CN101268614A - 自适应数字滤波器、fm接收机、信号处理方法及程序 - Google Patents

自适应数字滤波器、fm接收机、信号处理方法及程序 Download PDF

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Abstract

本发明的自适应数字滤波器包括：滤波器单元，包括多个乘法器(3360－336N－1)，所述多个乘法器是基于滤波系数的期望值而被划分为至少一个乘法器和其它乘法器的组，并且所述多个乘法器通过输入信号与滤波系数的卷积运算来产生第一信号；加法器(338)，将被施加于至少一个乘法器(336M－1)的输入信号与第一信号相加，并提供结果作为第二信号；以及系数控制单元(318和3190－319N－1)，基于目标信号与从该第二信号导出的指标值之间的误差来控制滤波系数。

Description

自适应数字滤波器、FM接收机、信号处理方法及程序
技术领域
本发明涉及一种自适应数字滤波器，更具体地，涉及对于FM(调频)接收机的多径均衡器适用的一种自适应数字滤波器、一种FM接收机、一种信号处理方法、以及一种在计算机上执行的程序。
背景技术
在FM无线电广播和电视广播中使用的FM调制波是通过音乐信号对正弦波载波信号进行相位调制的信号。FM调制波具有对噪声的高抗性，并且可以以较低的失真度传输具有15kHZ的宽频带的音乐信号。然而，在多径传播路径中，该多径传播路径包括除了无线电波直达路径之外的路径，并且在该多径传播路径中无线电波被诸如建筑物的障碍物反射从而具有延迟地到达，解调所需的相位信息受与直达波一起接收的强反射波的影响而被扰乱，因此在解调信号中发生失真。将作为多径传播路径的结果而产生的该失真称为“多径失真”。将用于通过补偿多径传播路径的特性来减少多径失真的均衡器称为“多径均衡器”或“多径失真消除器”。
多径均衡器通过使接收信号经过具有多径传播路径的逆特性的滤波器，即逆滤波器，来补偿接收信号中的多径效应。多径传播路径的特性根据环境而改变，因此也必须根据随时间而变的条件来优化该逆滤波器的特性。因此，自适应数字滤波器典型地用作逆滤波器。
自适应数字滤波器是具有根据环境中的变化来自动更新滤波器系数的能力的滤波器。将用于在每个时间点处计算滤波器系数的算法称为“自适应算法”，LMS(最小均方)算法是一个有代表性的示例。在广义上，LMS算法是基于最速下降方法对均方误差进行最小化的方法，并且提供了稳定和运算量小的优点。被称为“复合LMS算法”的自适应算法也是已知的。复合LMS算法是LMS算法的扩展，其中输入信号、输出信号、目标信号以及滤波器系数中的每一个均为复数量，用于例如当输入为窄带高频信号时分离同相分量和正交分量并实现自适应。
另一方面，使用自适应数字滤波器来实现的传统的均衡器需要用于该自适应的参考信号(训练信号)，并且该需求由于通信中的中断和冗余的参考信号而易于导致通信效率的降低。相反地，近来开发的被称为“盲均衡器”的均衡器仅基于接收信号来执行信号的可恢复均衡，而不需要用于自适应的参考信号。用于该类型盲均衡的应用的算法被称为“盲算法”，CMA(恒模算法)是一个有代表性的示例。在C.RichardJohnson，Jr.，Philip Schniter，Thomas J.Endres，James D.Behm，DonaldR.Brown和Raúl A.Casas的“Blind Equalization Using the ConstantModulus Criterion：A Review”(IEEE学报，Vol.86，No.10，1998年10月)(在下文中称为“非专利文献1”)中公开了CMA的一个示例。
如非专利文献1中所示出的，CMA典型地表示一种算法，该算法将与输出信号(例如滤波器输出的包络)相关的统计量或高阶统计量作为指标，并且更新滤波系数以使得该指标趋近于目标值。在J.R.Treichler和B.G.Agee的“A New Approach to Multipath Correction ofConstant Modulus Signal”(IEEE Transactions on Acoustics，Speech，andSignal Processing，Vol.31，No.2，第459-472页，1983年4月)(在下文中称为“非专利文献2”)中公开了使用等幅调制波的示例，其中该调制波的幅度如同FM调制中一样是固定的。如非专利文献2所示，当使用等幅调制波时，将滤波器输出的包络(即幅度)用作指标，并更新滤波系数以最小化目标值与通过滤波器之后的信号的包络值之间的误差。通过这种方式，修正了相位失真以及包络失真，并且消除了多径传播路径的反射波的影响。这里，CMA的原理不同于自适应算法。在CMA中，将诸如前述的LMS算法的自适应算法用作用于计算每个时间点处的滤波系数的自适应算法。
