CN210577912U - 一种24v充电机电路 - Google Patents

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Abstract

本实用新型公开了一种24V充电机电路，包括输入EMI电路、主功率变换电路、输出EMI电路、输入过欠压电路、辅助电源电路和输出保护电路，所述输入EMI电路、主功率变换电路和输出EMI电路依次连接，所述输入过欠压电路与输入EMI电路连接，所述输出保护电路与输出EMI电路连接，所述辅助电源电路与输入EMI电路、主功率变换电路、输入过欠压电路和输出保护电路连接；所述主功率变换电路采用全桥移相拓扑结构。本实用新型采用移相全桥拓扑结构，由于零电压零电流开关，开关损耗更小；同时高频谐波少，因此降低了EMI和RFI。

Description

一种24V充电机电路
技术领域
本实用新型涉及充电机技术领域，更具体地说，特别涉及一种24V充电机电路。
背景技术
目前市场上出现了很多24V蓄电池充电机，其大部分采用220V供电，而且输出电压调节范围窄。
针对应用场所为铁路机车，输入电压为交流380V，输出电压电压调节16V-28V，功率为1KW，要求高功率密度，高可靠性。
实用新型内容
本实用新型的目的在于提供一种24V充电机电路，以克服现有技术所存在的缺陷。
为了达到上述目的，本实用新型采用的技术方案如下：
一种24V充电机电路，包括输入EMI电路、主功率变换电路、输出EMI电路、输入过欠压电路、辅助电源电路和输出保护电路，所述输入EMI电路、主功率变换电路和输出EMI电路依次连接，所述输入过欠压电路与输入EMI电路连接，所述输出保护电路与输出EMI电路连接，所述辅助电源电路与输入EMI电路、主功率变换电路、输入过欠压电路和输出保护电路连接；所述主功率变换电路采用全桥移相拓扑结构。
进一步地，所述输入EMI电路为带有雷击浪涌抑制电路的两级共模滤波电路。
进一步地，所述输出EMI电路为带有输出控制继电器的共模输出EMI电路。
进一步地，所述辅助电源电路为双管反激电路。
与现有技术相比，本实用新型的优点在于：本实用新型采用移相全桥拓扑结构，由于零电压零电流开关，开关损耗更小；同时高频谐波少，因此降低了EMI(电磁干扰)和RFI(射频干扰)。
附图说明
为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本实用新型24V充电机电路的原理框架图。
图2是本实用新型24V充电机电路中主功率变换电路的电路图。
图3是本实用新型24V充电机电路中输入EMI电路的电路图。
图4是本实用新型24V充电机电路中输出EMI电路的电路图。
图5是本实用新型24V充电机电路中辅助电源电路的电路图。
图6是本实用新型24V充电机电路中输入过欠压电路的电路图。
具体实施方式
下面结合附图对本实用新型的优选实施例进行详细阐述，以使本实用新型的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本实用新型的保护范围做出更为清楚明确的界定。
参阅图1所示，本实用新型提供一种24V充电机电路，包括输入EMI电路、主功率变换电路、输出EMI电路、输入过欠压电路、辅助电源电路和输出保护电路，所述输入EMI电路、主功率变换电路和输出EMI电路依次连接，所述输入过欠压电路与输入EMI电路连接，所述输出保护电路与输出EMI电路连接，所述辅助电源电路与输入EMI电路、主功率变换电路、输入过欠压电路和输出保护电路连接。
参阅图2所示，所述的主功率变换电路采用全桥移相拓扑结构。全桥移相拓扑结构可实现零电压开关、零电流开关和零电压零电流开关等多种软开关形式，从而大大降低了开关器件的应力，提升了系统的效率指标。移相全桥零电压开关变换器是目前大功率变换器中市场占有率最高的拓扑形式，它兼有传统定频变换器和零电压准谐振技术的优势，驱动信号频率固定，仅是通过调整驱动信号的相位关系，即可实现每组桥臂在其死区时间内的谐振零电压软开关。故本实施例采用移相全桥拓扑方式进行开发设计。
本实施例的主功率变换电路的拓扑结构为软开关方式，相对效率高。
参阅图3所示，所述输入EMI电路为带有雷击浪涌抑制电路的两级共模滤波电路，其增加了雷击浪涌抑制电路，可有效防止雷击。
