET的寄生二极管的功能。由此，通过与上述各实施方式同样的控制，得到同样的效果。 
另外，在上述各实施方式中，当然还可以将发明应用于改变了整流电路的级数的各种电压比的DC/DC电力转换装置中。 
实施方式17 
以下，说明在构成上述各实施方式的DC/DC电力转换装置的多个电路(A1～A4、B0～B4)中，为了对电路内的MOSFET、栅极驱动电路、光耦合器等进行驱动而具备的电源Vsk(Vs0～Vs4)。 
图27是示出电源Vsk的电路结构的图。各电路(A1～A4、B0～B4)的电源Vsk将在各电路内的平滑电容器Cs(k)(Cs0～Cs4)中产生的电压作为输入电压Vsi(k)而在输出端子Vsh(k)-Com(k)之间生成输出电压Vso(k)。 
将电压Vso(k)和Vsi(k)的基准电压设为Com(k)。平滑电容器Cs(k)的高电压侧的端子与p型的MOSFET M2的源极端子连接，MOSFET M2的漏极端子与二极管D1的阴极端子和扼流线圈L1的一个端子连接。二极管D1的阳极端子与基准电压Com(k)连接，扼流线圈L1的另一个端子与电容器C2的一个端子连接，电容器C2的另一个端子与基准电压Com(k)连接。由电容器Cs(k)、电容器C2、MOSFET M2、二极管D1、扼流线圈L1构成非绝缘降压型的DC/DC转换器10，经由该DC/DC转换器10，输入电压Vsi(k)转换成输出电压Vso(k)。 
电容器C1、电容器C2和稳压二极管Z1并联连接，稳压二极管Z1的阳极端子侧与基准电压Com(k)连接，稳压二极管Z1的阴极端子侧与扼流线圈L1的端子连接。在该C1、C2、Z1的并联体上产生输出电压Vso(k)。向时钟发生电路d1、误差放大电路d2、比较器电路d3供给电压Vso(k)，从而各电路d1～d3动作。另外，省略了向误差放大电路d2、比较器电路d3供给电压Vso(k)的图示。 
时钟发生电路d1的输出经由由电阻R9和电容器C3构成的锯齿波形成部分，输入到比较器电路d3的一个输入端中。由电阻R2和稳压二极管Z2构成的目标电压输入到误差放大电路d2的一个输入端，Vso(k)的测定电压通过电阻R3和R4分压而输入到另一个输入端。另外，误差放大电路d2的输出被输入到比较器电路d3的另一个输入端，其连接点与电阻R5和R6的连接点连接。电阻R5的另一个端子与电压Vso(k)的输出端子Vsh(k)连接，电阻R6的另一个端子与基准电压Com(k)连接。 
比较器电路d3的输出端子与n型的MOSFET M1的栅极端子连接，MOSFET M1的源极端子与基准电压Com(k)连接，漏极端子与电阻R7的一个端子连接。电阻R7的另一个端子与MOSFET M2的栅极端子和电阻R8的一个端子连接。另外，电阻R8的另一个端子与MOSFET M2的源极端子连接。 
说明这样构成的电源Vsk的动作。在如上述实施方式2所述的降压动作的情况下，能量源连接在VH-Vcom之间，所以在平滑电容器Cs(k)中产生电压，从而电源Vsk动作。 
另一方面，在如实施方式1所述的升压动作的情况下，能量源连接在VL-Vcom之间，在平滑电容器Cs1中产生电压，但除此以外的平滑电容器Cs(k)在动作开始时处于不产生电压的状态。但是，电源Vs1在平滑电容器Cs1的电压下动作，电路A1内的MOSFET进行导通截止动作，从而电路A2～A4的MOSFET的寄生二极管动作，能量转移到平滑电容器Cs2、Cs3、Cs4。使用了该寄生二极管的动作的电力转换效率不佳，但向各平滑电容器Cs(k)转移能量所需 要的时间不到1秒。这样，在各平滑电容器Cs(k)中产生电压，从而各电源Vsk动作。 
详细叙述动作。如果在平滑电容器Cs(k)中形成电压，则经由电阻R1对电容器C1、C2进行充电。电压成为稳压二极管Z1的稳压电压，在此设为16V。通过该电压的供给，在C1、C2、Z1的并联体上产生输出电压Vso(k)，被供给到时钟发生电路d1、误差放大电路d2、比较器电路d3，从而各电路d1～d3动作，并且电源Vsk动作。 
为了抑制电力损失，电阻R1被设成比较大的电阻值，所以电源Vsk的动作前的经由电阻R1的能量供给不足以使各电路内的MOSFET动作。如果电源Vsk开始动作，则非绝缘型的DC/DC转换器10动作，从而经由该DC/DC转换器10，将电压Vsi(k)转换成电压Vso(k)，该能量量足以使各电路内的MOSFET动作。 
图28示出比较器电路d3的误差放大电路d2侧的输入端子的电压Da、时钟发生电路d1侧的输入端子的电压Db、输出端子的电压Dc、MOSFET M2的栅极电压Dd。误差放大电路d2输出使两个输入端子之间的电压成为零那样的电压Da。即，将电压Da决定为使输出电压Vso(k)(15V)成为稳压二极管Z2所决定的目标电压(15V)。电压Db是锯齿波状的电压，是通过使来自时钟发生电路d1的矩形波电压经由CR电路而形成的。由比较器电路d3比较电压Da与Db而形成矩形波电压Dc。例如，在抑制输出电压Vso(k)的情况下，电压Da变低，作为结果，矩形波电压Dc的高电压期间变短。通过矩形波电压Dc，MOSFET M1导通截止，以MOSFET M1的源极端子的电压为基准，MOSFET M2的栅极端子的电压在低电平与高电平之间变化。由于MOSFET M2是p型MOSFET，所以在低电平下进行导通的动作，在高电平下进行截止的动作。通过电阻R7与R8的分压，MOSFET M2的栅极、源极间电压成为小于等于最大额定值。这样，通过对MOSFET M2的导通时间进行控制而使其进行导通截止动作，从而从平滑电容器Cs(k)转移能量，将输出端子Com(k)、Vsh(k)之间的电压Vso(k)控制为成为规定的电压(15V)。 
