CN101355312A

CN101355312A - Ac-dc变换器

Info

Publication number: CN101355312A
Application number: CNA2008101358259A
Authority: CN
Inventors: 臼井浩
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2007-07-23
Filing date: 2008-07-15
Publication date: 2009-01-28
Anticipated expiration: 2028-07-15
Also published as: US7719240B2; CN101355312B; JP2009027886A; US20090027930A1

Abstract

本发明提供一种AC－DC变换器，其可以从工业电源的一般插座取得电力，并且是可以应对更高的峰值功率的廉价的AC－DC变换器。该AC－DC变换器具备：对从电流电源(AC)供给的交流进行整流的整流器(DB)；与整流器的输出侧相连，改善功率因数的功率因数改善电路(11)；将从功率因数改善电路输出的电压变换为其它电压，并且将功率或电流限制为预定值来进行输出的DC－DC变换器(12)；积蓄能量的电容器；一个输入输出端子与DC－DC变换器的输出端子相连，另一个输入输出端子与电容器相连，双向地进行电力变换的双向DC－DC变换器(13)。

Description

AC-DC变换器

技术领域

本发明涉及将交流变换为直流来输出的AC-DC变换器，尤其涉及使输出峰值功率时的输入电流降低的技术。

背景技术

图11是表示现有AC-DC变换器的结构的图。AC-DC变换器具有：由二极管桥构成的整流器DB、有源型功率因数改善电路(PFC)11、输入电容器Cin以及DC-DC变换器(D/D)12。现有的AC-DC变换器如下这样进行动作。

即，整流器DB对从工业电源AC供给的AC85～265V进行全波整流，然后输出至功率因数改善电路11。功率因数改善电路11，一般若是全世界通用的，则将整流器DB的输出电压升压至DC380V。由此，与功率因数改善电路11的输出相连的DC-DC变换器12的输入电容器Cin的电压Vc成为DC380V。同时，功率因数改善电路11使输入电流波形随动于输入电压波形来改善功率因数。

DC-DC变换器12输入从功率因数改善电路11经由输入电容器Cin送来的直流电压Vc，将其变换为其它直流电压。将通过DC-DC变换器12变换而得到的直流电压作为输出电压Vo，从输出端子+Tout以及-Tout提供给负载(未图示)。

在上述现有的AC-DC变换器中，假定功率因数改善电路11的变换效率为95％、DC-DC变换器12的变换效率为90％，则AC-DC变换器的整体的变换效率为85.5％。可以从工业电源AC的一般插座取出的最大电流值是15A，因此，为了将来自工业电源AC的输入电流抑制到15A以下，需要使输入AC100V时的最大输出功率在“100V×15A×85.5％＝1282.5W”以下。即，现有的AC-DC变换器无法应对消耗超过1282.5W的功率的设备。

例如，近年的高速打印机在打印时消耗较大功率，该消耗功率随着打印速度增高而变大。在这种高速打印机用的电源中，为了实现更高速的打印，而改善变换效率，进行了可以输出尽可能大的功率的尝试。

然而，变换效率的改善也存在限度，使可以取出的功率增大也达到了饱和状态。因此，为了打印机的进一步高速化，需要专用的工业插座的设置和从两个系统的工业电力线取出电力的设备，存在工时增加、并且AC-DC变换器变昂贵的问题。

【专利文献1】美国专利第5960207号

发明内容

本发明的目的是，提供可以从工业电源的一般插座取得电力，并且可以应对更高的峰值功率的廉价的AC-DC变换器。

为了解决上述问题，第一方式的发明的主旨在于，具备：对从交流电源供给的交流进行整流的整流器；与整流器的输出侧相连，改善功率因数的功率因数改善电路；将从功率因数改善电路输出的电压变换为其它电压，并且将功率或电流限制为预定值来输出的DC-DC变换器；积蓄能量的电容器；以及一个输入输出端子与DC-DC变换器的输出端子相连，另一个输入输出端子与电容器相连，双向地进行电力变换的双向DC-DC变换器。