为了控制滤波器的输出信号的包络值为前述的统一值，必须即时提取该包络值，并且复信号处理是该类型提取的一种代表性的方法。例如，在复信号处理中，由Hilbert变换器产生具有相对于特定实信号f1延迟90°(π/2)的相位的实信号f2，由此产生了具有实部f1和虚部f2的复信号(典型地称为“解析信号”)。通过这种方式，可以通过计算该复信号的实部和虚部的平方和来即时地得到该实信号的包络值。然而，当对滤波器的输出信号进行复信号处理时，由该复信号处理所导致的延迟进入系数更新循环并增加了该循环的不稳定性。因此，对输入信号来执行复信号处理。在这种情况下，输入信号变为复信号，并且因此将可以处理复数量的算法(例如复合LMA算法)用作自适应算法。将该方法称为“相关领域的第一技术”。
图1示出了一种使用该相关领域的第一技术的自适应数字滤波器的配置。通过Hilbert变换器(未示出)将输入信号X(k)转换为复信号。复滤波系数W(k)作为输入与该复信号相卷积以获得输出信号y(k)，该输出信号为复信号。通过已扩展用于处理复信号的自适应算法来更新复滤波系数W(k)，以使得输出信号y(k)的包络值趋近于预先指定的目标值。该自适应数字滤波器的算法表示如下：
W(k+1)＝W(k)-μ(|y(k)|p-yref0)qy(k)XH(k)(1)
y(k)＝WT(k)X(k)                         (2)
W(k)＝[w0(k)，w1(k)，...，wN-1(k)]T     (3)
X(k)＝[x(k)，x(k-1)，...，x(k-N+1)]T    (4)
其中W(k)表示滤波系数矢量，X(k)表示复信号矢量，k表示采样索引，N表示滤波器抽头数目。此外，y(k)表示输出信号，yref0表示包络目标值，μ表示用于确定滤波系数的更新量的参数。此外，H表示复共轭转置，T表示转置。值p和q是用于确定该包络目标值的误差的评价函数的常量，例如，可以是p＝1并且q＝1。
在该相关领域的第一技术中，通过应用复信号处理来产生相对于彼此90°相移(π/2)的两个信号。然而，如同可以从文献JPA-2005-064618(在下文中称为“专利文献1”)以及Itami Makoto、HatoriMitsutoshi和Tsukamoto Norio的“Hardware Implementation of FMMultipath Distortion Canceller”(National Convention Record of theInstitute of Television Engineers of Japan，第355-356页，1986)(在下文中称为“非专利文献3”)中看出的，如果在对输入信号进行采样时以(4/奇数)倍于载波频率的频率来执行采样，则相邻采样点的相位将被移位90°。通过采取这种方法，可以不作修改地使用用于处理实数的自适应算法，由此在探寻输出信号的包络值时可以计算相邻采样点的平方和。将该方法称为“相关领域的第二技术”。
图2示出了一种使用该相关领域的第二技术的自适应滤波器的配置。输入信号Xr(k)是实信号，并且实信号滤波系数Wr(k)作为输入与该实信号相卷积，以获得实信号输出信号yr(k)。通过处理实系数的自适应算法来更新滤波系数Wr(k)，以使得输出信号yr(k)的包络趋近于预先指定的目标值。该自适应滤波算法表示如下：
Wr(k+1)＝Wr(k)-μ(Env[yr(k)]-yref0)yr(k)Xr(k)(5)
yr(k)＝WrT(k)Xr(k)                           (6)
Env[yr(k)]＝(yr2(k-1)+yr2(k))1/2             (7)
Wr(k)＝Re[W(k)]                              (8)
Xr(k)＝Re[X(k)]                              (9)
其中Wr(k)表示实系数矢量，Xr(k)表示实信号矢量，Env[]表示用于获得包络的近似值的运算，Re[]表示用于提取复数的实部的运算，yr(k)表示实数输出信号。
发明内容
传统的自适应数字滤波器的缺点包括运算量较大以及需要大规模硬件，这些需求的原因如下：
这些需求的第一个原因是滤波系数的比特数目较大。自适应数字滤波器需要用于保存每个滤波系数的当前值的存储单元(延迟单元)、以及在数目上与滤波系数的数目(抽头数目)相等的将每个滤波系数作为被乘数的乘法器，从而在总体上导致了大量的硬件，即使是在一个滤波系数的比特数目较小的情况下。针对具有较多比特的数的运算进一步导致了运算量的增加。
