CN217216366U

CN217216366U - 单管组合式非隔离pfc变换器

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Publication number: CN217216366U
Application number: CN202221045629.4U
Authority: CN
Inventors: 不公告发明人
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2022-05-02
Filing date: 2022-05-02
Publication date: 2022-08-16
Anticipated expiration: 2032-05-02

Abstract

本实用新型涉及一种单管组合式非隔离PFC变换器，属于电力电子技术领域。该变换器包括整流滤波电路(1)、开关管Q1、电感(L1、L2)、电容(C1、C2)、二极管(D1、D2、D3、D4)。C1用于中间储能、C2用于输出滤波，L1和L2用于电流续流；Q1与D2用于变换电流回路，D1和D4用于防止电流反流，D3用于消减电压振荡。改变Q1源极等连接可形成三类拓扑：降压类、升降压类、升压‑降压类，给出了关键参数的设计公式。其PWM控制方法有两种：电流临界模式以L2电流下降到零点作为Q1的导通时刻；电流断续模式的工作频率恒定。优越性：①由单个开关管组合成PFC变换器，降低成本、提高效率和可靠性。②实现功率因数校正，消除输出端的二次谐波。③便于输出量的检测与反馈控制。

Description

单管组合式非隔离PFC变换器

技术领域

本实用新型涉及一种单管组合式非隔离PFC变换器，是一种开关电源技术，属于电力电子技术领域。

背景技术

目前，高功率因数的AC-DC变换器，有两类技术方案，一是单级变换拓扑，二是两级变换拓扑。

单级变换拓扑主要有，非隔离的Boost、Buck、Buck-Boost以及隔离的反激、正激、桥式等拓扑，称为单级PFC(Power factor Correction)变换器。单级PFC变换器的特点是功率因数高，但是直流输出端含有二次谐波纹波。

两级变换拓扑的方案是，第一级为功率因数校正AC-DC变换，第二级为DC-DC变换。两级的组合形式主要有三种：第一级非隔离第二级隔离，第一级隔离第二级非隔离，第一级和第二级均为非隔离拓扑。第一级可采用Boost、Buck、Buck-Boost等非隔离拓扑，或者反激、正激、桥式等隔离拓扑。第二级也可采用上述拓扑类型，另外还可用线性去纹波电路。所谓线性去纹波电路，本质是串联型线性稳压器，其输入与输出之间的电压差产生较大损耗，一般局限于1A以下小功率应用。两级变换拓扑的输出端没有二次谐波。

两级变换拓扑方案的主要缺点是，①电路复杂。②整机效率降低。③成本较高。④可靠性变差。这都是由于输入电能全部要经过两级功率变换才能到达负载所造成的。

上述内容仅用于辅助理解本实用新型，并不代表承认上述内容都是现有技术。

实用新型内容

本实用新型的目的是，克服上述现有技术的不足，设计一种单管组合式非隔离PFC变换器。它由PFC变换和DC-DC变换共用单个开关管及控制电路构成，可以降低成本、提高效率和可靠性。该变换器通过改变开关管源极等连接可形成降压类、升降压类或升压-降压类拓扑。该变换器不但能实现交流输入端的功率因数校正，而且能消除直流输出端的二次谐波纹波，还可以对两者进行折中优化控制。该变换器便于输出量的检测与反馈，可以采用电流临界模式或者电流断续模式的PWM控制。

本实用新型的技术方案如下。

一种单管组合式非隔离PFC变换器，包括整流滤波电路(1)、开关管Q1、电感L1与L2、电容C1与C2、二极管D1与D2与D3与D4。整流滤波电路(1)将输入的正弦交流电源生成正弦脉动直流电压。电容C1用于中间储能，电容C2用于输出滤波，电感L1与L2用于电流续流。开关管Q1和二极管D2用于变换电流回路，二极管D1、D4用于防止电流反流。其中，