另外，第二方式的发明的主旨在于，具备：对从交流电源供给的交流进行整流的整流器；与整流器的输出侧相连来改善功率因数，并且将功率或电流限制为预定值来输出的功率因数改善电路；将从功率因数改善电路输出的电压变换为其它电压的DC-DC变换器；积蓄能量的电容器；以及一个输入输出端子与DC-DC变换器的输出端子相连，另一个输入输出端子与电容器相连，双向地进行电力变换的双向DC-DC变换器。

另外，第三方式的发明的主旨在于，在第一方式的发明中，DC-DC变换器具有输出电压检测电路，其检测输出电压，通过使该检测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，来控制输出电压。

另外，第四方式的发明的主旨在于，在第二方式的发明中，功率因数改善电路具有输出电压检测电路，其检测输出电压，通过使该检测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，来控制输出电压。

另外，第五方式的发明的主旨在于，在第三方式的发明中，DC-DC变换器具有高速响应输出电压检测电路，其检测比通过输出电压检测电路所检测出的输出电压高规定值的电压，根据该检测结果进行反馈控制，由此控制输出电压。

另外，第六方式的发明的主旨在于，在第四方式的发明中，功率因数改善电路具有高速响应输出电压检测电路，其检测比通过输出电压检测电路所检测出的输出电压高规定值的电压，根据该检测结果进行反馈控制，由此控制输出电压。

另外，第七方式的发明的主旨在于，在第五或第六方式的发明中，通过输出电压检测电路所检测出的电压值最低，使检测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，通过高速响应输出电压检测电路检测出的电压值比通过输出电压检测电路检测出的电压值高，使检测结果比输出电压检测电路中的延迟更早地进行反馈控制。

另外，第八方式的发明的主旨在于，在第一至第七的任意一种方式的发明中，具备与DC-DC变换器的输出相连的电容器。

根据第一方式的发明，DC-DC变换器将从功率因数改善电路输出的电压变换为其它电压，并且将功率或电流限制为预定值来输出，因此可以从工业电源的一般插座取得电力，并且可以将电容器中积蓄的能量经由双向DC-DC变换器施加在DC-DC变换器的输出上，因此可以提供能够应对更高峰值功率的廉价的AC-DC变换器。

另外，根据第二方式的发明，功率因数改善电路将功率或电流限制为预定值后送给DC-DC变换器，因此可以从工业电源的一般插座取得电力，并且可以将电容器中积蓄的能量经由双向DC-DC变换器施加在DC-DC变换器的输出上，因此可以提供能够应对更高峰值功率的廉价的AC-DC变换器。

另外，根据第三方式的发明，DC-DC变换器检测输出电压，使该检测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，由此控制输出电压，因此在峰值负荷时以外可以从工业电源的一般插座取得电力，在峰值负荷时可以将积蓄在电容器中的能量提供给负载。

另外，根据第四方式的发明，功率因数改善电路检测输出电压，使该检测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，由此控制输出电压，因此在峰值负荷时以外可以从工业电源的一般插座取得电力，在峰值负荷时可以将积蓄在电容器中的能量提供给负载。

另外，根据第五方式的发明，DC-DC变换器检测比通过输出电压检测电路检测出的电压高规定值的电压，根据该检测结果进行反馈控制，由此控制输出电压，因此在负荷急剧减轻的情况下可以防止输出电压显著上升。

另外，根据第六方式的发明，功率因数改善电路检测比通过输出电压检测电路检测出的电压高规定值的电压，根据该检测结果进行反馈控制，由此控制输出电压，因此可以防止由于负荷的突变而发生的超调(overshot)。

附图说明

图1是表示本发明的实施例1的AC-DC变换器的结构的图。

图2是表示在本发明的实施例1的AC-DC变换器中使用的功率因数改善电路的详细结构的电路图。

图3是表示在本发明的实施例1的AC-DC变换器中使用的DC-DC变换器的主要部分的结构的电路图。

图4是表示本发明的实施例2的AC-DC变换器的结构的图。

图5是表示本发明的实施例3的AC-DC变换器的结构的图。

图6是表示本发明的实施例4的AC-DC变换器的结构的图。

图7是表示在本发明的实施例5的AC-DC变换器中使用的DC-DC变换器的详细结构的电路图。

图8是表示在本发明的实施例6的AC-DC变换器中使用的功率因数改善电路的详细结构的电路图。

图9是表示在本发明的实施例7的AC-DC变换器中使用的DC-DC变换器的详细结构的电路图。

图10是表示在本发明的实施例8的AC-DC变换器中使用的功率因数改善电路的详细结构的电路图。

图11是用于说明现有的AC-DC变换器的图。

符号说明

AC工业电源；DB整流器；11a、11b、11c功率因数改善电路；12、12a、12b、12c DC-DC变换器；13、13a、13b双向DC-DC变换器；Cin输入电容器；Co输出电容器；Cec平滑电容器；EDLC双电层电容器；+Tout、-Tout输出端子

