CN101404499B - 一种基于神经mos管的新型反相器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于神经MOS管的新型反相器，由一个神经MOS管和一个极性相反的CMOS管组成，神经MOS管包括N型神经MOS管和P型神经MOS管，CMOS管包括N型CMOS管和P型CMOS管，神经MOS管的栅极与CMOS管的栅极连接并与电压输入端连接，神经MOS管的多个输入栅作为电压控制端与控制电压输入端连接，P型CMOS管或P型神经MOS管的漏极与电源电压连接，N型CMOS管或N型神经MOS管的源极接地，P型CMOS管或P型神经MOS管的源极与N型神经MOS管或N型CMOS管的漏极连接并与电压输出端连接，优点是用一个常规CMOS管替代了互补型神经MOS管反相器中的一个神经MOS管，不但可降低功耗，而且可减少阈值损失，本发明的反相器与其它的相同功能的反相器比较，节省功耗46％以上。

Description

一种基于神经MOS管的新型反相器

技术领域

本发明涉及一种反相器，尤其是涉及一种基于神经MOS管的新型反相器。 

背景技术

反相器是数字电路设计的重要器件，也是逻辑运算中组成最基本完备集(与、或、非)的要素之一。传统CMOS反相器是由一对PMOS和NMOS管组成，在正常工作情况下，PMOS和NMOS管处于两种组合开关状态，实现逻辑1与逻辑0的转换。CMOS反相器是数字电路中最常用的器件，具有以下两个优点：1、功耗低(静态功耗为零，除了泄露电流引起的功耗外，其它功耗都可以忽略)；2、电压传输特性接近理想(输出电压完全在0到V_dd之间跳变，且过度区十分陡峭)。但在同一个电路中，不具备阈值控制功能，不同CMOS反相器的阈值难以改变。 

随着芯片集成度提高、运行速度加快，导致芯片面积增大、连接复杂性提高、互连线所占面积增大、互连线延迟以及互连线产生的其它寄生效应(如串扰)等问题。因此在电路设计时，不但要考虑提高芯片的可靠性，而且要考虑提高信息密度，以减小芯片面积、降低互连线的复杂性。多值逻辑电路不仅能增加单线携带信息的能力，提高数字电路的信息密度，而且可以减少芯片引线数。传统多值电路的阈值设置是通过多级离子注入技术实现，这不但增加了工艺的复杂性，提高了电路的成本，而且在同一电路中无法实现阈值控制功能，严重阻碍了多值逻辑电路实用化进程。 

新近出现的神经MOS管不但具有多输入栅加权信号控制及浮栅上的电容耦合效应等特性，而且具有将数据保存在浮栅的功能。因此可以利用神经MOS管取代多值逻辑中复杂阈值操作的CMOS管，实现电路的阈值控制。 

神经MOS管是一种具有高功能度的MOS管，它具有多个输入栅极和一个浮栅极，能够对各栅极输入信号加权求和，且能用计算得到的加权结果去控制MOS管的“开”和“关”。由于其功能十分类似于生物学上的神经元，因此称之为“神经MOS管”，亦简称为 “neuMOS”或“vMOS”。神经MOS管可分为神经NMOS管和神经PMOS管。以神经NMOS管为例。神经NMOS管的基本结构及其符号表示如图1(a)和图1(b)所示。G₁、G₂、…、G_n为神经MOS管输入栅，D为漏极，S为源极，B_n为衬底。 

神经NMOS管输入栅G_i(i＝1～n)与浮栅通过电容耦合，实现电压传输。浮栅上的电势V_FGn由下式决定： 

$V_{\mathrm{FGn}}=(\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i{V}_i+Q_{\mathrm{FGn}})/C_T---\left(1\right)$