电感L2具有抽头端或者去掉抽头端，以便于在功率因数与开关管耐压之间折中优化处理；当输出电压较低或者较高时具有抽头端，当输出电压适中时去掉抽头端。

二极管D4保留或者去掉。当采用电流断续模式控制时，保留二极管D4；当采用电流临界或连续模式控制时，去掉二极管D4。

二极管D3的作用是，消减电感L1与二极管D1连接点的电压振荡。该电压振荡由二极管D1的反向恢复电流引起，发生在L1和D1的电流减小到零之后开关管Q1导通之前。若采用的二极管D1具有软恢复特性或者反向恢复电流很小，致使该电压振荡较小时，则去掉二极管D3以降低成本。

单管组合式非隔离PFC变换器，其各部分的连接关系是：交流电源u_s两端连接整流滤波电路(1)的两个交流输入端；整流滤波电路(1)的正输出端连接电感L1的一端，电感L1另一端连接二极管D1阳极和二极管D3阴极，二极管D3阳极连接整流滤波电路(1)的负输出端，二极管D1阴极连接开关管Q1的漏极和电容C1的正极。若输出电压较低，则电容C1负极连接电感L2的第一端，二极管D2阳极连接电感L2的抽头端；若输出电压较高，则电容C1负极连接电感L2的抽头端，二极管D2阳极连接电感L2的第一端；若输出电压适中，则电容C1负极和二极管D2阳极连接电感L2的第一端，而去掉抽头端。二极管D2阴极连接电容C2的正极，电容C2负极连接二极管D4的阳极，二极管D4阴极连接电感L2的第二端，若去掉二极管D4则电容C2负极连接电感L2的第二端；等效负载RL与电容C2并联。根据整流滤波电路(1)负输出端、开关管Q1源极的不同连接方式，该变换器构成三类拓扑，分别称作降压类拓扑、升降压类拓扑和升压-降压类拓扑。

所述降压类拓扑，即是整流滤波电路(1)的负输出端连接电容C2的负极，开关管Q1的源极连接电容C2的正极。所述升降压类拓扑，即是整流滤波电路(1)的负输出端和开关管Q1的源极共同连接电容C2的负极。所述升压-降压类拓扑，即是整流滤波电路(1)的负输出端和开关管Q1的源极共同连接电容C2的正极。

定义电感L2的抽头比例n，n＝N₁/N，N为电感L2的总匝数，N₁为电感L2的第二端与抽头端之间的匝数。

为了简化公式，引入等效变比n_e，其根据抽头端的连接方式取值：

设计电感L1与L2的自感量之比L₁/L₂，满足下列关系式：

式(E-02)中，V_sm为输入电压的最小有效值，输入电压即是交流电源u_s的电压；V_oM为输出电压的最大值，输出电压即是等效负载RL和电容C2的电压；η为变换效率；λ为电流波形系数，正弦波λ＝1，一般取λ＝1.05～1.1。

单管组合式非隔离PFC变换器的控制方法包括两种，一种是电流临界模式PWM控制，另一种是电流断续模式PWM控制。

两种控制方法的共同点是，开关管Q1的导通占空比d由输出量误差反馈控制。所谓输出量包括输出电流I_o或者输出电压V_o或者I_o与V_o之组合；所谓I_o与V_o之组合，是指I_o与V_o的乘积或者I_o与V_o的加权和。

电流临界模式PWM控制方法的特征是，控制电感L2电流为临界连续，同时满足电感L1电流为临界连续或断续，变换器的工作频率f是变化的。若工作频率f达到变换器的最高频率限制，则变换器限频运行于L1和L2电流断续模式。

