KR102113295B1 - 전기자동차 배터리 충전용 ａｃ-ｄｃ 컨버터 - Google Patents

전기자동차 배터리 충전용 ａｃ-ｄｃ 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전기자동차 배터리 충전 기술에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, 역률(Power Factor: PF)이 1에 가깝도록 효율이 향상된 전기자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터에 관한 것이다.
본 발명의 일 실시예는, 입력전원 교류 전원의 역률을 0.9 내지 1로 보정한 후 직류 전원으로 정류하여 출력하는 입력부(1); 상기 입력부(1)의 출력 직류 전원을 입력 받은 후, 제로 전압 스위칭을 달성하는 동기정류 및 액티브 클램프를 수행한 후 배터리 충전에 필요한 전압으로 DC-DC 변환하여 출력하며 액티브 클램프 스너버 회로를 구비하는 출력부(2); 및 상기 입력부(1)와 출력부(2)의 구동을 위한 전원을 공급하는 바이어스 공급부(3)를 포함하고, 상기 출력부(2)는 제로 전압 스위칭을 위해, 풀브리지 회로를 포함하여 구성되며, 브리지회로의 각레그(leg)는 고정된 50% 듀티(Duty)를 갖는 2개의 상보적인 PWM 신호로 구동되도록 구성되고, 출력 및 풀 브리지의 단락전류 검출을 위하여 제 1 변류기(CT1)를 구비한 인버터부(80)를 포함하여 구성되는 전기 자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터를 제공한다.

Description

전기자동차 배터리 충전용 ＡＣ-ＤＣ 컨버터{AC-DC CONVERTER FOR CHARGER OF ELECTRICAL VEHICLE BATTERY}
본 발명은 전기자동차 배터리 충전 기술에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, 역률(Power Factor: PF)이 1에 가깝도록 효율이 향상된 전기자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터에 관한 것이다.
전기 자동차(Electric Vehicle; EV)는 석유 연료와 엔진을 사용하지 않고, 전기 배터리와 전기 모터를 사용하는 자동차를 말한다.
전기 자동차는, 크게 전기 배터리만을 이용하는 전기 자동차와, 다른 동력원, 예를 들어 가솔린과 전기 배터리를 함께 사용하는 하이브리드 전기 자동차를 포함한다. 배터리에 축적된 전기로 모터를 회전시켜서 자동차를 구동시키는 전기 자동차는 1873년 가솔린 자동차보다 먼저 제작되었다. 그러나 배터리의 무거운 중량, 충전에 걸리는 시간 등의 문제 때문에 실용화되지 못했다.
최근 화석연료 등 에너지 자원의 부족, 가솔린 자동차에 의한 환경오염 등의 문제에 의해 전기 자동차에 대한 연구가 활발해지고 있다.
이러한 전기 자동차의 보급 확대와 운용 활성화를 위해서는 충전 인프라 구축이 필수적이며, 전력 전달 기기인 충전 스탠드와 충전 시스템의 개발이 무엇보다도 필수적이다.
전기 자동차용 배터리의 충전에 적합한 전압을 출력하기 위해 AC-DC 컨버터는 충전용 전원을 교류에서 직류로 정류한 후, 정류된 직류 전원을 배터리 충전에 적합한 전압의 전원으로 DC-DC 변환하는 전력변환 과정을 수반한다.
이러한 전기 자동차용 배터리 충전을 위한 AC-DC 컨버터는 전체 부하 동작 범위 및 주 입력 전압 범위에 걸쳐 높은 효율을 요구한다.
이에 따라, 대한민국 공개특허 제2017-0131895호는 절연형 역률보상 컨버터를 사용함으로써 회로 구성을 간단히 하면서 손실을 줄일 수 있도록 하는 전기자동차용 충전 및 전력 변환 겸용 회로를 제공하며, 대한민국 공개특허 제2018-0017987호는 역률 보정 회로를 통해 역률을 보정하여 출력하도록 구성된 전기 자동차용 배터리 충전 장치를 개시하고 있다.
하지만, 상기한 선행기술들은 전기 자동차용 배터리 충전을 위한 AC-DC 컨버터의 전체 부하 동작 범위 및 주 입력 전압 범위에 걸친 높은 효율의 요구를 충족하지 못하는 문제점을 가진다.
대한민국 공개특허 제2017-0131895호 대한민국 공개특허 제2018-0017987호
상술한 종래기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 실시예는, 전기 자동차용 배터리 충전을 위한 AC-DC 컨버터는 전체 부하 동작 범위 및 주 입력 전압 범위에 걸쳐 요구되는 높은 효율을 가지는 전기 자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상술한 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 입력전원 교류 전원의 역률을 0.9 내지 1로 보정한 후 직류 전원으로 정류하여 출력하는 입력부; 상기 입력부의 출력 직류 전원을 입력 받은 후, 제로 전압 스위칭을 달성하는 동기정류 및 액티브 클램프를 수행한 후 배터리 충전에 필요한 전압으로 DC-DC 변환하여 출력하며, 액티브 클램프 스너버 회로를 구비하는 출력부; 및 상기 입력부와 출력부의 구동을 위한 전원을 공급하는 바이어스 공급부;를 포함하고,
상기 출력부는 제로 전압 스위칭을 위해, 풀브리지 회로를 포함하여 구성되며, 브리지회로의 각 레그(leg)는 고정된 50% 듀티(Duty)를 갖는 2개의 상보적인 PWM 신호로 구동되도록 구성되고, 출력 및 풀 브리지의 단락전류 검출을 위하여 제 1 변류기(CT1)를 구비한 인버터부를 포함하여 구성되는 전기 자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터를 제공한다.