在本实施方式中，将对构成DC/DC电力转换装置的各电路进行驱动的电源Vsk构成为：通过非绝缘型的DC/DC转换器10从各电路内的平滑电容器Cs(k)供给电力。因此，不需要输入电压部分与各电源Vsk之间的配线以及用于其中的连接器等，另外还不需要使用变压器来使各电源之间绝缘，成为小型且转换效率良好的电源结构。由此，实现DC/DC电力转换装置的高效化、小型化。 
另外，在上述实施方式中，示出了假设输入电压Vsi(k)为20V以上且DC/DC转换器10为降压型的电路结构，但在输入电压Vsi(k)低至例如10V以下的情况下使用升压型的DC/DC转换器10。 
另外，在上述实施方式中，将用于对DC/DC电力转换装置的各电路进行驱动的电源Vsk的基准电压设为Com(k)，构成各电路内的栅极驱动电路等的控制部分在基准电压Com(k)下进行动作，但也可以构成各电路内的栅极驱动电路等的控制部分在电压端子Vcom的电压基准下进行动作，将电源Vsk的基准电压设为Vcom而以电压Vcom为基准来驱动MOSFET M2，虽然配线的走向多少变得复杂，但成为转换效率高的电源结构。 
产业上的可利用性 
能够广泛应用于在由驱动用逆变器电路和整流电路构成的多个电路的每一个中并联配置平滑电容器从而利用能量转移用电容器的充放电的DC/DC电力转换装置中。 

Claims (12)

1.一种DC/DC电力转换装置，其特征在于，将由半导体开关元件构成的高压侧开关以及低压侧开关串联连接而连接在平滑电容器的正负端子之间的电路串联连接多个，将该各电路内的上述高压侧开关与上述低压侧开关的连接点作为中间端子，在相邻而串联连接的该各电路的中间端子之间分别配置电容器以及电感器的串联体而进行连接，其中，上述半导体开关元件由控制电极来控制导通截止动作，
在上述多个电路内，将规定的电路用于驱动用逆变器电路，将其他电路用于整流电路，通过各上述串联体的电容器的充放电进行直流/直流转换。
2.根据权利要求1所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，
在上述多个电路内，将配置于端部的电路设为第一电路，将该第一电路以外的电路设为第二电路，上述第一电路和第二电路经由变压器连接，
上述高压侧开关以及上述低压侧开关之组以2组并列地配置并连接于上述平滑电容器的正负端子之间而构成上述第一电路，在各上述组的上述中间端子之间连接有上述变压器的初级绕组，
配置在上述第一电路与邻接于该第一电路的上述第二电路内的一个电路之间的上述串联体的一端连接于上述第二电路内的一个电路的上述中间端子，另一端连接于上述变压器的次级绕组的一端，从而上述串联体经由上述变压器连接在上述第一电路与上述第二电路内的一个电路的中间端子之间。
3.根据权利要求1或2所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，对上述多个电路内的规定的电路的平滑电容器的正负端子连接输入输出用的电压端子，上述规定的电路的两侧与上述多个电路内的其他电路连接而位于中间。
4.根据权利要求1或2所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，具备：驱动用栅极信号生成单元，生成用于对上述驱动用逆变器电路内的上述半导体开关元件进行导通截止控制的驱动用栅极信号；以及整流用栅极信号生成单元，与上述驱动用栅极信号独立地生成用于对上述整流电路内的上述半导体开关元件进行导通截止控制的整流用栅极信号。
5.根据权利要求4所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，由各上述串联体的电容器电容和电感决定的谐振周期相等，
上述整流用栅极信号由从上述驱动用栅极信号的各脉冲的上升沿时刻起在上述谐振周期的1/2的期间的范围内产生的脉冲构成。
6.根据权利要求5所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述整流用栅极信号的各脉冲的上升沿时刻与上述驱动用栅极信号的脉冲的上升沿时刻一致，并且上述整流用栅极信号的各脉冲的下降沿时刻比上述驱动用栅极信号的脉冲的下降沿时刻早规定时间。
7.根据权利要求5或6所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述整流用栅极信号的各脉冲的脉冲宽度与上述谐振周期的1/2大概一致。
8.根据权利要求5或6所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，具备对上述整流电路的上述中间端子的输出电流或流过上述串联体的电流进行检测的电流检测单元，上述整流用栅极信号生成单元根据由上述电流检测单元检测出的电流生成上述整流用栅极信号。
9.根据权利要求8所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述电流检测单元对上述串联体内的上述电容器或上述电感器的两端电压进行检测，根据该检测电压，检测流过上述串联体的电流。
10.根据权利要求1或2所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，具备多组与上述平滑电容器的端子连接的、该DC/DC电力转换装置的输入输出用端子对。
11.根据权利要求1或2所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，上述各电路具备用于使该电路动作的电源，该各电源从上述各电路内的平滑电容器经由DC/DC转换器进行电力供给。
12.根据权利要求1或2所述的DC/DC电力转换装置，其特征在于，各上述半导体开关元件是在源极、漏极之间具有寄生二极管的功率MOSFET，或者是反向并联连接有二极管的半导体开关元件。
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