该特征需要两个技术要点：1)电感L1与L2的自感量满足特定的比例。2)以电感L2电流下降到零的时间点，作为开关管Q1的导通时刻。

电流断续模式PWM控制方法的特征是，设定变换器的工作频率f恒定，使得电感L2和L1的电流为断续，并且尽量接近临界连续。该方法一般适于小功率应用。

本实用新型与现有技术相比具有如下优越性。

1)本实用新型采用单个开关管组合成PFC变换器，能降低成本、提高效率和可靠性。

2)本实用新型不但能实现功率因数校正，而且能消除输出端的二次谐波纹波；还可对两者进行折中优化控制，或偏重于功率因数校正或侧重于消除纹波。

3)本发明中开关管的源极连接等效负载正极或者负极，便于检测输出量反馈控制。

4)本发明可以采用电流临界模式或者电流断续模式等多种PWM控制方法。

附图说明

图1是本实用新型之降压类拓扑的原理框图。

图2是本实用新型之降压类拓扑去掉L2抽头端的原理框图。

图3是本实用新型之降压类拓扑去掉D4的原理框图。

图4是本实用新型之降压类拓扑去掉L2抽头端与D4的原理框图。

图5是本实用新型之升降压类拓扑的原理框图。

图6是本实用新型之升降压类拓扑去掉L2抽头端的原理框图。

图7是本实用新型之升降压类拓扑去掉D4的原理框图。

图8是本实用新型之升降压类拓扑去掉L2抽头端与D4的原理框图。

图9是本实用新型之升压-降压类拓扑的原理框图。

图10是本实用新型之升压-降压类拓扑去掉L2抽头端的原理框图。

图11是本实用新型之升压-降压类拓扑去掉D4的原理框图。

图12是本实用新型之升压-降压类拓扑去掉L2抽头端与D4的原理框图。

图13是本实用新型之降压类拓扑在第一运行模态的电流回路示意图。

图14是本实用新型之降压类拓扑在第二运行模态的电流回路示意图。

图15是本实用新型之升降压类拓扑在第一运行模态的电流回路示意图。

图16是本实用新型之升降压类拓扑在第二运行模态的电流回路示意图。

图17是本实用新型之升压-降压类拓扑在第一运行模态的电流回路示意图。

图18是本实用新型之升压-降压类拓扑在第二运行模态的电流回路示意图。

其中，1——整流滤波电路，Q1——开关管，D1、D2、D3、D4——二极管，L1、L2——电感，C1、C2——电容；u_a——交流电源，RL——等效负载。

具体实施方式

下面将结合附图，以优选实施例，对本实用新型进行详细地描述与分析。显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型的一部分实施例而非全部。

再说明一点，在本实用新型中涉及的“第一”“第二”等描述仅用于指示性说明之目的，而不能理解为表示其相对重要性或者隐含指明技术特征的数量。

1、本实用新型的优选实施例

如图1～图12所示，一种单管组合式非隔离PFC变换器，包括整流滤波电路(1)、开关管Q1、电感L1与L2、电容C1与C2、二极管D1与D2与D3与D4。整流滤波电路(1)将输入的正弦交流电源生成正弦脉动直流电压。电容C1用于中间储能，电容C2用于输出滤波，电感L1与L2用于电流续流。开关管Q1和二极管D2用于变换电流回路，二极管D1、D4用于防止电流反流。其中：

电感L2具有抽头端或者去掉抽头端，以便于在功率因数与开关管耐压之间折中优化处理；当输出电压较低或较高时具有抽头端，如图1、图3、图5、图7、图9、图11所示；当输出电压适中时去掉抽头端，如图2、图4、图6、图8、图10、图12所示。

二极管D4保留或者去掉。当设计与控制电感L2运行于电流断续模式时，保留二极管D4，如图1、图2、图5、图6、图9、图10所示；当设计与控制电感L2运行于电流临界或连续模式时，去掉二极管D4，如图3、图4、图7、图8、图11、图12所示。

二极管D3的作用是，消减电感L1与二极管D1连接点的电压振荡。该电压振荡由二极管D1的反向恢复电流引起，发生在L1和D1的电流减小到零之后开关管Q1导通之前。若采用的二极管D1具有软恢复特性或者反向恢复电流很小，致使该电压振荡较小时，则去掉二极管D3以降低成本。这里给出的具体实施例中均保留了D3。