对大量硬件的需求的第二个原因是复信号处理。实质上，针对图1所示的自适应数字滤波器中的输入信号X(k)、滤波系数W(k)以及输出信号y(k)的几乎所有信号处理均是通过复数来执行的。复数之间的单次乘法与四次实数乘法和两次加法相对应。在用于FM接收机的多径均衡器中，必须在每个短采样周期中执行具有诸多抽头的滤波器的卷积运算和系数更新运算，因此运算量较大。
在图2所示的自适应数字滤波器中，作为中频信号的中心频率的(4/奇数)倍的准确倍数的采样频率不仅能够实现高精确度的包络计算以及与图1的自适应数字滤波器的性能等效的成果，而且还能够将运算量减少约25％。然而，该方法引发了对采样频率的严格限制和不能以任意采样频率来设计的不同问题。如果采样频率偏离中频信号的中心频率的(4/奇数)倍，则计算包络的精确度下降，从而导致多径均衡性能的降低。
考虑到这些情况而提出本发明，因此本发明将提供能够减少运算量和硬件数量的一种自适应数字滤波器、一种FM接收机、一种信号处理方法以及一种可以在计算机上执行的程序作为本发明的目的。
本发明的用于实现上述目的的自适应数字滤波器具有包括以下元件的配置：
滤波器单元，包括多个乘法器，该多个乘法器是基于滤波系数的期望值而被划分为至少一个乘法器和其它乘法器的多个组，用于通过输入信号和滤波系数的卷积运算来产生第一信号；加法器，用于将被用作至少一个乘法器的输入的输入信号与该第一信号相加，以提供第二信号作为输出；以及系数控制单元，用于基于目标信号与从该第二信号导出的指标值之间的误差来控制该滤波系数。
根据本发明，该划分为组的步骤导致了至少一个乘法器与其它乘法器之间的滤波系数的不同。如果不被改变的话，被用作该一个乘法器的输入的输入信号与通过乘法器处滤波系数1的相乘所获得的值相等，实现控制以提取该输入信号，以便与作为该滤波器单元的输出的第一信号相加以产生第二信号，并且实现控制以基于目标信号与指标值之间的误差来减少上述乘法器的滤波系数，以使得上述输入信号的量未包括在该乘法中，这两个实现的步骤导致了上述乘法器将滤波器单元中的滤波系数的变化抑制为与相关领域相比更小的值。因此，可以减小用于卷积运算的乘法器以及用于保存滤波系数的延迟单元所需要的比特数目，可以减少运算量，并且可以削减硬件数量。
此外，本发明的自适应数字滤波器具有包括以下元件的配置：滤波器单元，包括用于执行输入信号与滤波系数的卷积运算的多个乘法器，并且将该多个乘法器中的至少一个乘法器的输出放大指定倍数，并产生卷积运算的结果作为第一信号；以及系数控制单元，用于基于目标信号与从该第一信号导出的指标值之间的误差来控制在该多个乘法器中使用的滤波系数，以及将取决于作为滤波系数的产生基础的误差的信号减小指定倍数，该滤波系数是在将输出放大指定倍数的乘法器中使用的滤波系数。
根据本发明，对用于卷积运算的多个乘法器中的至少一个乘法器的输出信号进行放大，并且以与该放大的比例相匹配的比例来减小根据充当在乘法器中使用的滤波系数的产生基础的误差的信号，由此用于卷积运算的乘法器所需的滤波系数可以是与相关领域相比小很多的值。因此，可以减少用于卷积运算的乘法器以及用于保存滤波系数的延迟单元所需的比特数目，可以减小运算量，并且可以削减硬件数量。
此外，本发明的用于实现上述目的的FM接收机具有包括以下元件的配置：如上所述的根据本发明的自适应数字滤波器；以及Hilbert变换器，用于将复信号用作该自适应数字滤波器的输入，所述复信号是通过对已被转换至中频并且已被数字化的FM调制信号进行Hilbert变换而产生的。
如上述说明所述的，通过本发明可以减小用于实现自适应数字滤波器的信号处理的运算量。可以实现该减小的原因是，在用于卷积运算的乘法器中使用的滤波系数可以是与相关领域相比小很多的值。
附图说明
图1是根据相关领域的第一技术的自适应数字滤波器的框图；
图2是根据相关领域的第二技术的自适应数字滤波器的框图；
图3是根据本发明的第一示例性实施例的自适应数字滤波器的框图；
图4是用于说明根据本发明的第一示例性实施例的自适应数字滤波器的操作的流程图；
图5是示出了在自适应数字滤波器的滤波系数收敛时的仿真结果的图示；
图6是根据本发明的第二示例性实施例的自适应数字滤波器的框图；
图7是根据本发明的第三示例性实施例的自适应数字滤波器的框图；
图8是根据本发明的第四示例性实施例的自适应数字滤波器的框图；
图9是根据本发明的第五示例性实施例的自适应数字滤波器的框图；
图10是根据本发明的第六示例性实施例的自适应数字滤波器的框图；
图11是根据本发明的第七示例性实施例的自适应数字滤波器的框图；
图12是在根据本发明的第七示例性实施例的自适应数字滤波器中使用的组处理器的工作示例的框图；
