CN101483412A - 运算放大器、驱动电路以及用于驱动液晶显示装置的方法 - Google Patents

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CN101483412A CNA2009100026091A CN200910002609A CN101483412A CN 101483412 A CN101483412 A CN 101483412A CN A2009100026091 A CNA2009100026091 A CN A2009100026091A CN 200910002609 A CN200910002609 A CN 200910002609A CN 101483412 A CN101483412 A CN 101483412A
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Abstract

本发明涉及一种运算放大器、驱动电路以及用于驱动液晶显示装置的方法。本发明能够使上升和下降斜率对称并且确保2H反转驱动时的驱动电流。根据本发明一方面的运算放大器包括：第一输出晶体管和第二输出晶体管，该第一输出晶体管和第二输出晶体管串行连接在第一电源和第二电源之间；输出端子，该输出端子被连接至第一输出晶体管和第二输出晶体管之间的节点；相位补偿元件，该相位补偿元件设置在第一输出晶体管的栅极和输出端子之间或者在第二输出晶体管的栅极和输出端子之间；以及浮动电流源，该浮动电流源连接在第一输出晶体管的栅极和第二输出晶体管的栅极之间。

Description

运算放大器、驱动电路以及用于驱动液晶显示装置的方法
技术领域
本发明涉及一种运算放大器、利用运算放大器的驱动电路以及利用运算放大器来驱动液晶显示装置的方法。更具体地讲，本发明涉及一种用于驱动诸如液晶面板的电容性负载的运算放大器，利用该运算放大器的驱动电路，以及利用该运算放大器来驱动液晶显示装置的方法。
背景技术
传统上，在大多数情况下已经使用双极晶体管构造运算放大器。但是，由于对于MOS电路和双极晶体管的共存以及对于低功率运行的不断的要求，与以前相比，使用MOS晶体管构造运算放大器更常见。当用MOS晶体管构造运算放大器时，存在下述情况，即通过利用MOS晶体管固有的模拟特性采用不同于用双极晶体管构造的运算放大器的电路构造。此种运算放大器的示例包括使用电子切换功能的放大器。
用MOS晶体管构造运算放大器的应用领域之一是TFT LCD(薄膜晶体管液晶显示)驱动器LSI(请参见，例如，日本专利特开No.61-35004)。该LCD驱动器LSI包括多个具有电压跟随器构造的运算放大器作为输出缓冲放大器和用于伽马校正的灰阶电源。要求LCD驱动器LSI在所述多个运算放大器中的偏移电压方面仅有小的差异。这是因为由于TFT LCD的特性，即使10mV的电压差对于人眼来说也会被识别为明显的灰阶水平。因此，在本领域中要求具有极其小的偏移电压的MOS运算放大器。
图7和8是示出用于驱动日本专利特开No.11-24923中描述的传统的液晶显示装置的运算放大器的构造示例的电路图。参考图7，传统的运算放大器包括PMOS晶体管MP1和MP2、恒流源I1、NMOS晶体管MN1、MN2和MN3、恒流源I2、相位补偿电容器C以及开关S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7和S8。
两个PMOS晶体管MP1和MP2构成差分对。恒流源I1偏置该差分对并且被插入在PMOS晶体管MP1和MP2的源极被公共地连接至的点和正电源VDD之间。NMOS晶体管MN1和MN2被构造为电流镜并且也用作有源负载和差分到单端转换功能。NMOS晶体管MN3构成第二级放大器电路。将恒流源I2插入在NMOS晶体管MN3的漏极和正电源VDD之间。该恒流源I2用作NMOS晶体管MN3的有源负载。将相位补偿电容器C插入在NMOS晶体管MN3的栅极和漏极之间。
在这里，将会描述在下文中涉及的技术术语。“导通型开关(make-type switch)”是指下述类型的开关，当控制信号被输入时该开关被闭合。相反地，“断开型开关(break-type switch)”是指下述类型的开关，当输入控制信号时该开关被打开。另外，“切换型开关(transfer-type switch)”是指下述类型的开关，该开关具有公共端子和两个输出端子(导通侧和断开侧端子)，其中，当输入控制信号时，公共端子和导通侧端子进入连接的状态，而当没有输入控制信号时，公共端子和断开侧端子进入连接的状态。
将断开型开关S1插入在NMOS晶体管MN1的栅极和漏极之间。另外，将导通型开关S2插入在NMOS晶体管MN2的栅极和漏极之间。将导通型开关S3连接在NMOS晶体管MN1的漏极和NMOS晶体管MN3的栅极之间。将断开型开关S4连接在NMOS晶体管MN2的漏极和NMOS晶体管MN3的栅极之间。将导通型开关S5连接在PMOS晶体管MP2的栅极和输出端子Vout之间。将断开型开关S6连接在PMOS晶体管MP1的栅极和输出端子Vout之间。将导通型开关S7连接在PMOS晶体管MP1的栅极和输入端子Vin之间。将断开型开关S8连接在PMOS晶体管MP2的栅极和输入端子Vin之间。
将构成差分对的一个PMOS晶体管MP1的漏极连接至NMOS晶体管MN1的漏极。另外，将构成差分对的另一个PMOS晶体管MP2的漏极连接至NMOS晶体管MN2的漏极。彼此关联地来控制所有的开关S1至S8。图7中所示的放大器用于输出从VSS至VCOM(VDD/2)的电源电压(所谓的负输出)并且具有在每个帧或每个单个水平扫描期间操作开关SW1至SW8的特性。注意图7A和7B示出了操作时这些开关S1至S8所处的两种状态(状态A和状态B)。
参考图7，传统的运算放大器包括NMOS晶体管MN1和MN2、恒流源I1、PMOS晶体管MP1、MP2和MP3、恒流源I2、相位补偿电容器C以及开关S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7和S8。
两个NMOS晶体管MN1和MN2构成差分对。恒流源I1偏置该差分对并被插入在NMOS晶体管MN1和MN2的源极被公共地连接至的点和负电源VSS之间。PMOS晶体管MP1和MP2被构造为电流镜并且也用作有源负载和差分到单端转换功能。PMOS晶体管MP3构成第二级放大器电路。将恒流源I2插入在PMOS晶体管MP3的漏极和负电源VSS之间。此恒流源I2用作PMOS晶体管MP3的有源负载。将相位补偿电容器C插入在PMOS晶体管MP3的栅极和漏极之间。
将断开型开关S1插入在PMOS晶体管MP1的栅极和漏极之间。另外，将导通型开关S2插入在PMOS晶体管MP2的栅极和漏极之间。将导通型开关S3连接在PMOS晶体管MP1的漏极和PMOS晶体管MP3的栅极之间。将断开型开关S4连接在PMOS晶体管MP2的漏极和PMOS晶体管MP3的栅极之间。将断开型开关S5连接在NMOS晶体管MN2的栅极和输出端子Vout之间。将断开型开关S6连接在NMOS晶体管MN1的栅极和输出端子Vout之间。将断开型开关S7连接在NMOS晶体管MN1的栅极和输入端子Vin之间。将导通型开关S8连接在NMOS晶体管MN2的栅极和输入端子Vin之间。