其中，  $C_T=C_0+\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i$ (C₀是浮栅和衬底之间的电容，其值较小，具体计算时可忽略)，C_i(i＝1～n)是浮栅和第i个输入栅之间的电容，V_i(i＝1～n)是浮栅和第i个输入栅之间的电压，Q_FGn是浮栅中的净电荷(一般情况下，Q_FGn可作为零来处理)。如果以V_TN表示神经NMOS管以浮栅作为输入端时的开启电压，则神经NMOS管的导通条件是V_FGn>V_TN，即： 

$\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i{V}_i/C_T>V_{\mathrm{TN}}---\left(2\right)$

根据神经NMOS管工作状态的不同，其电流-电压特性应分阶段描述：饱和电流-电压方程为： 

$I_{d_{\mathrm{ss}}}=\frac{{\mathrm{\μ}}_n\·C_{\mathrm{ox}}}{2}\·\frac{W}{L}\·{(V_{\mathrm{FGn}}-V_{\mathrm{TN}})}^2$

$=\frac{k_n}{2}\·{(V_{\mathrm{FGn}}-V_{\mathrm{TN}})}^2$

$=\frac{k_n}{2}\·{(\frac{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i{V}_i}{C_T}-V_{\mathrm{TN}})}^2---\left(3\right)$

线性电流-电压方程为： 

$I_{d_{\mathrm{sl}}}=\frac{{\mathrm{\μ}}_n\·C_{\mathrm{ox}}}{2}\·\frac{W}{L}[2\·(V_{\mathrm{FGn}}-V_{\mathrm{TN}})\·V_{\mathrm{DS}}-{V_{\mathrm{DS}}}^2]$

$=\frac{k_n}{2}\·[2\·(V_{\mathrm{FGn}}-V_{\mathrm{TN}})\·V_{\mathrm{DS}}-{V_{\mathrm{DS}}}^2]$

$=k_n\·[(\frac{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i{V}_i}{C_T}-V_{\mathrm{TN}})\·V_{\mathrm{DS}}-2{V_{\mathrm{DS}}}^2]---\left(4\right)$

其中μ_n为神经NMOS管表面电子迁移率，C_ox为单位面积的输入栅氧化电容，k_n为神经NMOS管的跨导系数，V_DS为神经NMOS管漏源电压，W为神经NMOS管沟道的宽度， L为神经NMOS管沟道的长度。 

现有的神经MOS管反相器大致包括电阻型神经MOS管反相器和互补型神经MOS管反相器(CvMOS)，其特点如下： 

电阻型神经MOS管反相器电路如图2(a)所示。由于该电路采用了神经MOS管，其开启电压可以通过输入栅电压进行调节。当输入信号加权和大于神经MOS管开启电压时，反相器输出为低电平；当输入信号加权和小于神经MOS管开启电压时，输出为高电平。电阻型神经MOS反相器虽然具有阈值可调特性，但是它包含被动元件(电阻)，功耗较大。 

互补型神经MOS管反相器的基本电路结构如图2(b)所示，它由两个极性相反的神经MOS管组成。其中V_th是反相器的阈值电压，由下式决定： 

$V_{\mathrm{th}}=\frac{C_T}{C_1}(V_{\mathrm{TN}}-\frac{C_0}{C_T}{V}_{\mathrm{dd}})-\frac{C_2}{C_1}{V}_2-\frac{C_3}{C_1}{V}_3-...-\frac{C_n}{C_1}{V}_n---\left(5\right)$

由式(5)可以发现，在电容和V_TN不变的情况下，反相器的阈值随着控制电压增大而减少。互补型神经MOS管反相器本质上是采用电压模式的加权和实现，所以没有直流电流，功耗很低。但是当输入电压低于阈值电压时，反相器输出会产生较大的阈值损失，甚至会导致逻辑错误。 

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种具有阈值可控、功耗低和较少的阈值损失的基于神经MOS管的新型反相器。 