또, 본 발명의 전기 자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터에 따르면, 상기 입력부는, 주파수대역이 다른 2개의 필터(F1, F2)를 2단으로 하여 PFC의 입력 정류기 브리지 다이오드에 연결되도록 구성되어 전자기 간섭을 완화하는 EMC 필터부; 교류 전원 입력단에 연결되는 제 1 서미스터(PT1)와 병렬로 연결되는 제 1 릴레이(RL1A)을 구비하여, 입력단에 입력전원 투입 시 돌입 전류 제한을 위하여 제 1 서미스터(PT1)의 저항값에 의하여 내부 커패시터의 충전전류를 제한하고, VBUS 전압를 검출하여 전압이 정상임을 감지한 후 상기 제 1 릴레이(RL1A)를 구동시켜 돌입 전류의 유입을 제한하는 돌입전류 제한부; 풀브리지 다이오드와 상기 풀브리지 다이오드와 병렬로 연결되는 한 쌍의 병렬 연결 커패시터로 구성되는 제 11 커패시터(C11)를 구비하여 상기 EMC 필터부로부터 입력되는 교류전원을 직류 전원으로 정류하여 출력하는 입력정류부; 역류 보상 제어를 위해 입력 교류 전압과 전류를 검출하여 입력부 제어부로 출력하는 입력전압전류검출부; 2 개의 병렬 부스트 컨버터(BC1, BC2)와 2개의 병렬 부스터 컨버터(BC1, BC2)의 각 레그에 대한 평균 인덕터 전류를 측정하기 위해 각 스위치에 연결되는 두 개의 전류 트랜스포머(CT1, CT2)를 포함하고, 상기 각 레그의 스위치를 동일한 듀티 사이클로 구동시켜, RECT+ 포트를 통해 상기 EMC 필터부로부터 필터링된 교류 전원을 입력 받아 직류 전원으로 정류하여 출력하는 역률 보상 2상 부스터 컨버터부; 및 고전압 직류버스전압 검출은 분압저항(R24, R27, R29, R33, R34, R35)들로 검출한 후 입력부 제어부를 구성하는 MCU 보드의 VBUS+ 포트로 출력하는 직류전압 전압 검출 및 필터부;를 포함하여 구성될 수 있다.
또, 본 발명의 전기 자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터에 따르면, 상기 입력부는, 역률 보상 2상 부스트 컨버터부에 대한 PFC제어를 위하여 위상동기루프(PLL)를 포함하여, 입력 전압 주파수, 진폭을 계산하고 입력 전류와의 동기화를 보장하고, 듀티 사이클 피드 포워드(duty cycle feed-forward) 제어기술을 도입하여, 연속 전도 모드(CCM), 불연속 전도 모드(DCM)로 작동 시에도 전체 고조파 왜곡(THD)과 역률(PF)이 전체 동작 범위에서 0. 9 내지 1이 되도록 상기 입력부의 입력전원을 제어하는 입력부 제어부;를 더 포함하여 구성될 수 있다.
또한, 본 발명의 전기 자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터에 따르면, 상기 출력부는 각각 제 1 내지 제 4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4) 중 하나를 포함하는 네 개의 제 1 내지 제 4 브리지회로(BC1 ~ BC4)를 가지는 풀브리지 회로를 구비하여 ZVS 스위칭을 수행하여 상기 입력부(1)에서 출력되는 직류 전원을 교류전원으로 변환하여 출력하는 인버터부; 상기 인버터부의 구동 전원을 공급하는 제 2 게이트 드라이버부; 제 1 변압기(T1)의 누설 인덕턴스와 다이오드 접합 커패시턴스로 인한 전압 스파이크를 클램핑하기 위해 출력 정류기인 위상동기정류회로부에 클램프 네트워크로 구성되는 액티브 클램프 스너버부; 상기 액티브클램프스너버부의 구동 전원을 공급하는 제 3 게이트 드라이버부; 상기 인버터부의 출력 교류 전원을 위상 동기 전류하여 직류로 변환하여 출력하는 위상동기정류회로부; 상기 위상동기정류회로부의 구동 전원을 공급하는 제 4 게이트 드라이버부; 상기 위상동기정류회로의 출력 직류 전원의 전류를 검출한 후 출력부 제어부의 DDC_CURR(MCU A/D)로 출력하는 제 1 저저항 분류기(SH1)를 구비한 출력전류검출부; 제 1 인덕터(L1)와 제 10 내지 제 15 커패시터(C10~C15)를 포함하는 고주파회로룰 구비하여, 고주파스위칭 파형을 직류전원으로 필터링하여 출력으로 공급하는 출력 필터 및 전압 검출부; 및 상기 인버터부의 ZVS를 위해 상기 제 1 내지 제 4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q3)의 스위칭 제어를 위한 제 1 내지 제 4 인버터 PWM 신호(PWM_Q1, PWM_Q2. PWM_Q3, PWM_Q4)와 상기 위상동기정류회로부에 구성되는 제 8 및 제 10 스위치(Q8 및 Q10) 및 제 9 및 제 11 스위치(Q9 및 Q11)의 스위칭 제어를 위한 제 1 내지 제 2 위상동기정류 PWM신호(PWM_SR1(SRA1, SRB1), PWM_SR2(SRA2, SRB2)), 상기 액티브 클램프 스너버부의 제 5 및 제 6 스위치(Q5, Q6)의 스위칭 제어를 위한 제 1 및 제 2 클램프 PWM 신호(PWM_CLAMP1, PWM_CLAMP2)를 출력하여 출력부의 DC-DC 변환을 위한 스위칭 및 ZVS를 제어하는 출력부 제어부;를 포함하여 구성된다.
또, 본 발명의 전기 자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터에 따르면, 상기 인버터부는, 각각 제 1 내지 제 4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4) 중 하나를 포함하는 네 개의 제 1 내지 제 4 브리지회로(BC1 ~ BC4)를 가지는 풀브리지 회로와 상기 풀브리지 회로의 전류 검출을 위한 제 1 변류기(CT1)와 풀브리지 회로의 제 2 및 제 4 브리지회로(BC2, BC4)의 결합 노드(a)에 접속되는 제 4 인덕터(L4)와 일단은 상기 제 4 인덕터에 접속되고 타단은 상기 제 1 및 제 3 브리지회로(BC1, BC3)의 결합 노드(b)에 접속되는 제 1 변압기(T1)를 포함하여, 각 레그(leg)가 고정된 50%Duty을 갖는 2개의 상보적인 PWM신호에 의해, 제 3 및 제 4 스위치(Q3 및 Q4)는 고정된 50% 듀티사이클로 구동되고, 상부 제 1 및 제 2 스위치(Q1과 Q2)의 펄스폭 끝에서 펄스폭이 변조되도록 구동되어 ZVS를 수행하도록 구성될 수 있다.
상술한 본 발명의 일 실시예에 따르면, 입력 전원의 역률을 1에 근사하게 조정하고, 고조파 THD를 저감하면서, 안정화된 400 Vdc의 직류 출력 전압을 제공하도록 전기 자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터의 효율을 현저히 향상시키는 효과를 제공한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예의 AC-DC 컨버터의 기능 블록 구성도.