所述降压类拓扑，即是整流滤波电路(1)的负输出端连接电容C2的负极，开关管Q1的源极连接电容C2的正极；如图1～图4所示。

所述升降压类拓扑，即是整流滤波电路(1)的负输出端和开关管Q1的源极共同连接电容C2的负极；如图5～图8所示。

所述升压-降压类拓扑，即是整流滤波电路(1)的负输出端和开关管Q1的源极共同连接电容C2的正极；如图9～图12所示。

2、本实用新型的工作原理

单管组合式非隔离PFC变换器的工作原理，按照两个运行模态详细分析。将开关管Q1导通的模态称作第一运行模态，开关管Q1关断的模态称作第二运行模态。

图13～图18，分别为该变换器的三类拓扑保留电感L2抽头端和二极管D4的模态回路示意图，去掉电感L2抽头端或/和二极管D4的模态回路与之类似。

在第一运行模态，开关管Q1导通、二极管D2截止；电流回路如图13、图15、图17所示。整流滤波电路(1)的输出通过电感L1、二极管D1形成第一电流回路，第一电流回路在降压类拓扑中还流经等效负载RL，见图13。用于中间储能的电容C1与电感L2、二极管D4形成第二电流回路，第二电流回路在降压类和升压-降压类拓扑中还流经等效负载RL，见图13和图17。在第一运行模态，整流滤波电路(1)输出电流，电容C1放电。

在第二运行模态，开关管Q1关断、二极管D2导通；电流回路如图14、图16、图18所示。整流滤波电路(1)的输出通过电感L1、二极管D1、电容C1和二极管D2形成第三电流回路，第三电流回路在降压类和升降压类拓扑中还流经等效负载RL，见图14和图16。电感L2通过二极管D2、D4与等效负载RL形成第四电流回路，第四电流回路在三类拓扑中都流经等效负载RL，见图14、图16和图18。在第二运行模态，整流滤波电路(1)继续输出电流，电容C1充电。

由图13、图14可知，该拓扑中等效负载RL的电压，相对于整流滤波电路(1)的输出和相对于电容C1的电压而言都是降压模式。因此称作降压类拓扑。

由图15、图16可知，该拓扑中等效负载RL的电压，相对于整流滤波电路(1)的输出和相对于电容C1的电压而言都是升降压模式。因此称作升降压类拓扑。

由图17、图18可知，在该拓扑中，电容C1的电压相对于整流滤波电路(1)的输出而言为升压模式，等效负载RL的电压相对于电容C1的电压而言是降压模式。因此称作升压-降压类拓扑。

3、本实用新型的关键参数设计

确定输入电压有效值V_s的范围，即V_s∈[V_sm,V_sM]。输入电压即是交流电源u_s的电压；V_sm与V_sM分别为V_s的最小值、最大值。

确定输出电压V_o的范围，即V_o∈[V_om,V_oM]。输出电压即是等效负载RL和电容C2的电压。V_om与V_oM分别为V_o的最小值、最大值。

设计电感L1与L2的自感量之比L₁/L₂，满足下列关系式：

式中，η为变换效率；λ为电流波形系数，正弦波λ＝1，一般取λ＝1.05～1.1。

4、本实用新型的控制方法

基于所述单管组合式非隔离PFC变换器的工作原理与参数设计，提出两种控制方法。一种是电流临界模式PWM控制，另一种是电流断续模式PWM控制。

4.1电流临界模式PWM控制

电流临界模式PWM控制方法，开关管Q1的导通占空比d由输出量误差反馈控制。所谓输出量包括输出电流I_o或者输出电压V_o或者I_o与V_o之组合；所谓I_o与V_o之组合，是指I_o与V_o的乘积或者I_o与V_o的加权和。

其特征是，控制电感L2电流为临界连续，同时满足电感L1电流为临界连续或断续，变换器的工作频率f是变化的。若工作频率f达到变换器的最高频率限制，则变换器限频运行于L1和L2电流断续模式。

该特征需要两个技术要点：1)电感L1与L2的自感量满足特定的比例。2)以电感L2电流下降到零的时间点，作为开关管Q1的导通时刻。电感L2电流下降到零的判据，有两种检测方法，一是检测二极管D2阳极或者电容C2负极的电压跳变，二是在电感L2上增加一个紧耦合的辅助绕组，检测该辅助绕组的电压跳变。

4.2电流断续模式PWM控制

电流断续模式PWM控制方法，开关管Q1的导通占空比d由输出量误差反馈控制。所谓输出量包括输出电流I_o或者输出电压V_o或者I_o与V_o之组合；所谓I_o与V_o之组合，是指I_o与V_o的乘积或者I_o与V_o的加权和。