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。

(实施例1)

图1是表示本发明的实施例1的AC-DC变换器的结构的图。此外，对于与图11所示的现有AC-DC变换器的结构要素相同的结构要素，赋予与图11所示符号相同的符号并省略说明。

本发明的实施例1的AC-DC变换器，在图11所示的现有的AC-DC变换器中追加了输出电容器Co、双向DC-DC变换器13、平滑电容器Cec以及双电层电容器EDLC，并且使用了功率因数改善电路11a和DC-DC变换器12a。

输出电容器Co连接在DC-DC变换器12a的输出端子间。输出电容器Co的两端与AC-DC变换器的输出端子+Tout以及-Tout相连，并且与双向DC-DC变换器13的一个输入输出端子(第1输入输出端子)相连。在双向DC-DC变换器13的另一个输入输出端子(第2输入输出端子)上并列地连接了平滑电容器Cec以及双电层电容器EDLC。根据所要求的耐压，将多个(例如8个)单体(cell)串联来构成双电层电容器EDLC。

从DC-DC变换器12a输出的输出电压Vo经由输出端子+Tout以及-Tout被提供给负载，并且被提供给双向DC-DC变换器13的第1输入输出端子。双向DC-DC变换器13具有与规定的电压变换比相对应的双向电力变换功能。即，双向DC-DC变换器13，当第1输入输出端子的电压比考虑了规定的电压变换比的第2输入输出端子的电压高时，将提供给第1输入输出端子的输出电压Vo变换为Ve，从第2输入输出端子进行输出。由此，对平滑电容器Cec和双电层电容器EDLC充电。

另一方面，双向DC-DC变换器13，当第1输入输出端子的电压比考虑了规定的电压变换比的第2输入输出端子的电压低时，对从第2输入输出端子上连接的双电层电容器EDLC提供的电压Ve进行变换，从第1输入输出端子进行输出。由此，在DC-DC变换器12a的输出电压Vo上加上从双向DC-DC变换器13的第1输入输出端子输出的电压，从输出端子+Tout和-Tout输出。

功率因数改善电路11a将输出电流限制为预定值(输出限制电流值Is)来输出。图2是表示功率因数改善电路11a的详细结构的电路图。功率因数改善电路11a是临界模式的功率因数改善电路。通过整流器DB进行全波整流而得到的电压的正弦波成分，通过电阻R1和电阻R2被检测出来，并输入到乘法器MPY的一个输入端子。电容器C1是噪声滤波器(noise filter)，二极管D2是旁路二极管(by-pass diode)。

在初始状态下，将触发器(flip-flop)FF置位，接通开关元件Q1。由此，从整流器DB经由电抗器(reactor)L1的1次线圈N1、开关元件Q1以及电阻R5流过电流。此时，在电抗器L1中积蓄了能量。输出电压Vout通过电阻R6和电阻R7被分压，在由恒流输出型的导电放大器(conductive amplifier)构成的运算放大器(operational amplifier)OTA1中，与基准电压ES2进行比较。将运算放大器OTA1的输出通过由电容器C3、电阻R4以及电容器C2构成的相位补偿电路，输入乘法器MPY的另一个输入端子。

乘法器MPY将电阻R1和电阻R2的连接点的电压、与从运算放大器OTA1通过相位补偿电路输入的电压相乘，将乘法运算结果作为开关电流的目标值，输出到比较器COMP2。

流过开关元件Q1的开关电流，作为电阻R5的两端电压被检测出来，在比较器COMP2中与从乘法器MPY输入的开关电流的目标值进行比较。若开关电流达到目标值，则通过或电路OR将触发器FF复位，由此将开关元件Q1断开。