도 2는 도 1의 구성 중 입력부 구성의 일부를 나타낸 회로도.
도 3은 도 1의 구성 중 입력부 제어부의 상세 회로도.
도 4는 도 1의 구성 중 출력부의 회로도.
도 5는 출력부의 인버터부의 출력파형을 나타내는 도면.
도 6은 출력부의 출력전류 검출부의 상세 회로도
도 7은 출력부의 구성 중 인버터부의 스위칭 소자를 구동하는 제 2 게이트 드라이버부의 회로도.
도 8은 출력부의 구성 중 액티부 클램프 스너버부의 스위칭 소자를 구동하는 제 3 게이트 드라이버부의 회로도.
도 9는 출력부의 구성 중 위상동기정류회로부의 스위칭 소자를 구동하는 제 4 게이트 드라이버부의 회로도.
도 10은 출력부의 구성 중 출력제어부의 회로도.
도 11은 입력부와 출력부의 사이의 통신을 수행하는 통신부의 회로 구성도.
도 12는 도 1의 바이어스 공급부의 회로도.
하기에서 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.
본 발명의 개념에 따른 실시 예는 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있으므로 특정 실시 예들을 도면에 예시하고 본 명세서 또는 출원에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나 이는 본 발명의 개념에 따른 실시 예를 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 설시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
이하, 본 발명의 실시예를 나타내는 첨부 도면을 참조하여 본 발명을 더욱 상세히 설명한다.
먼저 본 발명의 실시예의 설명에서 사용되는 약어를 정의한다.
PFC: Power Factor Corrector
THD: Total Harmonic Distortion
MCU: Micro controller unit
ZVS: Zero Voltage Switching
CCM: Continuous Conduction Mode
DCM: Discontinuous Conduction Mode
EMC: Electromagnetic Compatibility
PWM: Pulse Width Modulation
CT: Current Transformer
SMPS: Switched Mode Power Supplies
도 1은 본 발명의 일 실시예의 AC-DC 컨버터의 기능 블록 구성도이다.
도 1과 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 상기 AC-DC 컨버터는 입력전원 역률을 1로 만들고, 고조파 THD(total harmonic distortion)을 저감시키며, 전기 자동차용 배터리 충전을 위하여 안정화된 400 Vdc 전압을 가지는 직류 전원을 출력하는 입력부(1), 상기 입력부(1)에서 출력된 직류 전원을 입력받아 제로 전압 스위칭(ZVS)을 달성하는 동기정류를 수행한 후 배터리 충전에 필요한 전압으로 DC-DC 변환하여 출력하는 출력부(2) 및 상기 입력부(1)와 출력부(2)의 구동을 위한 바이어스 전원을 공급하는 바이어스 공급부(3)를 포함하여 구성될 수 있다.
상기 THD의 저감에 대하여 설명하면, 기본적으로 비선형 부하인 캐퍼시터 부하 정류기에서 정현파 전류의 왜곡으로 인하여 입력 전류의 고조파 성분이 증가하게 된다. 본 개발품에서는 디지털 제어 Active PFC를 적용하여 입력 전류가 입력전압파형에 동기된 정현파 전류로 흐르도록 sinωt(도 3 참조)의 레퍼런스를 만들어 제어함으로써, 단일 역률로 제어하고 낮은 THDi를 달성 한다.
유니티 파워 팩터(unity power factor)로 제어 하기 위하여는, 회로 특성상 입력전압 최대치가 373V(220Vac * 1.2 * 1.414 ≒ 373)이므로 출력전압을 400 VDC로 하는 부스트 컨버터로 구성되며, 그 회로 구성은 L3, L4(부스트 인덕터)와 Q2,Q3,Q4,Q5(스위치) 및 D4,D5(부스트 다이오드)로 이루어진다.
상기 입력부(1)는 EMC 필터부(10), 입력전압전류검출부(30), 돌입전류 제한부(15), 역률 보상 2상 부스터 컨버터부(40), 직류전압 전압 검출 및 필터부(50), 제 2 게이트 드라이버부(60) 및 입력부 제어부(70)를 포함하여 구성되어, 입력전원 역률를 1로 만들고, 고조파 THD를 저감하고 직류 출력전압을 400Vdc로 안정화시켜 출력한다.
상기 출력부(2)는 위상 시프트 변조(phase shift modulation)로 구동되는 풀브리지 스텝 다운(full bridge step-down) 컨버터로 구성되는 DC-DC 컨버터로 구성되는 것으로서, 인버터부(80), 제 2 게이트 드라이버부(90), 액티브 클램프 스너버부(100), 제 3 게이트 드라이버부(110), 동기 정류 회로부(120), 제 4 게이트 드라이버부(130), 출력전류 검출부(140), 출력 필터 및 전압 검출부(150), 및 출력부제어부(160)를 포함하여 구성된다.
상술한 구성의 출력부(2)는 PFC 출력 전압을 400V에서 배터리 충전을 위한 충전전압으로 낮추고, 고주파변압기를 사용하여 전기적 절연을 제공한다. 출력부(2)에 적용되는 위상 시프트 변조(phase shift modulation)는 하드스위칭과 같이 상당한 전력 손실이 있는 고전적인 PWM변조와 달리 ZVS(Zero Voltage Switching)를 달성하고 턴 온 스위칭 손실을 최소화한다. 이러한 이유로 풀 브리지 위상 시프트 컨버터(full bridge phase shifted converter)는 고전력 및 고주파수 어플리케이션에 적합하다.
또한 상기 출력부(2)는 위상동기정류방식과 액티브 클램프 스너버 방식을 채택하여 효율을 극대화하였으며, 위상동기정류방식과 액티브 클램프 스너버 방식의 구현을 위한 회로의 채택으로 약 2%의 전체 효율이 증가 되었다.
다음으로, 본 발명의 실시예의 AC-DC 컨버터의 각 구성을 상세 회로를 나타내는 첨부 도면을 참조하여 더욱 상세히 설명한다.
도 2는 도 1의 구성 중 입력부(1) 구성 중 EMC 필터부(10), 돌입전류 제한부(15), 입력정류부(20), 입력전압전류검출부(30), 역률 보상 2상 부스터 컨버터부(40), 직류전압 전압 검출 및 필터부(50)룰 포함하는 회로도이다.