其特征是，工作频率f是恒定的，使得电感L2和L1的电流为断续，并且尽量接近临界连续。该方法一般适于小功率应用。

以上所述仅为本实用新型的优选实施例，并非因此限制本实用新型的专利范围，凡是在本实用新型的创新构思下，利用本实用新型说明书及附图内容所作的等效变换，或直接或间接运用于其他相关的技术领域，均包括在本实用新型的专利保护范围内。

Claims

1.一种单管组合式非隔离PFC变换器，包括整流滤波电路(1)、开关管Q1、电感L1与L2、电容C1与C2、二极管D1与D2与D3与D4；整流滤波电路(1)将输入的正弦交流电源生成正弦脉动直流电压；电容C1用于中间储能、C2用于输出滤波，电感L1与L2用于电流续流；开关管Q1和二极管D2用于变换电流回路；二极管D1、D4用于防止电流反流；其特征是：

所述电感L2具有抽头端或者去掉抽头端；当输出电压较低或者较高时具有抽头端，当输出电压适中时去掉抽头端；

所述二极管D4保留或者去掉；当采用电流断续模式控制时，保留二极管D4；当采用电流临界模式控制时，去掉二极管D4；

所述二极管D3用于消减电感L1与二极管D1连接点的电压振荡；若二极管D1具有软恢复特性或者反向恢复电流很小，致使该电压振荡较小时，则去掉二极管D3；

单管组合式非隔离PFC变换器，其各部分的连接关系是：交流电源u_s两端连接整流滤波电路(1)的两个交流输入端；整流滤波电路(1)的正输出端连接电感L1的一端，电感L1另一端连接二极管D1阳极和二极管D3阴极，二极管D3阳极连接整流滤波电路(1)的负输出端，二极管D1阴极连接开关管Q1的漏极和电容C1的正极；若输出电压较低，则电容C1负极连接电感L2的第一端，二极管D2阳极连接电感L2的抽头端；若输出电压较高，则电容C1负极连接电感L2的抽头端，二极管D2阳极连接电感L2的第一端；若输出电压适中，则电容C1负极和二极管D2阳极连接电感L2的第一端，而去掉抽头端；二极管D2阴极连接电容C2的正极，电容C2负极连接二极管D4的阳极，二极管D4阴极连接电感L2的第二端，若去掉二极管D4则电容C2负极连接电感L2的第二端；等效负载RL与电容C2并联；根据整流滤波电路(1)负输出端、开关管Q1源极的不同连接方式，该变换器构成三类拓扑，分别称作降压类拓扑、升降压类拓扑和升压-降压类拓扑。

2.根据权利要求1所述的一种单管组合式非隔离PFC变换器，其特征在于：所述降压类拓扑，即是整流滤波电路(1)的负输出端连接电容C2的负极，开关管Q1的源极连接电容C2的正极。

3.根据权利要求1所述的一种单管组合式非隔离PFC变换器，其特征在于：所述升降压类拓扑，即是整流滤波电路(1)的负输出端和开关管Q1的源极共同连接电容C2的负极。

4.根据权利要求1所述的一种单管组合式非隔离PFC变换器，其特征在于：所述升压-降压类拓扑，即是整流滤波电路(1)的负输出端和开关管Q1的源极共同连接电容C2的正极。

5.根据权利要求1所述的一种单管组合式非隔离PFC变换器，其特征在于：电感L1与L2的自感量之比L₁/L₂，满足下列关系式；

式中，V_sm为输入电压的最小有效值，输入电压即是交流电源u_s的电压；V_oM为输出电压的最大值，输出电压即是等效负载RL和电容C2的电压；η为变换效率；

式中，λ为电流波形系数，正弦波λ＝1，一般取λ＝1.05～1.1；

式中，n_e称作等效变比，其根据抽头端的连接方式取值；n为电感L2的抽头比例，n＝N₁/N，N为电感L2的总匝数，N₁为电感L2的第二端与抽头端之间的匝数。