当将开关元件Q1断开时，在电抗器L1中积蓄的能量叠加在输入电压上，经由输出整流二极管D1输出到输出电容器C4以及负载(未图示)。此时，当电抗器L1的能量的释放结束时，电抗器L1的线圈N2的电压反相。通过在比较器COMP1中与基准电压ES1进行比较来检测出该电压的反相，再次将触发器FF置位，由此接通开关元件Q1。以下，通过重复上述动作来进行功率因数改善。

功率因数改善电路11a具有限制输出电流的功能。开关元件Q1的开关电流如上所述，作为电阻R5的两端电压被检测出来，在比较器COMP3中与基准电压ES3进行比较。当相当于开关电流的电阻R5的两端电压变得大于基准电压ES3时，经由或电路OR将触发器FF复位，断开开关元件Q1。由此，将开关电流的峰值限制为基准电压ES3的值。

根据如上构成的功率因数改善电路11a，当负荷加重时，来自功率因数改善电路11a的输出电流受到限制，其结果，来自工业电源AC的输入电流受到限制。例如，当将功率因数改善电路11a的变换效率设为95％时，为了使输入AC100V时输入电流不超过15A，将功率因数改善电路11a的输出限制电流值Is设定为“Is＝AC100V×15A×95％÷380V＝3.75A”。通过设定这样的输出限制电流值Is，无论连接什么样的负载都可以将输入电流抑制为最大15A。

高速打印机在打印时消耗较大功率，但平均仅消耗峰值功率的1/5左右的功率。因此，在AC-DC变换器上连接高速打印机这样的负载时，仅在打印时达到输出限制电流值Is。当达到输出限制电流值Is时，向降低的方向控制功率因数改善电路11a的输出电压。

与功率因数改善电路11a的输出相连的DC-DC变换器12a的输出电压，随着功率因数改善电路11a的输出电压的降低而降低。当成为这种状态时，从与双向DC-DC变换器13的第2输入输出端子相连的双电层电容器EDLC供给能量，输出到双向DC-DC变换器13的第1输入输出端子。由此，可以对负载提供与双向DC-DC变换器13和双电层电容器EDLC的能力相对应的功率。

从而，即使在负载中消耗了来自工业电源AC的输入电流超过15A的功率时，输入电流也维持15A以下，同时可以从双电层电容器EDLC供给其峰值功率。在高速打印机不进行打印的期间对双电层电容器EDLC进行充电。

如上所述，根据本发明的实施例1的AC-DC变换器，可以在把来自工业电源AC的输入电流抑制在15A以下的同时，对高速打印机提供更大的峰值功率。因此，不需要设置专用的工业插座或者从两个系统的工业电力线取得电力的设备，可以解决增加工时或者AC-DC变换器变得昂贵的问题。

此外，在上述实施例1的AC-DC变换器中，功率因数改善电路11a具备限制输出电流的功能，但也可以在DC-DC变换器12a中具备限制输出电流的功能。在这种情况下如图3所示，在DC-DC变换器12a的输出端子上设置电流检测电阻R11，将电流检测电阻R11中流动的电流作为电压而取得，比较器COMP11比较所取得的电压与通过电压源产生的规定的基准电压ES11。

将比较器COMP11的比较结果输出到控制电路CONT。当来自比较器COMP11的信号表示通过电流检测电阻R11产生的电压比基准电压ES11大时、即DC-DC变换器12a的输出电流比输出限制电流Isd大时，控制电路CONT缩短未图示的开关元件的接通时间来限制输出电流。由此，取得与通过上述功率因数改善电路11a限制输出电流的情况相同的效果。

(实施例2)

本发明的实施例2的AC-DC变换器是将图1所示的实施例1的AC-DC变换器的双向DC-DC变换器13具体化而得到的AC-DC变换器。图4是表示本发明的实施例2的AC-DC变换器的结构的框图。此外，对于与实施例1的AC-DC变换器相同的结构要素，赋予与实施例1的各要素相同的符号并省略说明，仅说明不同的部分、即双向DC-DC变换器13。