도 2와 같이, 상기 EMC 필터부(10)는 주파수대역이 다른 2개의 필터(F1, F2)를 2단으로 하여 PFC의 입력 정류기 브리지 다이오드에 연결되도록 구성되는 것으로, 전자기 간섭을 완화하는 기능을 수행한다. 이때 적용되는 필터는 용도에 따라 클래스 A(산업용) 또는 클래스 B(가정용)를 만족할 수 있도록 설계되는 것이 바람직하다.
구체적으로, EMC(Electro Magnetic Compatibility; 전자기 적합성)은 다음 표 1에 기재된 EMC 분류에 대응될 수 있도록 설계되어야 한다. 이에 따라, 본 발명에서는 EMI 성분의 고주파에 대한 감소를 위하여, L,C를 도면 상에 L1, L2, C9, C7, C15, C5, C13, C14 로 구성 하였다.
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상기 돌입전류 제한부(15)는 교류 전원 입력단에 연결되는 제 1 서미스터(PT1)와 병렬로 연결되는 제 1 릴레이(RL1A)을 구비하여, 입력전원 투입 시 돌입 전류 제한을 위하여 제 1 서미스터(PT1)의 저항값에 의하여 내부 커패시터(입력부(1) 측의 C19 및 C20, 출력부(2) 측의 C6 및 C7)의 충전전류를 제한하고, VBUS 전압를 검출하여 전압이 정상임을 감지 후 제 1 릴레이(RL1A)를 구동시키는 것에 의해 돌입 전류가 유입되는 것을 방지한다. 구체적으로, 초기 상태에서 AC 입력이 투입이 되면 전류의 흐름이 PT1->BD1->D3로 이루어지고, 대용량 캐패시터(입력부 측의 C19, C20 및 출력부 측의 C6, C7)에 충전전류가 흐르게 된다. 이때 PT1의 저항이 없으면 대용량 캐패시터의 초기 단락전류가 발생하여 입력 휴즈(F1)이 단선될 수 있으며, 입력의 과도 전압 및 전류가 발생할 수 있어, 초기 기동 시 충전 전류를 줄여주기 위하여 PT1를 사용 후 충전 전압이 일정 전압에 도달 한 후 제 1 릴레이(RL1)를 동작시켜 충전기의 동작 전류를 담당한다.
상기 입력정류부(20)는 풀브리지 다이오드와 상기 풀브리지 다이오드와 병렬로 연결되는 한 쌍의 병렬 연결 커패시터로 구성되는 제 11 커패시터(C11)를 구비하여, RECT+ 포트를 통해 PFC단인 역률 보상 2상 부스트 컨버터부(40)로 맥류 전압을 보낸다.
상기 입력 전압 전류 검출부(30)는 역류 보상 제어를 위해 입력 교류 전압과 건류를 검출하여 입력부 제어부(70)를 구성하는 MCU보드로 출력하는 것으로서, 입력 전압 검출부(31) 및 입력 전류 검출부(32)를 포함하여 구성된다.
상기 입력 전압 검출부(31)는 입력전압의 검출은 교류전압을 바로 검출하여 제 1 증폭기(OP-Amp, OP)의 출력으로 DC 1.25 V로 레벨 시프트된 신호를 입력부 제어부(70)를 구성하는 MCU보드의 PFC_VAC 포트를 통해 보낸다,
상기 입력 전류 검출부(32)는 분로저항(SH1)의 전압을 증폭하여 역시 입력부 제어부(70)를 구성하는 MCU보드의 PFC_i_AVG 포트로 전송된다. 두 신호는 입력의 역률 제어를 1로 만들기 위한 중요한 제어 변수로서 사용되며 정확도를 요하는 변수이다.
상기 역률 보상 2상 부스트 컨터버부(40)는 RECT+ 포트를 통해 EMC 필터부(10)를 통해 필터링된 전원을 입력 받아 교류 전원을 직류 전원으로 정류하는 2 개의 병렬 부스트 컨버터(BC1, BC2)를 포함하도록 구성된다.
상기 역률 보상 2상 부스트 컨버터부(40)는 2 개의 병렬 부스트 컨버터(BC1, BC2)와 2개의 병렬 부스터 컨버터(BC1, BC2)의 각 레그에 대한 평균 인덕터 전류를 측정하기 위해 각 스위치에 연결되는 두 개의 전류 트랜스포머(CT1, CT2)를 포함하여 구성되어, 인터리브된(180°위상 시프트) 방식으로 총 전류를 분할하고 라인 및 DC 링크 커패시터 전류의 고주파 리플을 감소시킨다. 따라서 이 토폴로지에는 입력 인덕터(L3, L4)의 크기와 출력 필터 커패시터(C21, C22)의 크기를 줄이는 이점이 있으며 컨버터 전력 밀도를 증가시킨다.
버스 전압 조정을 위하여 입력부 제어부(70)에 구성되는 전압 및 전류 제어루프(71, 도 3 참조)를 구비하며, 전압 및 전류 제어루르(70)는 외부전압제어루프(Outer Voltage Loop)(71)를 사용하여 제어하고 정현파에 따라 전류를 형성하는 전류 제어는 내부전류제어루프(Current Inner Loop)(72)를 포함한다. 외부전압제어루프(72)는 규정 된 버스 전압을 유지하기 위해 전류 레퍼런스를 조정한다. 내부전류제어루프(72)를 구성하는 것에 의해 과도응답에서 빠른 장점이 있으며, 리플전압 저감 효과를 나타낸다.
두 가지 다른 전류 피드백 측정을 통해 컨버터의 각 레그에 대해 독립적인 전류 루프를 수행 할 수 있다. 두 CT(CT1,CT2)대신에 제 1 분로저항을(SH1)을 통해 흐르는 총 전류를 사용하도록 펌웨어를 구성하여 고유한 전류 루프를 수행하고 두 레그의 스위치를 동일한 듀티 사이클로 구동할 수도 있다.
고전압 DC 버스는 PFC인 역률 보상 2상 부스트 컨터버부(40)에 의해 400V로 조절 된다. 높은 역률과 낮은 전류를 유지하면서 AC입력으로부터의 정현파 입력전류의 총 고조파 왜곡은 THDi 가 5% 이내로 유지한다.