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案为：一种基于神经MOS管的新型反相器，由一个神经MOS管和一个极性相反的CMOS管组成，所述的神经MOS管包括N型神经MOS管和P型神经MOS管，所述的CMOS管包括N型CMOS管和P型CMOS管，所述的神经MOS管的栅极与所述的CMOS管的栅极连接并与电压输入端连接，所述的神经MOS管的多个输入栅作为电压控制端分别与各自的控制电压连接，并通过加权求和得到多个输入栅的等效控制电压，所述的P型CMOS管或所述的P型神经MOS管的漏极与电源电压连接，所述的N型CMOS管或所述的N型神经MOS管的源极接地，所述的P型CMOS管或所述的P型神经MOS管的源极与所述的N型神经MOS管或所述的N型CMOS管的漏极连接并与电压输出端连接。 

与现有技术相比，本发明的优点在于利用一个神经MOS管和一个常规MOS器件实现 反相器的阈值控制功能，通过参数分析和PSPICE模拟证明所设计的电路具有正确的逻辑功能。输入电压V_in连接到神经NMOS管和PMOS的栅极上，直接驱动两个晶体管，而V_c为多个输入栅的等效电压，P型CMOS管或P型神经MOS管的漏极与电源电压连接，N型CMOS管或N型神经MOS管的源极接地，P型CMOS管或P型神经MOS管的源极与N型神经MOS管或N型CMOS管的漏极连接并与电压输出端连接，这样不但实现反相器漏源结反偏，而且两个器件的源衬电压均为零，避免了衬底偏置效应。 

根据图7所示的反相器电压传输特性曲线，以图5所示的基于神经NMOS管的新型反相器为例，估算其基本参数：V_TH、V_IH、V_IL： 

当输入电压和输出电压相等时(如图7中的B点)，其值与反相器的阈值电压V_TH相同。此时两个晶体管都应该处于饱和状态，V_TN表示神经NMOS管以浮栅作为输入端时的开启电压，V_TP表示PMOS管开启电压，k_n为神经NMOS管的跨导系数，k_p为PMOS管的跨导系数，故根据KCL方程，可以写出： 

$\frac{k_n}{2}\·{(\frac{C_1\·V_{\mathrm{in}}+C_2\·V_c}{C_1+C_2}-V_{\mathrm{TN}})}^2=\frac{k_p}{2}\·{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{dd}}-V_{\mathrm{TP}})}^2---\left(6\right)$

考虑电路的实际工作特点，可推导得到： 

$\frac{C_1\·V_{\mathrm{in}}+C_2\·V_c}{C_1+C_2}+\sqrt{\frac{k_p}{k_n}}\·V_{\mathrm{in}}=V_{\mathrm{TN}}+\sqrt{\frac{k_p}{k_n}}\·(V_{\mathrm{dd}}+V_{\mathrm{TP}})---\left(7\right)$

因为V_in＝VTH，所以反相器的阈值电压V_TH可表示为： 

$V_{\mathrm{TH}}=\frac{V_{\mathrm{TN}}-q_2\·V_c+\sqrt{\frac{1}{k_R}}\·(V_{\mathrm{dd}}+V_{\mathrm{TP}})}{q_1+\sqrt{\frac{1}{k_R}}}---\left(8\right)$

其中，跨导比例系数k_R为：  $k_R=\frac{k_n}{k_p},$ 电容比例系数q₁，q₂为：  $q_1=\frac{C_1}{C_1+C_2},$ $q_2=\frac{C_2}{C_1+C_2}.$

由式(8)可得，V_TH是关于V_c的一次函数，可以通过改变V_c控制V_TH。 

当V_in＝V_IL时(如图7中的C点)，曲线斜率等于-1。在这种情况下，vNMOS晶体管工作在饱和区，PMOS晶体管工作在线性区，V_out＝V_DS＝0。根据KCL方程，结合式(3)，可以得到方程： 

$\frac{k_n}{2}\·{(\frac{C_1\·V_{\mathrm{in}}+C_2\·V_c}{C_1+C_2}-V_{\mathrm{TN}})}^2=\frac{k_p}{2}\·[2\·(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{dd}}-V_{\mathrm{TP}})\·(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{dd}})-{(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{dd}})}^2]---\left(9\right)$