双向DC-DC变换器13的一次侧由具备开关元件Q1和开关元件Q2的半桥型电流谐振电路构成，二次侧由具备开关元件Q3和开关元件Q4的同步整流型全波整流电路构成。在双向DC-DC变换器13中，开关元件Q1和开关元件Q4同时动作，并且开关元件Q2和开关元件Q3同时动作，以分别具有死区时间(dead time)而交互接通·断开的方式受到控制。

在变压器T的一次侧设置了：在第1输入输出端子间串联连接的、施加了输出电容器Co的两端电压(输出电压Vo)的第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2；与第1开关元件Q1并联连接的电压模拟谐振用电容器Crv；在电压模拟谐振用电容器Crv的两端连接的串联谐振电路。串联谐振电路将变压器T的1次线圈Lp、谐振电抗器Lr和电流谐振电容器Cri串联连接。此外，谐振电抗器Lr可以使用变压器T的漏电感(leakage inductance)。

另外，在变压器T的二次侧具有：为了相对于变压器T的1次线圈Lp的电压产生反相电压而卷绕的第一2次线圈Ls1和第二2次线圈Ls2。第一2次线圈Ls1和第二2次线圈Ls2的连接点，形成第二输入输出端子的一个端子，从第一2次线圈Ls1经过开关元件Q3的信号线、和从第二2次线圈Ls2经过开关元件Q4的信号线连接在一起，形成了第二输入输出端子的另一个端子。第一开关元件Q1～第四开关元件Q4的接通·断开，通过未图示的控制电路而控制。

在如此构成的双向DC-DC变换器13中，在变压器T的一次侧的串联谐振电路中流过LC谐振电流。另外，在该LC谐振电流上还叠加了变压器T的励磁电流。在第一开关元件Q1～第四开关元件Q4的每一个中流过LC谐振频率的半周期的电流。因此，开关动作时的电流大体为零，仅成为励磁电流。由励磁电流产生的励磁能量被积蓄在变压器T中，在各开关元件断开后，作为电压模拟谐振，成为变压器T的电感和电压模拟谐振用电容器Crv的电压模拟谐振波形。各开关元件的接通时间，成为在LC谐振的半周期上追加电压模拟谐振期间的死区时间而得到的固定频率。

如上所述，根据本发明的实施例2的AC-DC变换器，实现了零电流开关和零电压开关，因此可以得到较高的变换效率。

(实施例3)

本发明的实施例3的AC-DC变换器，是通过与上述实施例2不同的电路将图1所示的实施例1的AC-DC变换器的双向DC-DC变换器13具体化而得到的AC-DC变换器。

图5是表示本发明的实施例3的AC-DC变换器的结构的图。对于与实施例1的AC-DC变换器相同的结构要素，赋予与实施例1的要素相同的符号并省略说明，仅说明不同的部分、即双向DC-DC变换器13a。

通过由开关元件Q1、开关元件Q2和电抗器L组成的升降压型斩波(chopper)电路而构成双向DC-DC变换器13a。即，在双向DC-DC变换器13a的第一输入输出端子间串联连接了开关元件Q1和开关元件Q2，开关元件Q1的一个端子经由电抗器L构成第二输入输出端子的一个端子，开关元件Q1的另一个端子构成了第二输入输出端子的另一个端子。

实施例3的AC-DC变换器中，为了设定为当输入AC100V时输入电流不超过15A，当将功率因数改善电路11a的变换效率设为95％时，将功率因数改善电路11a的输出限制电流值Is设定为“Is＝AC100V×15A×95％÷380V＝3.75A”，或者当将DC-DC变换器12a的变换效率设为90％、将DC-DC变换器12a的输出设为DC24V时，将DC-DC变换器12a的输出限制电流值Isd设定为“Isd＝AC100V×15A×95％×90％÷24V＝53.4A”。

如上所述，根据本发明的实施例3的AC-DC变换器，通过上述那样设定输出限制电流值Isd，无论连接什么样的负载都可以将输入电流抑制为最大15A。另外，在负载需要较大的峰值功率的情况下，从双电层电容器EDLC提供能量，对负载提供升压后的输出电压Vo。因此，得到与实施例1的AC-DC变换器相同的效果。

(实施例4)