이 회로는 넓은 범위(90Vac~ 264Vac)의 입력 라인 전압을 수용할 수 있도록 설계되었다
상기 직류 전압 검출 및 필터부(50)는, 고전압 직류버스전압 검출은 분압저항(R24, R27, R29, R33, R34, R35)들로 검출한 후 입력부 제어부(70)를 구성하는 MCU 보드의 VBUS+ 포트로 출력한다.
상기 직류 전압 검출 및 필터부(50)는 전압 검출을 위해 고전압 필터용 대용량 전해 커퍼시터(C19, C20)를 구비하여, 이러한 대용량 전해 커퍼시터(C19, C20)들은 출력부 제어부(160)를 구성하는 출력보드에도 배치되어 운용된다. 상기 대용량 전해 커퍼시터(C19, C20)는 교류 전압을 정류하여 맥류를 형성하고, 직류성분으로 변환하기 위한 필터로서 에너지를 저장하는 기능을 수행한다.
상기 제 1 게이트 드라이버부(60)는 입력부 제어부(70)의 3.3 V의 PWM 소신호를 MOSFET으로 구현된 역류 보상 2상 부스트 컨버터부(40)의 제 2, 제 3, 제 4 및 제 5 입력부 스위치(Qi2, Qi3, Qi4 및 Qi5)들의 구동 신호로 증폭하여 출력하며, 이를 위해 12 V로 구동된다.
도 3은 도 1의 구성 중 입력부 제어부(70)의 상세 회로도이다.
상기 입력부 제어부(70)는 입력부 MCU회로를 포함하며, 입력부 MCU 회로는 역률 보상 2상 부스트 컨버터부(40)에 대한 PFC제어를 위하여 위상동기루프(PLL)를 구성하였다. 상기 위상 동기 루프(PLL)는 입력 전압 주파수, 진폭을 계산하고 입력 전류와의 동기화를 보장하기 위해 구현하였으며, 또한 듀티 사이클 피드 포워드(duty cycle feed-forward) 제어기술을 도입하여, 연속 전도 모드(CCM), 불연속 전도 모드(DCM)로 작동 시에도 전체 고조파 왜곡(THD)과 역률(PF)이 전체 동작 범위에서 1에 가깝도록 입력부(1)의 입력전원을 제어한다. 입력부 MCU는 2차 측 출력 보드와 통신기능을 가지고 있으며 입력 보드의 상태정보를 2차 측 출력부 MCU와 공유하여 운전하게 된다.
도 4는 도 1의 구성 중 출력부(2)의 인버터부(80), 액티브 클램프 스너버부(100), 위위상동기정류회로부(120), 출력전류검출부(140) 및 출력 필터 및 전압 검출부(150)의 회로 구성도이다.
상기 인버터부(80)는 각각 제 1 내지 제 4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4) 중 하나를 포함하는 네 개의 제 1 내지 제 4 브리지회로(BC1 ~ BC4)를 가지는 풀브리지 회로와 출력 및 풀 브리지의 단락전류 검출을 위한 제 1 변류기(CT1)와 풀브리지 회로의 제 2 및 제 4 브리지회로(BC2, BC4)의 결합 노드(a)에 접속되는 제 4 인덕터(L4)와 일단은 상기 제 4 인덕터(l4)에 접속되고 타단은 상기 제 1 및 제 3 브리지회로(BC1, BC3)의 결합 노드(b)에 접속되는 제 1 변압기(T1)을 포함하여 각 레그(leg)가 고정된 50% 듀티(Duty)을 갖는 2개의 상보적인 PWM신호로 구동되도록 구성된다.
상술한 풀 브리지로 구성되는 상기 인버터부(800)는 제로 전압 스위칭(ZVS)을 구현하게 되며, 이를 위해 종래기술의 하드 스위칭 토폴로지와 유사하게 동작하지만, 대각선 브리지 스위치(BC1 및 BC4, BC2 및 BC3)를 동시에 구동하는 대신 하단 제 3 및 제 4 스위치(Q3 및 Q4)는 고정된 50% 듀티사이클로 구동되고, 상부 제 1 및 제 2 스위치(Q1과 Q2)의 펄스폭 끝에서 펄스폭이 변조되는 것에 의해 ZVS를 수행하여 입력부 출력 고전압 직류 전원을 교류전원으로 변환하여 출력한다.
MOSFET으로 구성되는 도 4의 제 1 내지 제 4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4)에는 내부 병렬 다이오드 및 기생 커패시턴스가 모델링 된다. 그리고 외부 공진 인덕터(LR)에는 제 4 인덕터(l4)와 T1 변압기 누설인덕턴스(LR)가 포함된다.
도 5는 상술한 구성을 가지는 출력부(2)의 인버터부(80)의 제로 전압 스위칭(ZVS) 풀 브리지의 출력파형을 나타내는 도면이다.
도 5와 같이, 초기 구동 시에는 제 1 및 제 4 스위치(Q1, Q4)가 온되고, 제 2 및 제 3 스위치(Q2, Q3)가 오프되도록 설정된다. 이러한 구성에 의해 제 1 스위치(Q1)가 오프될 때까지 제 1 전력 전달 기간을 형성하며, 이 기간에 흐르는 1차 전류는 제 1 변압기(T1) 1차-L4-제 4 스위치(Q4)를 통해 흐른다. 상기 제 1 전력 전달 기간은 제 1 스위치(Q1)이 PWM 신호에 의해 턴 오프될 때 종료된다. 이 경우 1차 측에 흐르는 전류는 순간적으로 차단될 수 없으므로 대체 경로를 찾아 제 3 스위치(Q3)와 제 1 스위치(Q1)의 기생 스위치 커패시턴스를 통해 흐르고 노드 b를 0V로 방전한 다음 제 3 스위치(Q)의 바디다이오드인 제 3 다이오드(D3)를 순방향 바이어스시킨다.
1차 공진 인덕터(LR)는 제 3 다이오드(D3), 제 1 변압기(T1) 1차측-LR-제 4 스위치(Q4)의 경로를 순환하는 전류를 유지한다. 제 1 스위치(Q1)가 온되는 경우 출력으로 에너지가 전달된다. 제로 전압 스위칭(ZVS) 전환은 제 3 스위치(Q3) 및 제 4 스위치(Q4) 토글 후 제 2 스위치(Q2)가 켜지기 전의 공진 지연 기간 동안 발생한다. 필요한 공진 지연은 제 1 공진 인덕터(L4)(?)와 기생 커패시터의 용량에 의해 형성된 회로의 LR×C(LR은 L4 + T1 변압기 누설 인턱턴스, C는 Q2 및 Q4 내부의 기생 커패시터) 공진 주파수 주기의 1/4이다.