将构成差分对的一个NMOS晶体管MN1的漏极连接至PMOS晶体管MP1的漏极。另外，将构成差分对的另一个NMOS晶体管MN2的漏极连接至PMOS晶体管MP2的漏极。彼此关联地来控制所有开关S1至S8。图8中所示的放大器用于输出从VCOM(VDD/2)至VDD的电源电压(所谓的正输出)并且具有在每个帧或每个单个水平扫描期间操作开关SW1至SW8的特性。注意图8A和8B示出了操作时这些开关S1至S8所处的两种状态(状态A和状态B)。
接下来，图9示出了应用的示例，其中图7和8中所示的放大器被应用于LCD驱动器。在图9中所示的LCD驱动器中，图8中所示的放大器被应用于AMP1并且图7中所示的放大器被应用于AMP2。在AMP1和AMP2的输出中分别设置切换型开关(SW1和SW2)。开关SW1和SW2在用于奇数编号的输出端子(Vout odd)和偶数编号的端子(Vout even)的AMP1和AMP2的输出之间进行选择。这时，如果例如处于一种状态，那么AMP1的输出被输出至奇数编号的输出端子并且AMP2的输出被输出至偶数编号的输出端子。或者，另一种状态颠倒了上述的操作。即，AMP1的输出被输出至偶数编号的输出端子并且AMP2的输出被输出至奇数编号的输出端子。
将正侧数据输入至AMP1的输入并且将负侧数据输入至AMP2的输入。通过以这种方式连接放大器并且在一帧一帧的基础上连动的方式驱动开关SW1和SW2，获得这种如图10所示的输出图像。注意在已知为点反转驱动的驱动方法中，在每个单个水平扫描期间操作这些开关SW1和SW2。但是，将不会在这里详细描述此种方法。
图7中所示的传统的运算放大器被构造具有构成差分对的PMOS晶体管MP1和MP2以及被构造为电流镜并且还用作有源负载和差分对的差分到单端转换功能的NMOS晶体管MN1和MN2。在这里，当开关S1闭合时，N沟道MOS晶体管MN2的漏极用作单端输出。当开关S2切断时，N沟道MOS晶体管MN1的漏极用作其单端输出。输出端子根据开关S1和S2的状态以这样的方式发生变化，因此，为输出选择设置开关S3和S4。通过这些开关S3和S4进行单端转换的信号输入至作为输出晶体管的NMOS晶体管MN3的栅极。这时，恒流源I2用作NMOS晶体管MN3的有源负载。另外，NMOS晶体管MN3的漏极用作输出端子。被设置为镜电容器的电容器C用作相位补偿器。
为了使用运算放大器电路作为缓冲放大器，构造电路以形成所谓的电压跟随器连接，其中，反转输入端子和输出端子连接到彼此。电压跟随器连接是一种连接方法，其中，放大器的反转输入端子和输出端子被连接到彼此并且输入信号被施加到非反转输入端子从而从放大器的输出端子输出信号。这种方法导致输出与输入电压相同的电压。当操作开关S1至S4时，反转输入端子变成PMOS晶体管MP1的栅极或者变为PMOS晶体管MP2的栅极。因此，设置开关S5和S6以在这些栅极之间选择反转输入端子。即，当开关S1和S4闭合时，反转输入端子变为PMOS晶体管MP1的栅极端子。因此，通过在这时闭合开关S6，将反转输入端子和输出端子公共地连接到彼此以形成电压跟随器连接。因为非反转输入端子变为PMOS晶体管MP2的栅极端子，闭合开关S8以将栅极端子连接至输入端子Vin。
相反地，当开关S2和S3闭合时，反转输入端子变成PMOS晶体管MP2的栅极端子。因此，在这时通过闭合开关S5将反转输入端子和输出端子公共地连接到彼此，从而形成电压跟随器连接。因为非反转输入端子变为PMOS晶体管MP1的栅极端子，闭合开关S7以将栅极端子连接至输入端子Vin。这意味着操作开关S1至S8导致出现两种状态(状态A和B)。在一帧挨一帧的基础上(或者在单个水平扫描期间)切换这两种状态。
现在，假定在图7的传统运算放大器中已经产生了偏移电压+Vos。然后，当操作开关S1至S8时，偏移电压变为-Vos。因此，为每两个帧(或者在每单个水平扫描期间)操作这些开关S1至S8导致偏移电压在空间上分散。因此，平均地，偏移电压等于零。因此，对于人眼来说，偏移电压被认为是平均的电压，即，等于零。换言之，这种方法意在耍弄人眼。
因为图7的放大器是构造有PMOS晶体管的差分级，不能将与VDD-1V一样高或者高于VDD-1V的电压施加于正电源I1侧上的输入。这是因为由于不同差分级中PMOS晶体管MP1和MP2的栅源电压导致偏置电流源I1不再工作。然而，对于VSS附近的电压，尽管此取决于用作有源负载的NMOS晶体管MN1和MN2的栅源电压，但是能够输入几乎高达VSS的电压。
图8中的传统运算放大器电流被构造有构成差分对的NMOS晶体管MN1和MN2以及被构造为电流镜并且用作有源负载以及差分对的差分到单端转换功能的PMOS晶体管MP1和MP2。在这里，当开关S1闭合时，PMOS晶体管MP2的漏极用作它的单端输出，并且，当开关S2闭合时，PMOS晶体管MP1的漏极用作它的单端输出。根据开关S1和S2的状态输出端子以此种方式变化，并且，因此，为输出选择设置开关S3和S4。通过这些开关S3和S4进行于单端转换的信号被输入至是输出晶体管的PMOS晶体管MP3的栅极。这时，恒流源I2用作PMOS晶体管MP3的有源负载。另外，PMOS晶体管MP3的漏极用作输出端子。被设置为镜电容器的电容器C用作相位补偿器。为了使用运算放大器作为缓冲放大器，构造电路以形成所谓的电压跟随器连接，其中反转输入端子和输出端子被连接到彼此。
当这时候操作开关S1至S4时，反转输入端子变为NMOS晶体管MN1的栅极或者变为NMOS晶体管MN2的栅极。因此，设置开关S5和S6以在这些栅极之间选择反转输入端子。即，当开关S1和S4闭合时，反转输入端子变为NMOS晶体管MN1的栅极端子。因此，这时闭合开关S6以将反转输入端子和输出端子连接到彼此以形成电压跟随器连接。因为非反转输入端子变为NMOS晶体管MN2的栅极端子，闭合开关S8从而将NMOS晶体管MN2的栅极端子连接至输入端子Vin。
相反地，当闭合开关S2和S3时，反转输入端子变为NMOS晶体管MN2的栅极端子。因此，在这时通过闭合开关S5，公共地相互连接反转输入端子和输出端子，从而形成电压跟随器连接。因为非反转输入端子变为NMOS晶体管MN1的栅极端子，闭合开关S7从而将NMOS晶体管MN1的栅极端子连接至输入端子Vin。这意味着操作开关S1至S8导致出现两种状态(状态A和B)。在一帧一帧的基础上(或者每个单个水平扫描期间)切换这两种状态。现在，假定在图8中的传统运算放大器中已经产生了偏移电压+Vos。然后，当操作开关S1至S8时偏移电压变为-Vos。因此，在一帧一帧的基础上(或者每个单个水平扫描期间)操作这些开关S1至S8导致偏移电压在空间上分散，如图7中的情况。因此，平均地，偏移电压等于零。因此，对于人眼来说，偏移电压被认为是平均的电压，即，为零。