本发明的实施例4的AC-DC变换器，是通过与上述实施例2和实施例3进一步不同的电路将图1所示的实施例1的AC-DC变换器的双向DC-DC变换器具体化而得到的AC-DC变换器。

图6是表示本发明的实施例4的AC-DC变换器的结构的图。对于与实施例1的AC-DC变换器相同的结构要素，赋予与实施例1的要素相同的符号并省略说明，仅说明不同的部分、即双向DC-DC变换器13b。即具有基于单向的升压型斩波电路的升压型DC-DC变换器13b1、和充电用DC-DC变换器13b2这两个DC-DC变换器13b。

此外，充电用DC-DC变换器13b2的输入端子与DC-DC变换器12的输出端子相连，但也可以将充电用DC-DC变换器13b2的输入端子与DC-DC变换器12a的输入输出端子或功率因数改善电路11的输入输出端子相连而构成。

升压型DC-DC变换器13b1由变压器构造的电抗器L1以及L2、开关元件Q1、整流用二极管D1、输出电容器Cs以及防逆流二极管D2构成。使用变压器型电抗器L1以及L2的原因在于，双电层电容器EDLC的电压一般较低，而双向DC-DC变换器13b却要求比较高的升压比。因此，也可以根据用途而省略电抗器L2。

二极管D2防止电流的逆流，在无负载时维持输出电容器Cs的电压，在无负载时也防止升压型DC-DC变换器13b1停止。不使升压型DC-DC变换器13b1停止的原因是，若升压型DC-DC变换器13b1已停止，则到开始动作前需要时间，所以要防止其停止。因此，当输出电容器Co的电压低于输出电容器Cs的电压时，电流自动通过二极管D2流出，向负载供给能量。

在升压型DC-DC变换器13b1不向负载输送峰值功率的期间，控制充电用DC-DC变换器13b2，以便对双电层电容器EDLC充电。

如上所述，根据本发明的实施例4的AC-DC变换器，得到与实施例1的AC-DC变换器相同的效果。

此外，在上述实施例1～实施例4的AC-DC变换器中，将功率因数改善电路11a的输出电流或DC-DC变换器12a的输出电流限制为预定值(输出限制电流值)而构成，但也可以代替输出电流而限制输出功率。

(实施例5)

本发明的实施例5的AC-DC变换器，是在DC-DC变换器12b中使通过输出电压检测电路检测出的输出电压从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，由此来控制输出电压的AC-DC变换器。实施例5的AC-DC变换器具有DC-DC变换器12b，仅对DC-DC变换器12b进行说明。

图7是表示本发明的实施例5的AC-DC变换器中所使用的DC-DC变换器12b的详细结构的电路图。该DC-DC变换器12b是反激(fly back)型DC-DC变换器，将功率因数改善电路11的输出用作电源E。在该DC-DC变换器12b的一次侧，与电源E并列地连接了变压器T的1次线圈P和开关元件Q的串联电路。控制电路CONT控制开关元件Q的接通·断开。

在DC-DC变换器12b的二次侧，与变压器T的2次线圈S并列地连接输出整流二极管D和输出平滑电容器CO的串联电路，从输出平滑电容器CO的两端向负载RL供给输出电压Vo。另外，在DC-DC变换器12b的二次侧设置了由电阻R1～R4、电容器C1、运算放大器OP1以及产生基准电压ES1的电压源构成的输出电压检测电路CV。

输出电压检测电路CV具有在输出平滑电容器CO的两端间串联连接的电阻R3和电阻R4，将电阻R3和电阻R4的连接点与运算放大器OP1的反相输入端子(-)相连。在运算放大器OP1的同相输入端子(+)，从电压源供给基准电压ES1。在运算放大器OP1的反相输入端子(-)和输出端子之间连接电阻R2，与该电阻R2并列地连接了电阻R1和电容器C1的串联电路。

运算放大器OP1的输出端子经由限流电阻R5与光耦合器PC1相连。当运算放大器OP1的输出成为低电平时、即检测出输出电压Vo超过了根据基准电压ES1而决定的规定电压时，光耦合器PC1向一次侧的控制电路CONT传达该情况。由此，控制电路CONT控制开关元件Q的接通期间，将输出电压Vo维持在规定值。