상기 액티브 클램프 스너버부(100)는 제 1 변압기(T1)의 누설 인덕턴스와 다이오드 접합 커패시턴스로 인한 전압 스파이크를 클램핑하기 위해 출력 정류기인 위상동기정류회로부(120)에 클램프 네트워크로 구성된다. 종래기술의 경우 RCD로 구성된 패시브 스너버를 사용하여 열손실이 많이 발생하는 구조이나. 본 발명의 AC-DC 컨버터의 경우에는 능동 스너버 네트워크(D5, D6, Q5, Q6, C3, C4 L1, L2, D10, D11)의 일 구성으로 구성하였다, 스위치의 오프 구간에 제 3 커패시터(C3)와 제 4 커패시터(C4)에 축적된 에너지를 제 5 및 제 6 스위치(Q5, Q6) -> 제 1 및 제 2 인덕터(L1, L2) -> 제 10 및 제 11 다이오드 쌍(10, D11)를 통하여 출력으로 회생하도록 구성된다.
상기 위상동기정류회로부(120)는 각각 제 8 내지 제 11 스위치(Q8, Q9, Q10, Q11)와 상기 제 8 내지 제 11 스위치(Q8, Q9, Q10, Q11)와 각각 병렬로 연결되는 제 5 내지 제 8 양방향 제너다이오드(RV5, RV6, RV 7 RV8)를 포함하여 구성된다.
구체적으로, 상기 위상동기정류회로부(120)는 동일한 제 1 위상동기정류 PWM신호(PWM_SR1(SRA1, SRB1))에 의해 스위칭되는 제 8 스위치(Q9) 및 제 10 스위치(Q11)를 각각 구비하는 제 1 및 제 3 정류스위칭회로(SRC1 및 SRC3), 제 2 위상동기정류 PWM신호(PWM_SR2(SRA2, SRB2))에 의해 스위칭되는 제 9 스위치(Q9) 및 제 11 스위치(Q11)를 각각 구비하는 제 2 및 제 4 정류스위칭회로(SRC2, SRC4), 제 1 및 제 2 정류스위칭회로(SRC1 및 SRC2)와 공진되는 제 1 공진회로(RCR1) 및 제 3 및 제 4 정류스위칭회로(SRC3, SRC4)와 공진되는 제 2 공진회로(RCR2)를 포함하여 구성된다.
상기 위상동기정류회로부(120)는 에너지변환 효율을 높이기 위하여 동기정류회로를 채택하였으며 일반적인 정류 회로는 다이오드를 사용한다. 다이오드의 순방향 전압 강하가 0.65~1.2 V로 에너지 전달 기간을 듀티 0.8로 본다면 출력 다이오드의 손실이 전체 효율에 상당한 비중을 차지하게 된다. 그러나 본 발명의 AC-DC 컨버터의 출력부(2)에서는 출력정류부에 동기정류회로를 채택하여 제 8 스위치 내지 제 11 스위치((MOSFET Q8~Q11)의 낮은 임피던스 RDS(on) 경로에 의해 효율을 크게 높이도록 구성된다.
도 6은 출력부(2)의 출력전류 검출부(140)의 상세 회로도이다.
상기 출력전류검출부(140)는 도 5 및 도 6과 같이, 출력 전류 검출을 위해 출력 전류를 검출하여 증폭한 후 제어를 위하여 제 1 증폭기(U1: Op-amp)를 구비하여, 상기 제 1 증폭기(U1: Op-amp)의 출력을 상기 출력부 제어부(2)를 구성하는 MCU 보드의 DDC_CURR(MCU A/D)로 출력하는 제 1 저저항 분류기(SH1)를 포함하여 구성된다.'
다시 도 4를 참조하여 설명하면, 상기 출력 필터 및 전압 검출부(150)는 제 1 인덕터(L1)와 제 10 내지 제 15 커패시터(C10~C15)를 포함하는 고주파회로룰 구비하여, 고주파스위칭 파형을 완벽한 직류전원으로 필터링하여 출력으로 공급하도록 구성된다.
출력전압검출은 2회로가 있으며 출력 릴레이인 제 2 릴레이(RL1B) 전단(R17, R26, R28, C17)과 후단(R18, R27, R29, C18)으로 구성되어 제 2 릴레이(RL1B)의 전단의 전압은 출력부 제어부(2)를 구성하는 MCU의 DDC_VSEN 포트로 출력하고, 제 2 릴레이(RL1B)의 후단의 전압은 출력부 제어부(2)의 MCU의 VOUT_SEN 포트로 출력한다. 전기 자동차 배터리의 충전을 위해 연결 시 제 2 릴레이(RL1B)의 전단의 전압인 입력 단자측 전압은 AC-DC 컨버터 측의 전압이 배터리의 전압과 비등한 상태에서 제 2 릴레이(RL1B)를 동작시킬 수 있도록 사용되며, 이에 의해 출력 커패시터(C10 내지 C15)를 과전류로부터 보호한다.
도 7은 출력부(2)의 구성 중 인버터부(80)의 스위칭 소자를 구동하는 제 2 게이트 드라이버부(90)의 회로도이고, 도 8은 출력부(2)의 구성 중 액티부 클램프 스너버부(100)의 스위칭 소자를 구동하는 제 3 게이트 드라이버부(110)의 회로도이며, 도 9는 출력부(2)의 구성 중 위상동기정류회로부(120)의 스위칭 소자를 구동하는 제 4 게이트 드라이버부(130)의 회로도이다.
상술한 제 2, 제 3 및 제 4 게이트 드라이버부(90)는 출력부 제어부(2)의 MCU의 출력 PWM 소신호(3.3 V)를 출력부 스위치(Q1 내지 Q11) 구동을 위한 구동 전력을 공급하기 위해 12 V 전원을 사용하도록 구성된다. 또한, 도 7의 인버터(80)에 구성된 스위치(,Q1 내지 Q4)들을 구동하는 제 2 게이트 드라이버 회로(90)S는 인버터부(80)와의 절연을 위해 제 2 변압기(T2) 및 제 3 변압기(T3)를 구비하며, 액티브 클램프 스너버부(100)에 구성되는 스위치(Q5, Q6)들을 구동하는 제 4 게이트 드라이버부(130)는 액티브 클램프 스너버부(100)와의 절연을 위해 제 4 및 제 5 변압기(T4, T5)를 구비한다.