因为图8的放大器是构造有NMOS晶体管的差分级，所以不能将与VSS+1V一样低或者低于VSS+1V的电压施加于负电源侧的输入。这是因为由于差分级中NMOS晶体管MN1和MN2的栅源电压导致偏置电流源I1不再工作。然而，对于VDD附近的电压来说，尽管这取决于用作有源负载的PMOS晶体管MP1和MP2的栅源电压，但是能够输入几乎高达VDD的电压。
图9是示出使用图7和8的放大器的LCD驱动器的构造的电路图。参考图9，仅显示在图8中的用于正侧使用的放大器用于正侧(VDD/2至VDD)放大器AMP1和仅显示在图7中的用于负侧使用的放大器用于负侧(VSS至VDD/2)放大器AMP2。这些放大器的各输出设置有选择器开关从而能够将信号输出至奇数编号的输出(Vout-odd)或者偶数编号的输出(Vout-even)。因此，能够将正侧电压或者负侧电压输出至输出，而不管该输出是奇数编号的输出还是偶数编号的输出。这是传统的所谓的两个放大器系统。
现在，将会解释用于驱动LCD驱动器的被称为点反转驱动的方法。点反转驱动是一种驱动方法，其中，基于VCOM在逐点(dot-by-dot)的基础上交替地输出正(+)极性信号和负(-)极性信号。另外，需要在一帧一帧的基础上反转将输出至每个点的信号的极性。因此，如图10中所示，为了使用帧信号执行偏移消除，驱动方法需要在每四个帧构成一组的基础上来执行。这意味着如果在第一帧中由AMP1输出正(+)极性信号，那么在第二帧中由AMP2中输出负(-)极性信号。这时，在第一和第二帧中偏移消除信号不变化。然后，在第三帧中，通过AMP1将偏移消除信号反转以输出正(+)极性信号。在第四帧中，在偏移消除信号也被反转的情况下，通过AMP2输出的负(-)极性信号。
注意在这里影响图像质量的是正(+)和负(-)侧振幅的绝对值的总和。在图10中，如果表示为“振幅A”的振幅和表示为“振幅A”的振幅之间的差异保持相同，那么两个振幅被认为是相同的灰阶。因此，如果控制前后基于偏移消除的控制信号的偏移电压的绝对值与正和负侧的每一个上的相同，那么振幅A和振幅B导致相同的值。以此种方式能够实现偏移消除。振幅A和B之间的差异被称作“振幅差偏差”并且在LCD驱动器中它是最重要的参数。此振幅差偏差，如果太大，可能导致在LCD显示器上出现竖直纹的问题。
然而，如果通过专门使用负侧上图7中所示的放大器和正侧上图8中所示的放大器如图9中所示构造LCD驱动器，则LCD驱动器不能满足被称为2H反转驱动的驱动方法的要求。此2H反转驱动是一种用于在行中两个水平扫描期间驱动正侧或负侧电压的方法。图11示出了2H反转驱动方法输出信号。图7中所示的放大器的电流供应能力仅与电流源12的能力在其最大处一样大。图8中所示的放大器的电流吸收能力仅与电流源12的能力在其最大处一样大。因此，放大器不具有比上述的那些大的驱动电流能力。因此，在图11中所示的第1H上升波形中，例如，图8中放大器的操作是电流供应操作，并且，因此，不存在任何问题。然而，如果第2H波形的电压低于第1H波形的电压，那么放大器是电流吸收操作，因此没有驱动电流不足。注意有可能允许图7中所示的放大器具有非常大的电流吸收能力，尽管这取决于NMOS晶体管MN3的尺寸。同样地，有可能允许图8中所示的放大器具有非常大的电流提供能力，尽管这取决于PMOS晶体管MP3的尺寸。
此外，图7和8中所示的放大器，当用于LCD面板的伽马放大器(即指通过将电压施加于伽马电阻器的各接头来调整LCD面板的伽马特性的放大器，尽管在图中未示出)时，仅具有驱动一个极性的能力，并且，因此，是不可采用的。
发明内容
根据本发明一方面的运算放大器包括：第一输出晶体管和第二输出晶体管，该第一输出晶体管和第二输出晶体管被串行连接在第一电源和第二电源之间；输出端子，该输出端子连接至在第一输出晶体管和第二输出晶体管之间的节点；相位补偿元件，该相位补偿元件被设置在第一输出晶体管的栅极和输出端子之间或者在第二输出晶体管的栅极和输出端子之间；以及浮动电流源，该浮动电流源连接在第一输出晶体管的栅极和第二输出晶体管的栅极之间。通过如上所述构造运算放大器，能够使用简单的电路构造使上升和下降斜率对称，从而在2H反转驱动时确保驱动电流。
根据本发明，能够提供一种运算放大器、驱动电路以及液晶显示装置的驱动方法，从而能够使用简单电路构造使上升和下降斜率对称，从而在2H反转驱动时确保驱动电流。
附图说明
图1是示出根据实施例的运算放大器的构造的电路图；
图2是示出根据实施例的运算放大器的构造的另一电路图；
图3A至3D是示出根据实施例的用于运算放大器的开关的构造示例的电路图；
图4A至4D是示出根据实施例的用于运算放大器的开关的构造示例的电路图；
图5是示出根据实施例的使用运算放大器的LCD驱动器的构造示例的电路图；
图6是示出根据实施例的使用运算放大器的LCD驱动器的2H驱动器方法的输出波形的波形图；
图7A和7B是示出传统运算放大器的构造的电路图；
图8A和8B是示出传统运算放大器的构造的电路图；
图9是示出使用传统运算放大器的LCD驱动器的构造示例的电路图；
图10是示出使用传统运算放大器的LCD驱动器的输出波形的波形图；
图11是示出使用传统运算放大器的LCD驱动器的2H驱动方法的输出波形的波形图。
具体实施方式
现在通过参考图1和2，将会对根据本发明的实施例1的运算放大器加以描述。图1和图2是示出根据本实施例的运算放大器的构造的电路图。例如，根据本发明的运算放大器适合于诸如液晶面板的用于驱动电容性负载的LCD(液晶显示)驱动器的输出缓冲放大器，以及确定伽马校正的灰阶电源电路。根据本发明的运算放大器包括偏移消除电路。因此，通过在空间上分散偏移电压，运算放大器能够减少偏移电压的明显影响。
图1中所示的运算放大器100被设计为涵盖VDD/2至VDD的输入范围并且它是配备有所谓的正侧专用偏移消除电路的运算放大器。相反地，图2中所示的运算放大器200被设计为涵盖VSS至VDD/2的输入范围并且它是配备有所谓的负侧专用偏移消除电路的运算放大器。
如图1中所示，根据本发明的配备有正侧专用偏移消除电路的运算放大器100包括NMOS晶体管MN1、MN2和MN4、PMOS晶体管MP1、MP2和MP4、恒流源I1、I2和I3、正电源VDD、负电源VSS、恒电压源BP1和BN1、PMOS输出晶体管MP3、NMOS输出晶体管MN3、开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5、SW6、SW7和SW8、电阻器R以及电容器C。
两个NMOS晶体管MN1和MN2构成差分对。公共地相互连接NMOS晶体管MN1和MN2的源极。将恒流源I1连接在此公共连接点和负电源VSS之间。恒流源I1偏置由两个NMOS晶体管MN1和MN2构成的差分对。
PMOS晶体管MP1和MP2被构造为电流镜。PMOS晶体管MP1和MP2形成由NMOS晶体管MN1和MN2构成的差分对的有源负载并且还用作差分到单端转换功能。公共地相互连接PMOS晶体管MP1和MP2的源极。将此公共连接点连接至正电源VDD。另外，公共地相互连接PMOS晶体管MP1和MP2的各栅极。将断开型开关SW1插入在PMOS晶体管MP1的栅极和漏极之间。将导通型开关SW2插入在PMOS晶体管MP2的栅极和漏极之间。