在如上这样构成的DC-DC变换器12b中，说明使通过输出电压检测电路CV检测出的输出电压从峰值负荷时延迟规定时间反馈到变压器T的一次侧的动作。输出电压检测电路CV的运算放大器OP1的增益A为“A＝Rf/Rs”。在此，Rs是电阻R3和R4的组合电阻，根据电阻R1、电容器C1以及电阻R2而决定Rf。因此，以运算放大器OP1的输出比峰值负荷时延迟规定时间的方式，决定由电容器C1和电阻R1构成的电路的时间常数。由此，即使提供给负载的功率达到峰值，DC-DC变换器12b也不立即响应，而降低其输出电压。因此，可以从双电层电容器EDLC经由双向DC-DC变换器13对负载供给能量。

如上所述，根据本发明的实施例5的AC-DC变换器，可以通过不与峰值负荷对应的较小的变换器来构成DC-DC变换器12b以及功率因数改善电路11a。

(实施例6)

本发明的实施例6的AC-DC变换器，是在功率因数改善电路11中，使通过输出电压检测电路检测出的输出电压从峰值负荷时延迟规定时间反馈到一次侧的AC-DC变换器。在实施例6的AC-DC变换器中，如图8所示，具有功率因数改善电路11b，仅对功率因数改善电路11b进行说明。

实施例6的AC-DC变换器的功率因数改善电路11b，从图2所示的实施例1的AC-DC变换器的功率因数改善电路11a中除去比较器COMP3、基准电压ES3的电压源以及或电路OR，将比较器COMP2的输出直接输入到触发器FF的复位端子R而构成。本发明的输出电压检测电路由电阻R6、电阻R7以及运算放大器OTA1构成。

在如上构成的功率因数改善电路11b中，说明使通过输出电压检测电路检测出的输出电压从峰值负荷时延迟规定时间反馈到变压器T的一次侧的动作。

作为输出电压检测电路的运算放大器OTA1，使用了恒流输出型导电放大器(其兼用作CV和OV，因此也可以是通常的运算放大器)。导电放大器的增益一般由内部电路常数来决定。因此，通过构成外部相位补偿电路的电阻R4、电容器C2以及电容器C3仅决定相位响应。

即，可以根据运算放大器OTA1的流出电流、和构成相位补偿电路的CR电路的时间常数来决定响应时间。因此，以运算放大器OTA1的输出从峰值负荷时延迟规定时间的方式，决定由电阻R4、电容器C2以及电容器C3构成的电路的时间常数。由此，即使负载的消耗功率达到峰值，功率因数改善电路11b也不立即响应，而降低其输出电压。因此，可以从双电层电容器EDLC经由双向DC-DC变换器13向负载供给能量。

如上所述，根据本发明的实施例6的AC-DC变换器，可以通过不与峰值负荷对应的较小的变换器构成DC-DC变换器12b和功率因数改善电路11b。

(实施例7)

本发明的实施例7的AC-DC变换器的DC-DC变换器12c如图9所示，在实施例5的AC-DC变换器的DC-DC变换器12b的二次侧设置的电阻R3和电阻R4之间追加了电阻R6，在输出电压检测电路CV和电流限制电阻R5之间追加了二极管D51。而且，追加了由电阻R7～R8、电容器C2以及运算放大器OP2构成的高速响应输出电压检测电路HCV，在高速响应输出电压检测电路HCV和电流限制电阻R5之间追加二极管D52来构成。

在高速响应输出电压检测电路HCV中，将电阻R3和电阻R6的连接点与运算放大器OP2的反相输入端子(-)相连。向运算放大器OP2的同相输入端子(+)提供基准电压ES1。在运算放大器OP2的反相输入端子(-)和输出端子之间连接电阻R8，与电阻R8并列地连接了电阻R7和电容器C2的串联电路。运算放大器OP2的输出端子经由二极管D52以及电流限制电阻R5，与光耦合器PC1相连。

在上述实施例7的AC-DC变换器中，由于DC-DC变换器12c的响应延迟而导致负荷急剧增大的情况下，有电压降低的倾向。在该电压降低的情况下，由于从双向DC-DC变换器13供给能量，所以没有问题；但在负荷急剧减轻的情况下，输出电压显著上升。高速响应输出电压检测电路HCV为了防止该电压上升，对于比通过电阻R6产生的输出电压Vo稍大(仅大规定值)的电压进行高速响应。