式(9)满足隐函数求导定理，对其两边求导可得： 

$\frac{C_1\·k_n}{C_1+C_2}\·(\frac{C_1\·V_{\mathrm{in}}+C_2\·V_c}{C_1+C_2}-V_{\mathrm{TN}})$

$=k_p\·[(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{dd}}-V_{\mathrm{TP}})\·\left(\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{out}}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{in}}}\right)+(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{dd}})-(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{dd}})\·\left(\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{out}}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{in}}}\right)]---\left(10\right)$

把V_in＝V_IL、V_out＝0和  $\left(\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{out}}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{in}}}\right)=-1$ 代入式(10)，得到： 

$\frac{C_1\·k_n}{C_1+C_2}\·(\frac{C_1\·V_{\mathrm{IL}}+C_2\·V_c}{C_1+C_2}-V_{\mathrm{TN}})=k_p\·(V_{\mathrm{TP}}-V_{\mathrm{dd}}-V_{\mathrm{IL}})---\left(11\right)$

由式(11)可求出V_IL关于V_c的函数： 

$V_{\mathrm{IL}}=\frac{V_{\mathrm{TP}}-V_{\mathrm{dd}}+q_1{k}_R(V_{\mathrm{TN}}-q_2{V}_c)}{1+{q_1}^2{k}_R}---\left(12\right)$

由式(12)可知，V_IL也是关于V_c的一次函数，同样可以通过改变V_c控制V_IL。 

当V_in＝V_IH时(如图7中的A点)，曲线斜率也等于-1。vNMOS管工作在线性区，PMOS管工作在饱和区，V_out＝V_DS＝V_dd。根据KCL方程，结合式(4)可以得到： 

$\frac{k_n}{2}\·[2\·(\frac{C_1\·V_{\mathrm{in}}+C_2\·V_c}{C_1+C_2}-V_{\mathrm{TN}})\·V_{\mathrm{out}}-{V_{\mathrm{out}}}^2]=\frac{k_p}{2}\·{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{dd}}-V_{\mathrm{TP}})}^2---\left(13\right)$

式(13)满足隐函数求导定理，对其两边求导可得： 

$k_n\·[\frac{C_1}{C_1+C_2}\·V_{\mathrm{out}}+(\frac{C_1\·V_{\mathrm{in}}+C_2\·V_c}{C_1+C_2}-V_{\mathrm{TN}})\·\left(\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{out}}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{in}}}\right)-V_{\mathrm{out}}\·\left(\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{out}}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{in}}}\right)]=k_p\·(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{dd}}-V_{\mathrm{TP}})---\left(14\right)$

把V_in＝V_IH、V_out＝V_dd和  $\left(\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{out}}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{in}}}\right)=-1$ 代入式(14)，得到： 

$k_n\·[\frac{C_1}{C_1+C_2}\·V_{\mathrm{dd}}+(V_{\mathrm{TN}}-\frac{C_1\·C_{\mathrm{IH}}+C_2\·V_c}{C_1+C_2})+V_{\mathrm{dd}}]=k_p\·(V_{\mathrm{IH}}-V_{\mathrm{dd}}-V_{\mathrm{TP}})---\left(15\right)$

求出V_IH关于V_c的函数： 

$V_{\mathrm{IH}}=\frac{(1+k_R+q_1{k}_R)\·V_{\mathrm{dd}}+V_{\mathrm{TP}}+k_R(q_2{V}_c+V_{\mathrm{TN}})}{1+q_1{k}_R}---\left(16\right)$

由式(16)可得，V_IH也是关于V_c的一次函数，同样可以通过V_c控制V_IH。 

同样可以估算基于神经PMOS管的新型CN-vPMOS反相器的参数。由估算可知新型神经MOS管的基本参数V_TH、V_IL、V_IH均可通过V_c控制。 

在PSPICE9.0环境下，采用0.25μm CMOS工艺，对本发明新型神经MOS管反相 器进行模拟。图8给出了模拟波形，其中V_in为反相器的输入电压，V_c为反相器的控制电压，V_out为反相器的输出电压。在0.25μm CMOS工艺，主要模拟参数为V_TN＝0.4238252V、V_TP＝-0.5536085V、k_n＝2.501048×10^-4、k_p＝5.194153×10^-5。 