在NMOS晶体管MN1和MN2以及PMOS晶体管MP1和MP2的输出侧上设置PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3。将PMOS输出晶体管MP3的源极连接至正电源VDD并且将它的漏极连接至输出端子OUT。将NMOS输出晶体管MN3的源极连接至负电源VSS并且将它的漏极连接至输出端子OUT。
即，公共地相互连接PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3的主电流路径的一端。另外，将PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3的公共连接点连接至输出端子Vout。即，在正电源VDD和接地端子GND之间串行连接PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3。另外，将输出端子Vout连接至PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3之间的节点。
将断开型开关SW3和导通型开关SW4插入在构成差分对的两个PMOS晶体管MP1和MP2的各漏极以及PMOS输出晶体管MP3的栅极之间。将恒流源I2连接在正电源VDD和PMOS输出晶体管MP3的栅极之间。另外，将恒流源I3连接在负电源VSS和NMOS输出晶体管MN3的栅极之间。
在NMOS晶体管MN1和MN2以及PMOS输出晶体管MP3之间并且在PMOS晶体管MP1和MP2以及NMOS输出晶体管MN3之间分别设置PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4作为浮动电流源。将PMOS晶体管MP4的源极连接至PMOS输出晶体管MP3的栅极并且将它的漏极连接至NMOS输出晶体管MN3的栅极。另外，通过恒电压源BP1偏置PMOS晶体管MP4的栅极。将NMOS晶体管MN4的源极连接至NMOS输出晶体管MN3的栅极并且将它的漏极连接至PMOS输出晶体管MP3的栅极。通过恒电压源偏置NMOS晶体管MN4的栅极。在正常操作中，通过恒电压源BP1和BN1设置PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4的栅极电压值。因此，PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4用作基于这样设置的栅极电压值的浮动电流源。
将断开型开关SW5插入在输出端子OUT和NMOS晶体管MN1的栅极之间。将导通型开关SW6连接在输出端子OUT和NMOS晶体管MN2的栅极之间。将断开型开关SW7连接在输入端子IN和NMOS晶体管MN2的栅极之间。将导通型开关SW8连接在输入端子IN和NMOS晶体管MN1的栅极之间。相位补偿元件，被连接在PMOS输出晶体管MP3的栅极和漏极之间作为相位补偿器，在相位补偿元件中串行地连接零点引入电阻器R1和电容器C1。
在本实施例中，将构造有差分对和有源负载的差分放大器的输出中的一个连接至被连接至PMOS输出晶体管MP3的栅极，相位补偿元件被连接至该PMOS输出晶体管MP3的栅极。即，通过开关SW3和SW4将NMOS晶体管MN1的漏极和PMOS晶体管MP1之间的连接点或者NMOS晶体管MN2的漏极和PMOS晶体管MP2之间的连接点连接至PMOS输出晶体管MP3的栅极。
根据在图1中所示的本实施例的运算放大器100中，开关SW1至SW8都是处于彼此互锁的状态中并且被同时驱动。控制开关SW5和SW6从而运算放大器100用作负反馈放大器。即，公共地相互连接运算放大器100的反转输入端子和输出端子OUT以提供反馈。
由NMOS晶体管MN1和MN2构成的差分级响应于约VSS+1V至VDD的输入电压范围而操作。原因为，如传统的示例中所述，由于差分级中MOS晶体管MN1和MN2的栅源电压导致偏置电流源I1不再工作。此差分级的输出(各漏极)分别被连接至由PMOS晶体管MP1和MP2构成的有源负载，并且进行差分到单端转换。将运算放大器构造为使得通过开关SW1和SW2能够选择该有源负载的输入和输出。
开关SW3和SW4选择有源负载的输出端子。开关SW7和SW8分别选择输入端子，即：用于放大器的非反转输入端子。由MOS晶体管MP3、MP4、MN3和MN4、恒流源I2和I3、是相位补偿元件的电容器C1和电阻器R1以及恒压源BP1和BN1构成根据本实施例的运算放大器100的输出级。运算放大器100执行AB类操作。这意味着PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3的栅极被偏置从而运算放大器100执行AB类输出操作。PMOS晶体管MP4、NMOS晶体管MN4以及恒流源I2和I3构成所谓的浮动电流源。注意将会在后面描述开关SW1至SW8的具体电路构造。
构成此浮动电流源的PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4和偏移电压VBP1和VBN1确定下述电流(所谓的无效电流)，该电流在没有负载时流过PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3。而，将由常规晶体管构成的电流源的一端连接至电源端子或者GND端子，此浮动电流源的两端处于浮动状态并且，因此，可以被连接至可选的位置。
PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4的此种连接导致本地施加到“1”的电流反馈。因此，由于这种反馈的影响，在PMOS晶体管MP4的源极和NMOS晶体管MN4的漏极之间的连接点以及在PMOS晶体管MP4的漏极和NMOS晶体管MN4的源极之间的连接点具有高阻抗。即，由PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4构成浮动电流源。
如下面所述设计此种浮动电流源以及PMOS晶体管MP3和NMOS晶体管MN3的无效电流。首先，将由恒压源BP1产生的电压(V(BP1))设置为等于PMOS晶体管MP3的栅源电压和PMOS晶体管MP4的栅源电压的和。假定PMOS晶体管MP3的栅源电压是VGS(MP3)并且PMOS晶体管MP4的栅源电压是VGS(MP4)，那么通过下面所示的等式(1)可以表示电压V(BP1)：
[公式1]
V(BP1)＝VGS(MP3)+VGS(MP4)  …(1)
通过下面所示的等式(2)表达PMOS晶体管MP3或者PMOS晶体管MP4的栅源电压VGS：
[等式2]
V GS = 2 I D β + V r · · · ( 2 )
注意在等式(2)中，
[等式3]
β = W L μC .