如上所述，根据本发明的实施例7的AC-DC变换器，在负荷急剧减轻的情况下可以防止输出电压显著上升。

(实施例8)

在本实施例8的AC-DC变换器中，如图10所示，具有功率因数改善电路11c，仅说明功率因数改善电路11c。

在实施例6的AC-DC变换器的功率因数改善电路11b的输出电压检测电路中设置的电阻R6和电阻R7之间追加了电阻R8，并且追加了运算放大器OP1以及或电路OR而构成功率因数改善电路11c。电阻R8以及运算放大器OP1对应于本发明的高速响应输出电压检测电路。

在输出电压检测电路中，电阻R8和电阻R7的连接点与运算放大器OTA1的反相输入端子(-)相连。在高速响应输出电压检测电路中，将电阻R8和电阻R6的连接点与运算放大器OP1的同相输入端子(+)相连，在反相输入端子(-)供给基准电压ES2。将运算放大器OP1的输出送至或电路OR。对或电路OR输入比较器COMP2的输出。将或电路OR的输出提供给触发器FF的复位输入端子。

在如上那样构成的实施例8的AC-DC变换器中，在电阻R6和电阻R7之间设置电阻R8，通过运算放大器OP1检测出比输出电压Vout稍高(仅高规定值)的电压，将触发器FF复位。可以在运算放大器OP1的输出侧不设置相位补偿电路而进行高速的响应。

如上所述，根据本发明的实施例8的AC-DC变换器，具有响应延迟的输出电压检测电路，同时新增加了可以进行高速响应的高速响应输出电压检测电路，由此可以防止由于负荷的突变而发生的超调(overshot)。

Claims

1.一种AC-DC变换器，其特征在于，

具备：

对从交流电源供给的交流进行整流的整流器；

与所述整流器的输出侧相连，改善功率因数的功率因数改善电路；

将从所述功率因数改善电路输出的电压变换为其它电压、并且将功率或电流限制为预定值来输出的DC-DC变换器；

积蓄能量的电容器；以及

一个输入输出端子与所述DC-DC变换器的输出端子相连，另一个输入输出端子与所述电容器相连，双向地进行电力变换的双向DC-DC变换器。

2.一种AC-DC变换器，其特征在于，

具备：

对从交流电源供给的交流进行整流的整流器；

与所述整流器的输出侧相连来改善功率因数、并且将功率或电流限制为预定值来输出的功率因数改善电路；

将从所述功率因数改善电路输出的电压变换为其它电压的DC-DC变换器；

积蓄能量的电容器；以及

3.根据权利要求1所述的AC-DC变换器，其特征在于，

所述DC-DC变换器具有输出电压检测电路，该输出电压检测电路检测输出电压，通过使该检测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，来控制输出电压。

4.根据权利要求2所述的AC-DC变换器，其特征在于，

所述功率因数改善电路具有输出电压检测电路，该输出电压检测电路检测输出电压，通过使该检测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，来控制输出电压。

5.根据权利要求3所述的AC-DC变换器，其特征在于，

所述DC-DC变换器具有高速响应输出电压检测电路，该高速响应输出电压检测电路检测比通过所述输出电压检测电路所检测出的输出电压高规定值的电压，根据该检测结果进行反馈控制，由此控制输出电压。

6.根据权利要求4所述的AC-DC变换器，其特征在于，

所述功率因数改善电路具有高速响应输出电压检测电路，该高速响应输出电压检测电路检测比通过所述输出电压检测电路所检测出的输出电压高规定值的电压，根据该检测结果进行反馈控制，由此控制输出电压。

7.根据权利要求5所述的AC-DC变换器，其特征在于，

通过所述输出电压检测电路所检测出的电压值最低，使检测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，

通过高速响应输出电压检测电路检测出的电压值，比通过所述输出电压检测电路检测出的电压值高，使检测结果比所述输出电压检测电路中的延迟更早地进行反馈控制。

8.根据权利要求6所述的AC-DC变换器，其特征在于，

具备与所述DC-DC变换器的输出相连的电容器。