도 10은 출력부(2)의 구성 중 출력부 제어부(160)의 회로도이다.
도 10과 같이, 출력부 제어부(160)를 구성하는 출력부 MCU회로는 총8개의 100 khz PWM 신호를 생성하여 ZVS(4개: PWM_Q1, PWM_Q2. PWM_Q3, PWM_Q4)와 동기정류(2개: PWM_SR1, PWM_SR2),액티브 클램프(2개: PWM_CLAMP1, PWM_CLAMP2)를 인버터부(80), 위상동기정류회로부(120), 액티브클램프스너버부(100)로 출력하도록 구성된다.
구체적으로, 상기 출력부 제어부(160)는 상기 인버터부(80)의 ZVS를 위해 상기 제 1 내지 제 4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q3)의 스위칭 제어를 위한 제 1 내지 제 4 PWM 신호(4개: PWM_Q1, PWM_Q2. PWM_Q3, PWM_Q4)와 상기 위사동기정류회로에 구성되는 제 8 및 제 9 스위치(Q8 및 Q9) 및 제 10 및 제 11 스위치(Q10 및 Q11)의 스위칭 제어를 제 1 내지 네 2 위상동기정류 PWM신호(PWM_SR1, PWM_SR2), 상기 액티브 클램프 스너버부(100)의 제 5 및 제 6 스위치(Q5, Q6)의 스위칭 제어를 위한 제 1 및 제 2 클램프 PWM 신호(PWM_CLAMP1, PWM_CLAMP2)를 출력하여 출력부(2)의 DC-DC 변환을 위한 스위칭 및 ZVS을 제어하도록 구성된다.
상술한 구성의 출력부 제어부(160)에 의해 상기 인버터부(80)의 풀 브리지 토폴로지는 ZVS를 달성하는 위상 시프트 변조(phase shift modulation)로 제어되며, 동일한 레그의 2개의 스위치는 50%의 고정 듀티사이클 및 적절한 데드 타임을 갖는 2개의 상보적인 신호로 만들어지고, 위상 시프트되는 2개의 신호는 제어 루프 50kHz에서 실행된다.
전압 제어 알고리즘은 전통적인 PI레귤레이터로 구현된 간단한 전압 루프를 기반으로 제어된다.
상태 표시를 위하여 4개의 LED램프가 준비되어 충전상태(3가지)와 고장 상태(5가지)를 지시 한다.
도 11은 입력부(1)와 출력부(2)의 사이의 통신을 수행하는 통신부의 회로 구성도이다.
도 11의 회로 구성을 가지는 통신부는 외부통신용으로 CAN 포트(Port)가 장착되었으며 CAN통신포트는 PC1, PC2를 통하여 전기적으로 외부시스템과 절연 되고, 입력부(10)에 구성되는 입력부 MCU 보드와의 통신도 PC3, PC4를 통하여 전기적으로 절연된 통신을 제공한다. CAN통신은 1Mbps의 속도를 보증 한다.
도 12는 도 1의 바이어스 공급부(3)의 회로도이다.
바이어스 공급부(3)는 전원 공급을 위한 바이어스 회로를 구비하며, 바이어스 회로는 본 발명의 실시예의 AC-DC 컨버터 내의 모든 보조전원을 생성하며, 입력부(1)에 +12V/0.5A, 3.3V/1A를, 출력부(2)에 12V/0.5A, 3.3V/1A, 24V/0.5A를 안정적으로 공급을 하며, 24V/0.5A는 냉각 팬 구동을 위하여 제공하도록 구성된다.
바이어스 회로는 SMPS전용칩(U4)을 구비하여, 입력부(1)의 출력 전원 400Vdc를 입력으로 하여 절연변압기인 제 1 변압기(T1)를 구동하여 원하는 2차측전압을 만들어 공급 한다.
상기에서 설명한 본 발명의 기술적 사상은 바람직한 실시예에서 구체적으로 기술되었으나, 상기 실시 예는 그 설명을 위한 것이며 그 제한을 위한 것이 아님을 주의하여야 한다. 또한, 본 발명의 기술적 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 다양한 실시예가 가능함을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
Q1 ~ Q11: 제 1 내지 제 11 스위치
BC1 ~ BC4: 제 1 내지 제 4 브리지회로
PWM_Q1 ~ PWM_Q4: 제 1 내지 제 4 인버터 PWM 신호
PWM_SR1(SRA1, SRB1): 제 1 위상동기정류 PWM신호
PWM_SR2(SRA2, SRB2): 제 2 위상동기정류 PWM신호
PWM_CLAMP1: 제 1 클램프 PWM 신호
PWM_CLAMP2: 제 2 클램프 PWM 신호

Claims (5)

  1. 입력전원 교류 전원의 역률을 0.9 내지 1로 보정한 후 직류 전원으로 정류하여 출력하는 입력부(1);
    상기 입력부(1)의 출력 직류 전원을 입력 받은 후, 제로 전압 스위칭을 달성하는 동기정류 및 액티브 클램프를 수행한 후 배터리 충전에 필요한 전압으로 DC-DC 변환하여 출력하며, 액티브 클램프 스너버 회로를 구비하는 출력부(2); 및
    상기 입력부(1)와 출력부(2)의 구동을 위한 전원을 공급하는 바이어스 공급부(3)를 포함하고,
    상기 출력부(2)는 제로 전압 스위칭을 위해, 풀브리지 회로를 포함하여 구성되며, 브리지회로의 각레그(leg)는 고정된 50% 듀티(Duty)를 갖는 2개의 상보적인 PWM 신호로 구동되도록 구성되고, 출력 및 풀 브리지의 단락전류 검출을 위하여 제 1 변류기(CT1)를 구비한 인버터부(80)를 포함하되,
    상기 입력부(1)는,
    주파수대역이 다른 2개의 필터(F1, F2)를 2단으로 하여 PFC의 입력 정류기 브리지 다이오드에 연결되도록 구성되어 전자기 간섭을 완화하는 EMC 필터부(10);
    교류 전원 입력단에 연결되는 제 1 서미스터(PT1)와 병렬로 연결되는 제 1 릴레이(RL1A)을 구비하여, 입력전원 투입 시 돌입 전류 제한을 위하여 제 1 서미스터(PT1)의 저항값에 의하여 내부 커패시터(C19 및 C20, C6 및 C7)의 충전전류를 제한하고, VBUS 전압를 검출하여 전압이 정상임을 감지한 후 상기 제 1 릴레이(RL1A)를 구동시켜 돌입 전류의 유입을 제한하는 돌입전류 제한부(15);