保持成立，“W”是栅极宽度，“L”是栅极长度，“μ”是迁移率，“C0”是栅极氧化物膜的单位电容，“VT”是阈值电压，以及“ID”是漏极电流。
浮动电流源被设计为使得PMOS晶体管MP3和NMOS晶体管MN3的漏极电流彼此相等。即，浮动电流源被设计为使得电流源I2的电流值I2的每一半(I2/2)流过PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4。另一方面，如由根据上面所示的等式(1)的以下等式所表示的设计无效电流(Iidle)，假定PMOS晶体管MP3的漏极电流是Iidle(MP3)。
[等式4]
V ( BP 1 ) = I 3 β ( MP 4 ) + 2 I idle β ( MP 3 ) + 2 V T · · · ( 3 )
注意β(MP4)表示PMOS晶体管MP4的β并且(MP3)表示PMOS晶体管MP3的β。尽管在这里不讨论V(BP1)的任何详细的电路，但是通过求解相对于Iidle(MP3)的等式(3)能够计算无效电流Iidle(MP3)。
恒流源I3的电流值需要与上述电流源I2的电流值相等。如果电流值不同，差分流过有源负载，因此导致偏移电压的增加。也能够完全与上面所述的相同的方式设计连接在负电源VSS和BP1端子之间被连接的恒压源(V(BN1))的电压。以上述方式，设置恒杂散电流的源极。
在这里，作为使用两个MOS晶体管和恒流源的构造的结果的恒压源BN1(V(BN1))和BP1(V(BP1))，变成对由于元件之间变化导致的波动的抵抗。其原因在于上述等式(3)的左边中包括V(BP1)的表示包括与右边中包括的项2VT相同的项2VT，因此，从左边和右边消去此相同项。
为了还进行用于消除运算放大器具有的相位延迟的零点(所谓的“错误”零点)的零点补偿，使用公知的其中电容器和电阻器串行连接的元件执行相位补偿。(请参见，例如，John Wiley & Sons，Inc.出版的Paul R.Gray/Robert G.Meyer合著的“Analysis and Design of AnalogIntegrated Circuits”)。但是，注意在这里相位补偿元件的插入位置是极其重要的并且它是本发明的特性特征之一。
对于输出级的相位补偿，相位补偿元件通常设置在PMOS输出晶体管MP3的栅极和漏极之间以及NMOS输出晶体管MN3的栅极和漏极之间。(此种相位补偿的方法被显示在，例如，1994年1月，NO.1，VOL.29，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS的64页＂Digital-Compatible High-Performance Operational Amplifier withRail-to-Rail Input and Output Ranges＂的图2，以及1998年10月，NO.10，VOL.33，1483页，＂Compact Low-Voltage Power-Efficient OperationalAmplifier Cells for VLSI＂of IEEE JOURNAL OF SOLID-STATECIRCUITS的图1至图4)。
但是，如果以与本发明中这些文献中所示相同的方式插入相位补偿元件，那么放大器的上升和下降斜率变得不平衡。在图1中所示的运算放大器100中，如果以与上述文献中所示相同的方式将相位补偿电容器不仅插在PMOS输出晶体管MP3的栅极和漏极之间而且插在NMOS输出晶体管MN3的栅极和漏极之间，那么相位补偿电容器的放电电流受到恒流源I3的限制。在输出级的设计中，通常将恒流源I3的值设置为比恒流源I1的值小一个或者更多数量级。此相位补偿电容器的放电电流小到几百nA的数量级并且其充电电流在按照第一级的偏置电流I1的放电电流的几μA的数量级上。因此，上升和下降斜率变得不平衡是可以理解的。
相反地，在本发明中，仅在PMOS输出晶体管MP3的栅极和漏极之间设置串行连接的电容器C1和电阻器R1的相位补偿电容器，如图1中所示。因此，通过第一级的偏置电流确定充电和放电电流。因此，上升和下降斜率被对称化。当将根据本发明的运算放大器应用于LCD驱动器时，这是极其重要的。
接下来，将说明偏移电压如何取决于图1中所示的运算放大器100的各开关SW1至SW8的状态而变化。在运算放大器100中产生的偏移电压的主要原因包括由NMOS晶体管MN1和MN2构成的差分对的相对VT变化和被构造为电流镜电路并用作有源负载的PMOS晶体管对MP1和MP2的相对VT变化。
根据本实施例的运算放大器具有两个被定义为状态A和状态B的开关状态。例如，在开关状态A中，开关SW1、SW3、SW5和SW7被定义为正处于接通状态并且开关SW2、SW4、SW6和SW8被定义为正处于切断状态。相反地，在开关状态B中，开关SW1、SW3、SW5和SW7被定义为正处于切断状态并且开关SW2、SW4、SW6和SW8被定义为正处于接通状态。假定当运算放大器正处于开关状态A中时，由于这些相对的VT变化导致上升的偏移电压是Vos并且这时运算放大器的输入和输出电压分别是Vin和Vo，那么Vo＝Vin+Vos。
接下来，如果操作开关SW1至SW8进入开关状态B，那么在与开关状态A的极性相反的方向中输出偏移电压。因此，下列等式保持成立：
Vo＝Vin—Vos
应理解通过以该方式操作开关，相对于无效输出电压值Vin对称地输出输出电压Vo。因此，通过对于开关SW1至SW8在两种状态，即，状态A和B下进行切换，偏移电压被平均化，以致在空间上分散。结果，偏移电压减少到零并因此已经获得偏移消除。另外，在根据本实施例的运算放大器100中，为AB类放大器构造输出级。因此，运算放大器能够满足所谓的2H反转驱动的要求。此2H反转驱动是一种在行中两个水平扫描期间驱动正侧或者负侧电压的方法。在根据本实施例的运算放大器中，驱动电流没有下降不足，即使，例如，第2H波形的电压低于第1H波形的电压，因此获得优秀的显示特性。
图6显示根据本实施例的使用运算放大器的LCD驱动器的2H驱动方法的输出波形。按照惯例，在此种情况下，例如，第2H波形在2H反转中在正极性侧下降，由于输出级是具有单侧恒流构造的A类放大器，因此输出波形受到放大器的恒流值限制。因此，已经存在下降波形缓慢的问题，如图11中所示。另一方面，如本发明中使用的AB类放大器具有提供和吸收输出电流的能力。由于这个原因，如图6中所示，即使第2H波形下降放大器以充分的驱动能力进行驱动，因此，波形不再缓慢。在相同的光下，尽管仅颠倒驱动电流的方向，波形不在负极性侧缓慢。
接下来，通过参考图2，将会解释配备有负侧专用偏移消除电路的根据本发明的运算放大器200的构造。运算放大器200包括NMOS晶体管MN1、MN2和MN4、PMOS晶体管MP1、MP2和MP4、恒流源I1、I2和I3、正电源VDD、负电源VSS、恒压源BP1和BN1、PMOS输出晶体管MP3、NMOS输出晶体管MN3、开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5、SW6、SW7和SW8、电阻器R以及电容器C。