图13是在根据本发明的第七示例性实施例的自适应数字滤波器中使用的单个处理器的工作示例的框图；以及
图14是根据本发明的示例性实施例的FM接收机的框图。
附图标记说明
105Hilbert变换器
303步长产生电路
305包络目标值产生电路
307减法器
308绝对值电路
309实部提取电路
310，311乘法器
318公共单元
3190-319N-1分立单元
3301-330N-1延迟单元
3310-331N-1乘法器
3410-341N-1乘法器
3330-333N-1加法器
3430-343N-1加法器
3340-334N-1延迟单元
3440-344N-1延迟单元
3350-335N-1实部提取单元
3360-336N-1乘法器
3371-337N-1加法器
338加法器
349支线
3391-339N-1延迟单元
3400-340N-1复共轭单元
具体实施方式
第一示例性实施例
下面的说明考虑本发明的示例性实施例的自适应数字滤波器的配置。图3是示出了根据本示例性实施例的自适应数字滤波器的配置的示例。
参照图3，根据本发明的示例性实施例的自适应数字滤波器具有：滤波器单元，用于通过经由输入端301作为输入接收的复信号(复输入信号)与作为实信号的滤波系数(实滤波系数)的卷积运算，来产生输出信号，该输出信号是复信号(复输出信号)，以及用于将该输出提供给输出端302；以及系数控制单元，用于基于目标信号与从该复输出信号导出的指标值(在本示例性实施例中为包络值)之间的误差来控制滤波系数。在图3中，通过虚线框来指示的公共单元318的一部分和通过虚线框来指示的N(其中N是等于或大于2的整数)个分立单元3190-319N-1组成了系数控制单元，剩余的部分组成了滤波器单元。在这种情况下，复输入信号是实部是根据单个实信号产生的、相互间具有90°相移的两个信号中的一个信号且虚部是另一信号的复信号。
该滤波器单元具有：FIR(有限冲激响应)滤波器，用于该FIR滤波器的抽头数目(即滤波系数的数目)是N，并且该FIR滤波器包括抽头延迟线，该抽头延迟线由每个延迟单元提供了一个采样周期的延迟的N-1个延迟单元3301-330N-1、用于将复输入信号以及每个延迟单元3301-330N-1的输出信号与滤波系数相乘的N个乘法器3360-336N-1、以及用于依次将这N个乘法器3360-336N-1的相乘结果相加的N-1个加法器3371-337N-1组成；支线349，用于提取延迟单元330M-1的输出信号；以及加法器338，用于将该FIR滤波器的输出信号(即加法器337N-1的输出信号)与在支线349处提取的信号相加，并将结果传输至输出端302。
包括延迟单元330S(其中S是至少为1但是不大于(N-1)的正整数)、乘法器336S、以及加法器337S的配置是滤波器的基本元件，并且被称为“抽头”。此外，将包括延迟单元330M-1、乘法器336M-1和加法器337M-1的抽头称为“中心抽头”。这里，M是等于或大于1的正整数。
下面描述的情况是确定每个滤波系数的初始值的方法的一个示例。在多径传播的情况下，在激活该自适应数字滤波器之前将该滤波器单元的滤波系数全部设为相同的值，并且当该自适应数字滤波器被激活时每个滤波系数发生改变。在收敛之后，得到每个抽头中的滤波系数的期望值。然后根据已得到的期望值来设置每个滤波系数的初始值。具体地，在非多径传播的情况下，即，在仅存在直接传播的波的情况下，获得滤波系数的期望值而不进行收敛，将抽头分类为其中滤波系数的期望值为“1”的一个抽头以及其中该期望值为“0”的其它抽头，然后将这些期望值设为初始值。
在本示例性实施例中，将中心抽头的滤波系数的初始值设为与其它抽头相比更高的值。
可以基于滤波系数的期望值，根据滤波系数是至少为参考值还是小于该参考值，将抽头分类为多个组。根据该分类方法，中心抽头的滤波系数大于其它抽头的滤波系数，因此将该抽头分组为中心抽头和其它抽头。例如，可以将该参考值设为“1.0”。
支线349所提取的信号是通过使输入端301的输入信号经历(M-1)个采样延迟而获得的信号，并且该信号是作为输出从中心抽头的延迟单元330M-1提供的信号。换言之，该信号对应于其中滤波系数的初始值与其它抽头相比更大的抽头的延迟单元的输出信号。因此，在本示例性实施例中，直接提取中心抽头的信号并将该信号在加法器338中单独地相加。
此外，系数控制单元具有使用LMS作为自适应算法并且包括公共单元318和分立单元3190-319N-1的配置，该公共单元318共用于控制所有滤波系数，该分立单元3190-319N-1用于单独控制每个单一滤波系数。