若分别取V_c＝2.2V、1.0V、0.2V，由公式(8)可计算得到反相器的阈值分别为0.5V、1.2V、1.6V。分析图8，其阈值应为反相器输出发生变化点所对应的V_in电压值，如a、b点所对应的V_in电压值为V_c＝2.2V时的阈值，约为0.5V；c、d点所对应的V_in电压值为V_c＝1.0V时的阈值，约为1.2V；e、f点所对应的V_in电压值为V_c＝0.2V时的阈值，约为1.6V。实验和估算证明了所设计电路逻辑功能和控制功能的正确性。 

图9给出了新型神经MOS管反相器与其它反相器的性能对照表。 

从对照表中可以明显的看到，本发明的反相器与其它的相同功能的反相器比较，节省功耗46％以上。 

由于本发明的新型神经MOS管反相器用一个常规CMOS管替代了互补型神经MOS管反相器中的一个神经MOS管，因此不但可降低功耗，而且可减少阈值损失。实验和分析进一步证明了所设计的电路结构简单、阈值可控、功耗低等特点。将此新型神经MOS管反相器应用于多值逻辑电路中，将会有力的推动多值逻辑电路的实用化进程。 

附图说明

图1为神经NMOS管的结构示意图； 

图2为神经NMOS管的符号示意图； 

图3为电阻型神经MOS管反相器的结构示意图； 

图4为互补型神经MOS管反相器的结构示意图； 

图5为本发明基于神经NMOS管反相器的结构示意图； 

图6为本发明基于神经PMOS管反相器的结构示意图； 

图7为本发明基于神经NMOS管反相器的电压传输特性曲线图； 

图8为本发明基于神经NMOS管反相器的输出波形图； 

图9为本发明的反相器与其它的反相器的性能对照表。 

具体实施方式

以下结合附图实施例对本发明作进一步详细描述。

实施例一：如图5所示，一种基于N型神经MOS管的新型反相器，由一个N型神经MOS管和一个极性相反的P型CMOS管组成，N型神经MOS管的栅极与P型CMOS管的栅极连接并与电压输入端V_in连接，N型神经MOS管的多个输入栅作为电压控制端与控制电压V_c连接，P型CMOS管的漏极与电源电压连接，N型神经MOS管的源极接地，P型CMOS管的源极与N型神经MOS管的漏极连接并与电压输出端V_out连接。 

实施例二：如图6所示，一种基于P型神经MOS管的新型反相器，由一个P型神经MOS管和一个极性相反的N型CMOS管组成，P型神经MOS管的栅极与N型CMOS管的栅极连接并与电压输入端V_in连接，P型神经MOS管的多个输入栅作为电压控制端与控制电压V_c连接，P型神经MOS管的漏极与电源电压连接，N型CMOS管的源极接地，P型神经MOS管的源极与N型CMOS管的漏极连接并与电压输出端V_out连接。

Claims (1)

1.一种基于神经MOS管的新型反相器，其特征在于由一个神经MOS管和一个极性相反的CMOS管组成，所述的神经MOS管包括N型神经MOS管和P型神经MOS管，所述的CMOS管包括N型CMOS管和P型CMOS管，所述的神经MOS管的栅极与所述的CMOS管的栅极连接并与电压输入端连接，所述的神经MOS管的多个输入栅作为电压控制端分别与各自的控制电压连接，并通过加权求和得到多个输入栅的等效控制电压，所述的P型CMOS管或所述的P型神经MOS管的漏极与电源电压连接，所述的N型CMOS管或所述的N型神经MOS管的源极接地，所述的P型CMOS管或所述的P型神经MOS管的源极与所述的N型神经MOS管或所述的N型CMOS管的漏极连接并与电压输出端连接。

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