两个PMOS晶体管PN1和PN2构成差分对。公共地相互连接PMOS晶体管PN1和PN2的源极。恒流源I1被连接在此公共连接点和正电源VDD之间。恒流源I1偏置由两个PMOS晶体管PN1和PN2构成的差分对。
NMOS晶体管MN1和MN2被构造为电流镜。NMOS晶体管NM1和MN2形成由PMOS晶体管MP1和MP2构成的差分对的有源负载并且还用作差分到单端转换功能。公共地相互连接NMOS晶体管MN1和MN2的各源极。将此公共连接点连接至负电源VSS。另外，公共地相互连接NMOS晶体管MN1和MN2的各栅极。将断开型开关SW1插入在NMOS晶体管MN1的栅极和漏极之间。将导通型开关SW2插入在NMOS晶体管MN2的栅极和漏极之间。
将NMOS输出晶体管MN3的源极连接至负电源VSS并且将它的漏极连接至输出端子OUT。将PMOS输出晶体管MP3的源极连接至正电源VDD并且将它的漏极连接至输出端子OUT。
在NMOS晶体管MN1和MN2以及PMOS晶体管MP1和MP2的输出侧设置PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3。将PMOS输出晶体管MP3的源极连接至正电源VDD并且将它的漏极连接至输出端子OUT。将NMOS输出晶体管MN3的源极连接至负电源VSS并且将它的漏极连接至输出端子OUT。
即，公共地相互连接PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3的主电流路径的一端。另外，将PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3的公共连接点连接至输出端子Vout。即，将PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3串行连接在正电源VDD和接地端子GND之间。另外，将输出端子Vout连接至PMOS输出晶体管MP3和NMOS输出晶体管MN3之间的节点。
将断开型开关SW3和导通型开关SW4插入在构成差分对的两个NMOS晶体管MN1和MN2的各漏极以及NMOS输出晶体管MN3的栅极之间。将恒流源I2连接在正电源VDD和PMOS输出晶体管MP3的栅极之间。另外，将恒流源I3连接在负电源VSS和NMOS输出晶体管MN3的栅极之间。
在NMOS晶体管MN1和MN2以及PMOS输出晶体管MP3之间并且在PMOS晶体管MP1和MP2以及NMOS输出晶体管MN3之间分别设置用作浮动电流源的PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4。将PMOS晶体管MP4的源极连接至PMOS输出晶体管MP3的栅极并且将它的漏极连接至NMOS输出晶体管MN3的栅极。另外，通过恒压源BP1偏置PMOS晶体管MP4的栅极。将NMOS晶体管MN4的源极连接至NMOS输出晶体管MN3的栅极并且将它的漏极连接至PMOS输出晶体管MP3的栅极。通过恒压源BN1偏置NMOS晶体管MN4的栅极。在正常操作中，通过恒压源BP1和BN1设置PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4的栅极电压值。因此，PMOS晶体管MP4和NMOS晶体管MN4用作基于这样设置的栅极电压值的浮动电流源。
将断开型开关SW5插入在输出端子OUT和PMOS晶体管MP1的栅极之间。将导通型开关SW6连接在输出端子OUT和PMOS晶体管MP2的栅极之间。将断断开型开关SW7连接在输入端子IN和PMOS晶体管MP2的栅极之间。将导通型开关SW8连接在输入端子IN和PMOS晶体管MP1的栅极之间。将相位补偿元件连接在NMOS输出晶体管MN3的栅极和漏极之间作为相位补偿器，在该相位补偿元件中零点引入电阻器R和电容器C被串行地连接。
在本实施例中，将构造有差分对和有源负载的差分放大器的输出中的一个连接至NMOS输出晶体管MN3的栅极，相位补偿元件被连接至该NMOS输出晶体管MN3的栅极。即，通过开关SW3和SW4将在NMOS晶体管MN1和PMOS晶体管MP1的漏极之间的连接点或者在NMOS晶体管MN2和PMOS晶体管MP2的漏极之间的连接点连接至NMOS输出晶体管MN3的栅极。
在图2中所示的根据本实施例的运算放大器200中，开关SW1至SW8以一个与另一个互锁的方式互锁并且被同时驱动。控制开关SW5和SW6从而运算放大器100用作负反馈放大器。即，公共地相互连接运算放大器100的反转输入端子和输出端子OUT以提供反馈。
由PMOS晶体管MP1和MP2构成的差分级响应于约VSS至VDD-1V的输入电压范围而操作。注意输入级在概念上与图1中所示的开关操作和晶体管操作相同，不同之处在于输入级中的晶体管的极性被颠倒。因此，将不会对输入级作更多的解释。
另外，输出级的构造和操作仅在相位补偿元件的连接方面与运算放大器100的不同，并且其余的构造和操作与运算放大器100的完全相同。而在运算放大器100中，将相位补偿元件连接在PMOS输出晶体管MP3的栅极和漏极之间，将相位补偿元件连接在运算放大器200中的NMOS输出晶体管MN3的栅极和漏极之间。通过采用如上所述的构造，仅负极性运算放大器200中的上升和下降斜率是对称的。如果在PMOS输出晶体管MP3的栅极和漏极之间以及在NMOS输出晶体管MN3的栅极和漏极之间设置相位补偿元件，如上述传统示例的文献中所示，斜率不是对称的。
同样也在运算放大器200中，通过操作开关相对于无效输出电压值Vin对称地输出输出电压Vo，如上通过参考运算放大器100而说明的。因此，通过对开关SW1至SW8在两种状态，即，状态A和B之间进行切换，偏移电压被平均化，可以说在空间上平均化。结果，偏移电压减少到零并从而已经获得了偏移消除。
现在，通过参考图3和4，将会解释在实际电子电路中用于具体化开关的电路的示例。图3是示出导通型开关(图3B)和断开型开关(图3C和3D)的构造的电路图。另外，图4是示出切换型开关的构造的电路图。注意导通型开关具有两个端子，当控制信号处于低水平时它进入打开状态，并且当控制信号处于高水平时进入闭合状态。注意断开型开关具有两个端子，当控制信号处于高水平时它进入打开状态，并且当控制信号处于低水平时它进入闭合状态。
如图3A中所示的开关，能够使用图3B中所示的断开型开关或者图3C中所示的导通型开关。图3B中所示的断开型开关构造有NMOS晶体管MN11。NMOS晶体管MN11的栅极用作开关的控制端子，它的源极用作开关的第一端子，并且它的漏极用作开关的第二端子。通过栅极控制开关接通/切断。当输入至栅极的控制信号处于高水平时，源极和栅极彼此导通。当控制信号处于低水平时，源极和栅极彼此断开。即，如果开关构造有NMOS晶体管，当栅极处于高水平时接通开关并且当栅极处于低水平时切断开关。