公共单元318具有包括以下元件的配置：绝对值电路308，用于在输入作为该滤波器电路的输出的复输入信号时，通过实部和虚部的平方和来计算该复输出信号的包络值，以提供作为输出；包络目标值产生电路305，用于产生包络要收敛到的值，即，包络目标值；减法器307，用于提供通过从绝对值电路308中得到的包络值减去包络目标值而获得的值作为输出；实部提取电路309，用于在输入复输出信号时，仅提取该信号的实部以提供作为输出；乘法器310，用于提供减法器307的输出与实部提取电路309的输出的相乘结果，作为输出；步长产生电路303，用于产生作为用于确定滤波系数的更新量的参数的步长；以及乘法器311，用于向分立单元3190-319N-1提供乘法器310的输出与该步长相乘的结果，作为输出。
在本示例性实施例的情况下，滤波系数是实数而非复数，因此将在步长产生电路303处产生的步长设成约为在使用复滤波系数时的步长的四倍，由此可以使得收敛速度等效于使用复滤波系数的情况。
每个分立单元3190-319N-1具有包括以下元件的配置：实部提取电路3350-335N-1，用于在输入复输入信号或者该抽头延迟线上的相应延迟单元3301-331N-1的输出信号时，仅提取该复信号的实部，并提供该实部作为输出；乘法器3310-331N-1，用于提供作为输入从公共单元318接收的信号与在实部提取电路3350-335N-1处提取的实部相乘的结果，作为输出；加法器3330-333N-1，用于将已被提供给乘法器3360-336N-1的滤波系数与乘法器3310-331N-1的输出相加，并提供将要在下个采样周期中使用的滤波系数作为输出；以及延迟单元3340-334N-1，用于将这些加法器3330-333N-1的输出精确地延迟一个采样周期，并作为输出提供给乘法器3360-336N-1。
本示例性实施例的自适应数字滤波器的算法表示如下：
Wr(k+1)＝Wr(k)-μ(|y(k)|p-yref0)q Re[y(k)]Re[X(k)](10)
y(k)＝WrT(k)X(k)+X(M-1)                           (11)
其中，Wr(k)表示实系数矢量，X(k)表示复信号矢量，Re[]表示提取复数的实部的运算。此外，y(k)是复输出信号，k表示采样索引，N表示滤波器抽头的数目，yref0是包络目标值，μ是用于确定滤波系数的更新量的参数，X(M-1)是通过支线349提取的信号。值p和q是用于确定针对包络目标值的误差的评价函数的常量，例如，可以将p和q设为p＝1和q＝1。
下面的说明考虑本示例性实施例的自适应数字滤波器的操作。
图4是示出了本示例性实施例的自适应数字滤波器的操作的流程图。在通过输入端301输入新的复输入信号(输入过程S1)时，该自适应数字滤波器使该复输入信号经历自适应均衡过程(自适应均衡过程S2)，然后将通过自适应均衡过程S2获得的复输出信号提供给输出端302(输出过程S3)。然后执行用于更新参数的过程(参数更新过程S4)。随着新的复输入信号经由输入端301的每次输入而重复从输入过程S1至参数更新过程S4的上述过程。自适应均衡过程S2是基于上文所示的等式(11)的过程，参数更新过程S4是基于上文所示的等式(10)的过程。以下说明考虑自适应均衡过程S2和参数更新过程S4的运算细节。
首先，考虑自适应均衡过程S2，将作为输入而在输入端301处接收的复输入信号提供给乘法器3360和实部提取电路3350，同时，将该复输入信号提供给抽头延迟线，该抽头延迟线由产生一个采样周期的延迟的延迟单元3301-330N-1组成。随着每次时钟而将被提供给延迟单元3301-330N-1的复信号传输至相邻的延迟单元，并将每个延迟单元3301-330N-1的输出信号提供给相应的乘法器3361-336N-1和相应的实部提取电路3351-335N-1。此外，通过支线349来提取延迟单元330M-1的输出信号，并提供给加法器338。
在乘法器3360中，将从延迟单元3340提供的实数滤波系数与作为输入从输入端301接收的复信号相乘，并将结果提供给加法器3371。在乘法器3361-336N-1中，将从相应的延迟单元3341-334N-1提供的实数滤波系数与从延迟单元3301-330N-1提供的复信号相乘，并将结果提供给加法器3371-337N-1。加法器3371-337N-1将从乘法器3361-336N-1接收的所有复信号相加，并将结果提供给加法器338。
在加法器338中，将从加法器337N-1提供的信号与支线349提取的信号相加，将结果提供给输出端302，同时，将结果提供给绝对值电路308和实部提取电路309。通过这种方式，产生并提供复信号，该复信号是从中心抽头提取的复信号与通过复输入信号与作为实信号的滤波系数的卷积运算所产生的复信号相加而获得的。