    풀브리지 다이오드와 상기 풀브리지 다이오드와 병렬로 연결되는 한 쌍의 병렬 연결 커패시터로 구성되는 제 11 커패시터(C11)를 구비하여 상기 EMC 필터부(10)로부터 입력되는 교류전원을 직류 전원으로 정류하여 출력하는 입력정류부(20);
    역류 보상 제어를 위해 입력 교류 전압과 건류를 검출하여 입력부 제어부(70)로 출력하는 입력전압전류검출부(30);
    2 개의 병렬 부스트 컨버터(BC1, BC2)와 2개의 병렬 부스터 컨버터(BC1, BC2)의 각 레그에 대한 평균 인덕터 전류를 측정하기 위해 각 스위치에 연결되는 두 개의 전류 트랜스포머(CT1, CT2)를 포함하고, 상기 각 레그의 스위치를 동일한 듀티 사이클로 구동시켜, RECT+ 포트를 통해 상기 EMC 필터부(10)로부터 필터링된 교류 전원을 입력 받아 직류 전원으로 정류하여 출력하는 역률 보상 2상 부스터 컨버터부(40);
    고전압 직류버스전압 검출은 분압저항(R24, R27, R29, R33, R34, R35)들로 검출한 후 입력부 제어부(70)를 구성하는 MCU 보드의 VBUS+ 포트로 출력하는 직류전압 전압 검출 및 필터부(50); 및
    역률 보상 2상 부스트 컨버터부(40)에 대한 PFC제어를 위하여 위상동기루프(PLL)를 포함하여, 입력 전압 주파수, 진폭을 계산하고 입력 전류와의 동기화를 보장하고, 듀티 사이클 피드 포워드(duty cycle feed-forward) 제어기술을 도입하여, 연속 전도 모드(CCM), 불연속 전도 모드(DCM)로 작동 시에도 전체 고조파 왜곡(THD)과 역률(PF)이 전체 동작 범위에서 0. 9 내지 1이 되도록 상기 입력부(1)의 입력전원을 제어하는 입력부 제어부(70);를 포함하며,
    상기 출력부(2)는,
    각각 제 1 내지 제 4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4) 중 하나를 포함하는 네 개의 제 1 내지 제 4 브리지회로(BC1 ~ BC4)를 가지는 풀브리지 회로를 구비하여 ZVS 스위칭을 수행하여 상기 입력부(1)에서 출력되는 직류 전원을 교류전원으로 변환하여 출력하는 인버터부(80);
    상기 인버터부(80)의 구동 전원을 공급하는 제 2 게이트 드라이버부(90);
    제 1 변압기(T1)의 누설 인덕턴스와 다이오드 접합 커패시턴스로 인한 전압 스파이크를 클램핑하기 위해 출력 정류기인 위상동기정류회로부(120)에 클램프 네트워크로 구성되는 액티브 클램프 스너버부(100);
    상기 액티브클램프스너버부(100)의 구동 전원을 공급하는 제 3 게이트 드라이버부(110);
    상기 인버터부(80)의 출력 교류 전원을 위상 동기 전류하여 직류로 변환하여 출력하는 위상동기정류회로부(120);
    상기 위상동기정류회로부(120)의 구동 전원을 공급하는 제 4 게이트 드라이버부(130);
    상기 위상동기정류회로(120)의 출력 직류 전원의 전류를 검출한 후 출력부 제어부(2)의 DDC_CURR(MCU A/D)로 출력하는 제 1 저저항 분류기(SH1)를 구비한 출력전류검출부(140);
    제 1 인덕터(L1)와 제 10 내지 제 15 커패시터(C10~C15)를 포함하는 고주파회로룰 구비하여, 고주파스위칭 파형을 직류전원으로 필터링하여 출력으로 공급하는 출력 필터 및 전압 검출부(150); 및
    상기 인버터부(80)의 ZVS를 위해 상기 제 1 내지 제 4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q3)의 스위칭 제어를 위한 제 1 내지 제 4 인버터 PWM 신호(PWM_Q1, PWM_Q2. PWM_Q3, PWM_Q4)와 상기 위상동기정류회로부에 구성되는 제 8 및 제 10 스위치(Q8 및 Q10) 및 제 9 및 제 11 스위치(Q9 및 Q11)의 스위칭 제어를 위한 제 1 내지 제 2 위상동기정류 PWM신호(PWM_SR1(SRA1, SRB1), PWM_SR2(SRA2, SRB2)), 상기 액티브 클램프 스너버부(100)의 제 5 및 제 6 스위치(Q5, Q6)의 스위칭 제어를 위한 제 1 및 제 2 클램프 PWM 신호(PWM_CLAMP1, PWM_CLAMP2)를 출력하여 출력부(2)의 DC-DC 변환을 위한 스위칭 및 ZVS를 제어하는 출력부 제어부(160);를 포함하고,
    상기 인버터부(80)는,
    각각 제 1 내지 제 4 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4) 중 하나를 포함하는 네 개의 제 1 내지 제 4 브리지회로(BC1 ~ BC4)를 가지는 풀브리지 회로와 상기 풀브리지 회로의 전류 검출을 위한 제 1 변류기(CT1)와 풀브리지 회로의 제 2 및 제 4 브리지회로(BC2, BC4)의 결합 노드(a)에 접속되는 제 4 인덕터(L4)와 일단은 상기 제 4 인덕터(l4)에 접속되고 타단은 상기 제 1 및 제 3 브리지회로(BC1, BC3)의 결합 노드(b)에 접속되는 제 1 변압기(T1)을 포함하여, 각레그(leg)가 고정된 50%Duty을 갖는 2개의 상보적인 PWM신호에 의해, 제 3 및 제 4 스위치(Q3 및 Q4)는 고정된 50% 듀티사이클로 구동되고, 상부 제 1 및 제 2 스위치(Q1과 Q2)의 펄스폭 끝에서 펄스폭이 변조되도록 구동되어 ZVS를 수행하도록 하는 것을 특징으로 하는 전기 자동차 배터리 충전용 AC-DC 컨버터.
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