图3C中所示的断开型开关构造有PMOS晶体管MP11。PMOS晶体管MP11的栅极用作开关的控制端子，它的源极用作开关的第一端子，以及它的漏极用作开关的第二端子。通过栅极控制开关接通/切断。当输入至栅极的控制信号处于高水平时，源极和栅极彼此断开。当选通信号STB处于低水平时，源极和栅极彼此导通。即，如果开关构造有PMOS晶体管，当栅极处于低水平时接通开关并且当栅极处于高水平时切断开关。
如图3D中所示，具有通过组合N和P型MOS晶体管构造的电路的开关可以用作导通型开关。图3D中所示的导通型开关构造有NMOS晶体管MN12、PMOS晶体管MP12以及反相器10。以下述方式构造导通型开关，即，相互连接NMOS晶体管MN12和PMOS晶体管MP12的源极并且相互连接NMOS晶体管MN12和PMOS晶体管MP12的漏极。公共地相互连接的源极用作第一端子并且公共地相互连接的漏极用作第二端子。
将相反相位中的信号输入至每个栅极。即，将控制信号输入至PMOS晶体管MP12的栅极，而通过反相器10将相反相位的控制信号输入至NMOS晶体管MN12的栅极。当输入至栅极的控制信号处于高水平时，源极和栅极彼此导通。当控制信号处于低水平时，源极和栅极彼此断开。
即，当NMOS晶体管的栅极处于高水平时，通过反相器10将PMOS晶体管的栅极设置为低水平。因此，接通N和P型MOS晶体管，从而导致开关接通。相反地，当NMOS晶体管的栅极处于低水平时，通过反相器10将PMOS晶体管的栅极设置为高水平。因此，N和P型MOS晶体管切断，从而导致开关断开。
注意尽管在这里没有示出，具有通过组合NMOS和PMOS晶体管构造的电路的开关可以用作断开型开关。以下述方式构造断开型开关，即，相互连接NMOS和PMOS晶体管的源极并且相互连接NMOS和PMOS晶体管的漏极。公共地相互连接的源极用作第一端子和公共地相互连接的漏极用作第二端子。另外，将控制信号输入至PMOS晶体管的栅极，而通过反相器将控制信号输入至NMOS晶体管的栅极。
如图4A中所示的和利用图1和图2中所示的运算放大器的LCD驱动器中使用的切换型开关，能够使用图4B、4C和4D中所示的开关构造中的一个。图4B中所示的切换型开关构造有两个NMOS晶体管MN21和MN22以及反相器10。以下述方式构造切换型开关，即：公共地相互连接NMOS晶体管MN21和MN22的源极，并且此公共连接点用作公共端子。NMOS晶体管MN21的漏极用作断开侧端子，并且NMOS晶体管MN22的漏极用作导通侧端子。另外，将控制信号输入至NMOS晶体管MN22的栅极，而通过反相器10将控制信号输入至NMOS晶体管MN21的栅极。换言之，将极性彼此相反的的控制信号输入至NMOS晶体管MN21和MN22的栅极。因此，当输入控制信号处于高水平时，导通侧端子和公共端子彼此导通，并且，当控制信号处于低水平时，断开侧端子和公共端子彼此导通。
另外，图4C中所示的切换型开关构造有两个PMOS晶体管MP21和MP22以及反相器10。以下述方式构造切换型开关，即：公共地相互连接PMOS晶体管MP21和MP22的源极，并且此公共连接点用作公共端子。PMOS晶体管MP21的漏极用作断开侧端子，并且PMOS晶体管MP22的漏极用作导通侧端子。另外，将控制信号输入PMOS晶体管MP22的栅极，而通过反相器10将控制信号输入PMOS晶体管MP21的栅极。换言之，相位彼此相反的控制信号被输入至PMOS晶体管MP21和MP22的栅极。因此，当输入控制信号处于高水平时，导通侧端子和公共端子彼此导通，并且，当选通信号STB处于低水平时，断开侧端子和公共端子彼此导通。
如图4D中所示，具有通过组合N和P型MOS晶体管构造的两个电路的开关可以用作切换型开关。图4D中所示的切换型开关构造有NMOS晶体管MN23和MN24以及PMOS晶体管MP23和MP24。以下述方式构造切换型开关，即：公共地相互连接PMOS晶体管MP23和NMOS晶体管MN23的源极，并且将此公共连接点连接至公共端子。另外，公共地相互连接PMOS晶体管MP24和NMOS晶体管MN24的源极，并且将此公共连接点连接至公共端子。
相互连接NMOS晶体管MN23和PMOS晶体管MP23的漏极并且将其用作断开侧端子。同样地，相互连接NMOS晶体管MN24和PMOS晶体管MP24的漏极并且将其用作导通侧端子。另外，将控制信号输入至NMOS晶体管MN24和PMOS晶体管MP23的栅极，而通过反相器10将控制信号输入至NMOS晶体管MN23和PMOS晶体管MP24的栅极。因此，当输入控制信号处于高水平时，导通侧端子和公共端子彼此导通，并且，当控制信号处于低水平时，断开侧端子和公共端子彼此导通。
虽然在图3和图4中已经示出了具有不同构造的开关，但是能够根据开关被连接至的节点的电压变化范围选择性地使用这些开关，目的是为了减少开关中产生的电阻。例如，如果节点的电压在正电源VDD的电压的附近(例如，在超出负电源VSS和正电源VDD的电压差的一半的正电源VDD的电压附近的电压范围内)变化，那么使用图3C和4C中所示的构造有PMOS晶体管的开关。在本实施例中，因为负电源VSS处于接地电势，所以施加于这些开关的电压大于VDD/2。
如果节点的电压在负电源VSS的电压的附近(例如，在超出负电源VSS与正电源VDD之间的电压差的一半的负电源VSS的电压附近的电压范围内)变化，那么使用图3B和4B中所示的构造有NMOS晶体管的开关。此外，如果节点的电压从负电源VSS(GND)的电压至正电源VDD的电压的较宽的范围内变化，那么使用具有通过组合图3D和4D中所示的NMOS和PMOS晶体管构造的电路的开关。
图5是示出LCD驱动器构造的电路图，其中，图1中所示的运算放大器100被用作正侧(VDD/2至VDD)放大器AMP1并且图2中所示的运算放大器200被用作负侧(VSS至VDD/2)放大器AMP2。放大器100和200的各输出设置有选择器开关CSW1和CSW2从而能够将信号输出至奇数编号的输出(Vout_odd)或者偶数编号的输出(Vout_even)。因此，能够将正侧电压或者负侧电压输出至输出，而不管该输出是奇数编号的输出还是偶数编号的输出。
在图5中所示的LCD驱动器中，需要从VSS(GND)至VDD的整个输入电压范围内操作选择器开关CSW1和CSW2。因此，作为选择器开关CSW1和CSW2，使用如图4D中所示地构造的切换型开关。另一方面，在小于正电源VDD的电压大约1至2V的电势处操作图1中所示的开关SW1至SW4。因此，作为图1中所示的运算放大器100的开关SW1，例如，使用图3C中所示的使用PMOS晶体管的开关。