然后考虑参数更新过程S4，绝对值电路308接收复输出信号，计算该信号的绝对值，并将结果作为包络值传输至减法器307。包络目标值产生电路305产生包络目标值，并将该值传输至减法器307。减法器307从接收自绝对值电路308的信号中减去接收自包络目标值产生电路的包络目标值，并将结果传输至乘法器310。实部提取电路309接收复输出信号，仅从该信号提取实部，并将该结果传输至乘法器310。乘法器310将从实部提取电路309接收的信号与从减法器307接收的信号相乘，并将结果传输至乘法器311。步长产生电路303产生步长，该步长是用于确定滤波器单元中的滤波系数的更新量的参数，并将该步长提供给乘法器311。乘法器311将从步长产生电路303提供的步长与从乘法器310接收的信号相乘，并将结果提供给每个分立单元3190-319N-1。
在每个分立单元3190-319N-1中，将从乘法器311提供的信号传输至乘法器3310-331N-1。每个实部提取电路3350-335N-1提取从输入端301或相应的延迟单元3301-330N-1提供的复信号的实部，并将提取的实部传输至相应的乘法器3310-331N-1。乘法器3310-331N-1将从公共单元318提供的实数信号分别与从相应的实部提取电路3350-335N-1提供的实数信号相乘，并将结果传输至相应的加法器3330-333N-1。加法器3330-333N-1将从相应的延迟单元3340-334N-1提供的实数滤波系数分别与从相应的乘法器3310-331N-1接收的实数信号相加，并将结果作为将要在下个采样中使用的滤波系数而传输至相应的延迟单元3340-334N-1。延迟单元3340-334N-1将从相应的加法器3330-333N-1接收的实数滤波系数延迟一个采样，分别将结果提供给相应的乘法器3360-336N-1以及将结果传输至相应的加法器3330-333N-1。
下面的说明考虑本示例性实施例的效果。
假设多径传播路径H(z)为：
H(z)＝1+a·z-10                                   (12)
其中a＝0.675，现在考虑其中使用G0(z)＝z-25作为均衡滤波器G(z)的初始值来消除多径失真的仿真。在该多径传播路径中，反射波与直达波相比延迟10个采样而到达，因此理想情况下用于均衡H(z)的滤波器G(z)如下所示：
G(z)＝z-25·[1/H(z)]
＝z-25·[1/(1+a·z-10)]
＝z-25·[1-a·z-10+a2·z-20-a3·z-30+a4·z-40-...](13)
换言之，非0的滤波系数在每十个滤波系数中出现一次，其中第25个滤波系数(抽头系数)是“1”，第35个滤波系数是“-a”，第45个滤波系数是“+a2”，等等，并且所有其它滤波系数是“0”。然而，实际上并未实现该理想模式，并且获得了诸如图5所示的仿真结果。在图5中，横轴示出了抽头位置，纵轴示出了滤波系数。
参照图5，仅仅与中心抽头相对应的第25个抽头的系数大于“1”，所有其它抽头系数是0.5或更少。尽管未看到其中非“0”的滤波系数在每十个系数中出现一次而所有其它系数是“0”的规律性，但是在该状态下已实现了足够的均衡。这是因为，在十个抽头的时间间隔内，可以认为该输入信号近似于固定频率的正弦波，并且可以通过将多个相同频率但具有不同相位的正弦波相加来合成固定频率的正弦波。例如，如果第35个区域的滤波系数较大，则获得实质上与第35个滤波系数增加到“-a”的情况相同的信号。
这里，在从图3的配置中去掉支线349和加法器338的配置中，如果中心抽头的信号是X(M-1)，并且该中心抽头的滤波系数是1+Δh(其中Δh＜0.5)，则加法器336M-1的输出是：
X(M-1)·(1+Δh)＝X(M-1)+X(M-1)·Δh  (14)
另一方面，如果Δh是通过从保存在图3的配置中的中心抽头的延迟单元334M-1中的滤波系数中减去“1”而获得的值，则加法器336M-1的输出是X(M-1)·Δh。然而，支线349向加法器338传输的信号是X(M-1)，因此在总计时该信号是与等式(14)相同的值。换言之，在本示例性实施例中，即使是在向中心抽头的乘法器336M-1提供的滤波系数是Δh时，也执行等价的操作。如同可在图5的仿真结果中看到的，除了中心抽头之外的所有滤波系数的值都不大于0.5，因此本示例性实施例仅规定将不大于0.5的值作为所有滤波系数来处理。因此，延迟单元3340-334N-1、加法器3330-333N-1、以及乘法器3360-336N-1应当将不大于0.5的值作为滤波系数来处理。因此，与针对所有滤波系数而处理大于0.5的值的相关领域的自适应数字滤波器相比，可以减小运算量和硬件数量。