参阅图4所示，所述输出EMI电路为带有输出控制继电器的共模输出EMI电路。由于电路增加了输出控制继电器J7，可防止蓄电池不充电时，电量减小。
参阅图5所示，由于输入电源较高，所述的辅助电源电路为双管反激电路。
参阅图6所示，输入过欠压电路采用的是比较器对输入电压进行采样比较，通过光耦将故障信号传输到控制电路。
本实用新型还带有输入输出保护功能，输入保护是通过对输入电压信号进行实时采集和比较，当输入过压或欠压时，对PWM控制芯片进行关断，达到保护电源的作用；输出保护是通过对输出信号进行采样和比较，同时检测输出电流，当检测超出限制值时，进行控制芯片关断。
参阅图2所示，本实施例的重点在于主功率变换电路的设计，主要体现在以下几个上。
1、主功率器件Q3、Q4、Q5、Q6的选取上
实测空载条件下，因整机工作在软开关状态下，不存在大的漏感尖峰，故选择耐压的即可。电流应力的计算可参考公式。
Iin-MAX＝(Iout-MAX+2×IDC/10)/N；×
为减小整流二极管损耗，一般选取超快恢复二极管。其电压应力为：2×Iin-MAX。在一个开关周期内，当主变压器传输能量时，仅一个二极管输出电流；当变压器副边短路时，两个二极管均导通，可近似认为各自承担一半输出电流。
考虑到足够的裕量，采用两个二极管的并联作为一组整流二极管。
2、输入电容C18/C21的设计
三相380V的交流电通过三相整流桥得到脉动直流直流电压Vin，输入电容Cm能够平滑直流电压，减小其脉动。Cm过小，则Vin的脉动较大，对系统而言意味着需要更大的占空比变化范围和更高的低频增益来降低输入纹波的影响，另外还会导致功率器件的应力大大增加。Cin过大，则每周期输入前级的充电电流变窄变陡，相应的开关管损耗大、应力要求也高，功率因数更低，EMI更加严重。
每周期中Cin提供的能量满足下式，其中η为整个系统的效率，三相输入时A取为3，fmin选择为45Hz。另一方面，每半个周期，Cm提供的能量又满足下式。由此可计算出Cm大小。
Wm＝Po/η×A×fmin
Win＝Cin×(2Vline^2-Vin)
3、主变压器T3设计
匝比的确定：
为使变压器在规定的输入电压范围内输出所要求的电压，变压器的变比应该按最低输入电压计算，此时副边电压记为Vsec(min)计算公式如下：
Vsec(min)＝(Vo+VD+VLf)/Dsec(max)
考虑到占空比丢失，选择副边最大占空比为0.8。
原副边匝数：
因为磁芯工作在一三象限，考虑到减小铁损，工作磁密Bm选择为0.2T。
Nsec＝Vsec-min×Dsec-max/2fs×Bm×Ae
4、谐振电感L5设计
为了实现1/3满载以上滞后桥臂的零电压开关，必须满足公式
1/2×Lr×Ip^2>4/3×CMOS×Vin^2
对于某具体的输出功率而言，输入电压越大，输入电流越小，所以为满足在宽范围电压输入下皆可实现滞后桥臂，式中Vin一般取其最大值Vin-max。
本实用新型采用移相全桥拓扑结构，由于零电压零电流开关，开关损耗更小；同时高频谐波少，因此降低了EMI和RFI。
虽然结合附图描述了本实用新型的实施方式，但是专利所有者可以在所附权利要求的范围之内做出各种变形或修改，只要不超过本实用新型的权利要求所描述的保护范围，都应当在本实用新型的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种24V充电机电路，包括输入EMI电路、主功率变换电路、输出EMI电路、输入过欠压电路、辅助电源电路和输出保护电路，其特征在于：所述输入EMI电路、主功率变换电路和输出EMI电路依次连接，所述输入过欠压电路与输入EMI电路连接，所述输出保护电路与输出EMI电路连接，所述辅助电源电路与输入EMI电路、主功率变换电路、输入过欠压电路和输出保护电路连接；所述主功率变换电路采用全桥移相拓扑结构。
2.根据权利要求1所述的24V充电机电路，其特征在于：所述输入EMI电路为带有雷击浪涌抑制电路的两级共模滤波电路。
3.根据权利要求1所述的24V充电机电路，其特征在于：所述输出EMI电路为带有输出控制继电器的共模输出EMI电路。
4.根据权利要求1所述的24V充电机电路，其特征在于：所述辅助电源电路为双管反激电路。
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