另外，在高于负电源VSS(GND)的电压大约1至2V的电势处操作图2中所示的开关SW1至SW4。因此，作为运算放大器200的开关SW1，使用图3B中所示的使用PMOS晶体管的开关。
注意根据本实施例的运算放大器还能给用作为LCD模块的伽马放大器(用于灰阶电源的放大器)。在此种情况下，图1中所示的运算放大器100被用作涵盖正电势的伽马放大器并且图2中所示的运算放大器200被用作涵盖负电势的伽马放大器。因此，在使用这些运算放大器作为输出放大器的情况下，能够获得偏移消除。
如前面所述，根据本发明的运算放大器是正侧或者负侧运算放大器，其输出级被构造用于AB类放大。使用运算放大器，能够以时间平均的方式最容易地消除偏移电压(空间上的偏移消除)。通过将此种运算放大器应用于LCD驱动器，能够显著地改善被称为依赖于运算放大器的偏移电压的“偏差”的特性。此外，作为已经被构造用于AB类放大的输出级的结果，运算放大器能够满足用于所谓的2H反转驱动的要求。另外，作为已经设计相位补偿元件的插入位置的结果，能够确保上升和下降波形的对称。
此外，同样也在使用根据本发明的运算放大器作为伽马放大器的情况下，运算放大器在提供方向和在吸收方向上具有驱动能力。因此，以时间平均的方式能够消除偏移电压(空间上的偏移消除)。
根据本发明的运算放大器尤其适用于在视频领域中使用的LCD驱动器的输出放大器，或者确定伽马校正的伽马放大器(用于灰阶电源的放大器)。这些运算放大器要求用具有尽可能小的偏移电压的电路形成，因此，需要通过某些方法获得偏移消除。因此，在本发明中，通过在配备有偏移消除电路的传统运算放大器中的发明，使用简单的电路构造已经获得了具有AB类输出级的运算放大器。另外，通过采用本发明的运算放大器作为LCD驱动器系统的输出放大器，现在能够满足用于参考最近流行的被称为2H反转驱动的驱动方法的要求。

Claims (14)

1.一种运算放大器，包括：
第一输出晶体管和第二输出晶体管，所述第一输出晶体管和第二输出晶体管串行连接在第一电源和第二电源之间；
输出端子，所述输出端子连接至所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管之间的节点；
相位补偿元件，所述相位补偿元件被设置在所述第一输出晶体管的栅极和所述输出端子之间或者在所述第二输出晶体管的栅极和所述输出端子之间；以及，
浮动电流源，所述浮动电流源连接在所述第一输出晶体管的栅极和所述第二输出晶体管的栅极之间。
2.根据权利要求1所述的运算放大器，其中，
偏置所述第一输出晶体管的栅极和所述第二输出晶体管的栅极，以使得包括所述第一输出晶体管、所述第二输出晶体管、所述相位补偿元件以及所述浮动电流源在内的电路执行AB类输出操作。
3.根据权利要求1所述的运算放大器，其中，所述浮动电流源包括：
第三晶体管，所述第三晶体管的源极和漏极中的一个连接至所述第一输出晶体管的栅极，并且所述第三晶体管的源极和漏极中的另一个连接至所述第二输出晶体管的栅极；
第四晶体管，所述第四晶体管的源极和漏极中的一个连接至所述第一输出晶体管的栅极，并且所述第四晶体管的源极和漏极中的另一个连接至所述第二输出晶体管的栅极；
第一恒压源，用于偏置所述第三晶体管的栅极；以及，
第二恒压源，用于偏置所述第四晶体管的栅极。
4.根据权利要求1所述的运算放大器，进一步包括：
第一恒流源，所述第一恒流源连接在所述第一输出晶体管的栅极和所述第一电源之间；以及，
第二恒流源，所述第二恒流源连接在所述第二输出晶体管的栅极和所述第二电源之间。
5.根据权利要求4所述的运算放大器，其中，
所述第一恒流源和所述第二恒流源的电流值基本相同。
6.根据权利要求1所述的运算放大器，进一步包括：
第五晶体管和第六晶体管，所述第五晶体管和第六晶体管构成差分对；
第三恒流源，所述第三恒流源连接至将所述第五晶体管和所述第六晶体管的源极所公共地连接到的一公共连接点以及连接至所述第二电源，以使得偏置所述差分对；以及，
第七晶体管和第八晶体管，所述第七晶体管和第八晶体管构成电流镜并用作所述差分对的有源负载；
其中，所述第七晶体管和所述第八晶体管的源极所公共连接到的一公共连接点被连接至所述第一电源，所述第七晶体管和所述第八晶体管的栅极彼此公共地连接，以及，来自于所述差分对和所述有源负载之间的连接点的、由所述差分对和所述有源负载所构成的差分放大器的各输出中的一个被连接至与所述相位补偿元件相连接的、所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管的各栅极中的一个。
7.根据权利要求6所述的运算放大器，进一步包括：
第一开关，所述第一开关被插入在所述第七晶体管的栅极和漏极之间；
第二开关，所述第二开关被插入在所述第八晶体管的栅极和漏极之间；
第三开关，所述第三开关被连接在所述第七晶体管的漏极和所述第一输出晶体管的栅极之间；
第四开关，所述第四开关被连接在所述第八晶体管的漏极和所述第一输出晶体管的栅极之间；
第五开关，所述第五开关被连接在所述输出端子和所述第五晶体管的栅极之间；
第六开关，所述第六开关被连接在所述输出端子和所述第六晶体管的栅极之间；
第七开关，所述第七开关被连接在输入端子和所述第七晶体管的栅极之间；
第八开关，所述第八开关被连接在所述输入端子和所述第八晶体管的栅极之间；
其中，以彼此关联的方式来控制所有的所述第一至第八开关。
8.根据权利要求7所述的运算放大器，其中，
由所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关和所述第七开关所构成的第一开关组以及由所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关和所述第八开关所构成的第二开关组交替地被接通以建立连接。
9.根据权利要求1所述的运算放大器，其中，
所述相位补偿元件具有将零点引入的电阻器和电容器串行连接的构造。
10.根据权利要求1所述的运算放大器，其中，
所述运算放大器配备有正侧专用偏移消除电路。
11.根据权利要求1所述的运算放大器，其中，
所述运算放大器配备有负侧专用偏移消除电路。
12.一种驱动电路，包括：
作为正侧输出放大器的根据权利要求10所述的运算放大器；和
作为负侧输出放大器的根据权利要求11所述的运算放大器。
13.一种驱动电路，包括：
作为正侧伽马放大器的根据权利要求10所述的运算放大器；和
作为负侧伽马放大器的根据权利要求11所述的运算放大器。
14.一种用于驱动液晶显示装置的驱动方法，所述液晶显示装置具有分别由多条信号线来提供显示信号的多个像素，其中，
利用根据权利要求1至11中的任何一项所述的运算放大器作为液晶驱动电路的输出驱动放大器，来将所述显示信号提供至所述信号线，从而驱动所述多个像素。
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