在本示例性实施例的自适应数字滤波器中，如果基于滤波系数来对乘法器3360-336N-1分组，则乘法器336M-1可以被称为具有不同于其它乘法器的滤波系数。如果未被改变的话，被作为输入提供给该乘法器336M-1的输入信号等于通过乘法器而与滤波系数1进行相乘所获得的值，如果该输入信号由支线提取并且与滤波器单元的输出信号相加以产生复输出信号，此外如果实现控制以基于指标值与目标信号之间的误差来减小乘法器336M-1的滤波系数，以使得上述输入信号部分未包括在乘法器336M-1中的相乘结果中，则可以将滤波器单元中的滤波系数的变化抑制为与相关领域相比较小的值。
在本示例性实施例中，乘法器336M-1的滤波系数大于其它乘法器中的滤波系数。如果未被改变的话，被作为输入提供给乘法器336M-1的输入信号等于通过在乘法器中与滤波系数1进行相乘所获得的值，该输入信号由支线349提取并在加法器338中与滤波器单元的输出信号相加，以产生复输出信号。然后实现控制以基于指标值与目标信号之间的误差来减小乘法器336M-1的滤波系数，以使得上述输入信号部分未包括在乘法器336M-1中的相乘结果中。因此，乘法器336M-1的滤波系数是远小于初始值的值。因此，可以减小用于卷积运算的乘法器以及用于保存滤波系数的延迟单元所需的比特数目，并且可以减少运算量和硬件数量。
此外，如同参照图3可以看到的，本示例性实施例的自适应数字滤波器中的大多数信号是实数而非复数。由于该信号是实数而非复数，因此当与图1所示的相关领域的第一技术相比时减少了运算量。该减少是由于根据相关领域的第一技术的自适应数字滤波器中的所有信号是复数并因此在所有乘法器中在复数之间执行相乘，而在本示例性实施例中，在乘法器3360-336N-1中在复数与实数之间执行相乘，并且在乘法器3310-331N-1中在实数之间执行相乘。复数间的相乘等效于实数间的四次相乘以及实数间的两次相加，但是复数与实数间的相乘仅等效于实数间的两次相乘，而实数间的相乘仅等效于实数间的一次相乘。
因此，将在相关领域的第一技术中在复数之间执行相乘的点替换为在复数和实数间执行相乘的乘法器3360-336N-1，从而实现了等效于实数间的N次相乘的减少。将在相关领域的第一技术中在复数间执行相乘的点替换为在实数间执行相乘的乘法器3310-331N-1，从而进一步实现了等效于实数间的3N次相乘以及实数间的2N次相加的减少。此外，在相关领域的第一技术中，实部提取电路3350-335N-1的一部分需要复共轭单元，而该运算量被减小到不传输虚部的代码的程度。
如上述说明所述，可以将本示例性实施例中的运算量削减到约为相关领域的第一技术的40％。
此外，在本示例性实施例中，获得作为复数的滤波器单元的输出信号，因此即时且精确地获得输出信号的包络值，即幅度，作为图3的绝对值电路308的输出信号。因此，本示例性实施例并未如同相关领域的第二技术一样地对采样频率进行限制。
第二示例性实施例
下面的说明使用图6的框图来考虑根据本发明的第二示例性实施例的自适应数字滤波器。该图示中省略了图3所示的系数控制单元的公共单元318。
参照图6，根据本发明的第二示例性实施例的自适应数字滤波器与根据图3的第一示例性实施例的自适应数字滤波器之间的不同之处在于，经由输入端301作为输入接收的输入信号传输通过M-1个延迟单元3391-339M-1和支线349，用于实现(M-1)个采样的延迟。
在本示例性实施例中，新需要M-1个延迟单元3391-339M-1，但是由支线349传输至加法器338的信号与第一示例性实施例中相同，因此可以获得与第一示例性实施例相同的效果。
第三示例性实施例
下面的说明使用图7的框图来考虑根据本发明的第三示例性实施例的自适应数字滤波器。
参照图7，根据本发明的第三示例性实施例的自适应数字滤波器具有：滤波器单元，用于通过经由输入端301作为输入接收的复信号(复输入信号)与作为复信号的滤波系数(复滤波系数)的卷积运算，来产生输出信号，该输出信号是复信号(复输出信号)，以便将该复输出信号提供给输出端302；以及系数控制单元，用于基于目标信号与从复输出信号导出的指标值(在本示例性实施例中是包络值)之间的误差来控制滤波系数。在图7中，通过虚线框来指示的公共单元318的一部分以及通过虚线框来指示的N个分立单元3190-319N-1组成了系数控制单元，剩余的部分组成了滤波器单元。这里，复输入信号是实部是根据单个实信号产生的、相互间具有90°相移的两个信号中的一个信号且虚部是另一信号的复信号。
该滤波器单元具有：FIR滤波器，该FIR滤波器中抽头数目(即滤波系数的数目)是N，并且该FIR滤波器包括抽头延迟线，该抽头延迟线由每个延迟单元提供了一个采样周期的延迟的N-1个延迟单元3301-330N-1、用于将滤波系数与每个复输入信号以及每个延迟单元3301-330N-1的输出信号相乘的N个乘法器3460-346N-1、以及用于依次将这N个乘法器3460-346N-1的相乘结果相加的N-1个加法器3371-337N-1组成；支线349，用于提取延迟单元330M-1的输出信号；以及加法器338，用于将该FIR滤波器的输出信号(即加法器337N-1的输出信号)与支线349提取的信号相加，并将结果传输至输出端302。
这里，支线349提取的信号是将输入端301的输入信号延迟了(M-1)个采样的信号，该信号是从作为中心抽头的延迟单元330M-1处提供的信号。换言之，该信号与其中滤波系数的初始值大于其它抽头的滤波系数的初始值的抽头中的延迟单元的输出信号相对应。因此，在本示例性实施例中，直接提取中心抽头的信号并将该信号在加法器338处单独相加。
系数控制单元使用被扩展用于处理复数的复合LMS作为该系数控制单元的自适应算法，并且具有包括公共单元318和分立单元3390-339N-1的配置，其中公共单元318公用于控制所有滤波系数，分立单元3390-339N-1用于控制每个单一滤波系数。
公共单元318具有包括以下元件的配置：包络目标值产生电路305，用于产生包络目标值；绝对值电路308，用于在输入作为该滤波器电路的输出的复输入信号时，通过实部和虚部的平方和来计算该复输出信号的包络值；减法器307，用于提供通过从绝对值电路308中得到的包络值中减去包络目标值而获得的值作为输出；乘法器181，用于提供减法器307的输出与该复输出信号相乘的结果作为输出；步长产生电路303，用于产生作为用于确定滤波系数的更新量的参数的步长；以及乘法器182，用于向每个分立单元3190-319N-1提供乘法器181的输出与该步长相乘的结果作为输出。
每个分立单元3190-319N-1具有包括以下元件的配置：复共轭单元3400-340N-1，用于在输入该复输入信号或抽头延迟线上的相应延迟单元3301-330N-的输出信号时，使得该复信号经历复共轭变换，并提供结果作为输出；乘法器3410-341N-1，用于提供作为输入从公共单元318接收的信号与从复共轭单元3400-340N-1提供的复信号相乘的结果，作为输出；加法器3430-343N-1，用于将已被提供给乘法器3460-346N-1的滤波系数与乘法器3410-341N-1的输出相加，并提供结果，作为将要在下个采样周期中使用的滤波系数；以及延迟单元3440-344N-1，用于将这些加法器3430-343N-1的输出精确地延迟一个采样周期，并向乘法器3460-346N-1提供结果。
本示例性实施例的自适应数字滤波器的算法表示如下：
W(k+1)＝W(k)-μ(|y(k)|p-yref(k))q y(k)XH(k)(15)
y(k)＝WT(k)X(k)+X(M-1)                     (16)
W(k)＝[w0(k)，w1(k)，...，wN-1(k)]T        (17)
X(k)＝[x(k)，x(k-1)，...，x(k-N+1)]T       (18)
yref(k)＝Av[|x(k)|]                        (19)
Av[|x(k)|]＝(1-β)Av[|x(k-1)|]+β|x(k)|    (20)
其中，W(k)表示滤波系数矢量，X(k)表示复信号矢量，k表示采样索引，N表示滤波器的抽头数目。此外，y(k)是输出信号，yref是时变包络目标值，μ是用于确定滤波系数的更新量的参数，X(M-1)是支线349提取的信号。Av[]表示平均运算，β是作为满足关系式0＜β＜1的正常量的加权系数。此外，H表示复共轭转置，T表示转置。值p和q是用于确定针对包络目标值的误差的评价函数的常量，例如，可以将p和q设为p＝1和q＝1。
下面的说明考虑本示例性实施例的自适应数字滤波器的操作。
本示例性实施例的自适应数字滤波器随着新的复输入信号的每次输入至输入端301而与第一示例性实施例一样重复图4所示的从自适应均衡过程S2至参数更新过程S4的过程。然而，自适应均衡过程S2是基于上述等式(16)的过程，并且参数更新过程S4是基于上述等式(15)的过程。下面的说明考虑自适应均衡过程S2和参数更新过程S4的运算细节。
首先，考虑自适应均衡过程S2，将被作为输入施加于输入端301的复输入信号提供给乘法器3460和复共轭单元3430，同时，将该复输入信号提供给抽头延迟线，该抽头延迟线由用于产生一个采样周期的延迟的延迟单元3301-330N-1组成。随着每个时钟而将被提供给延迟单元3301-330N-1的复信号传输至相邻的延迟单元，并且将每个延迟单元3301-330N-1的输出信号提供给相应的乘法器3461-346N-1和相应的复共轭单元3401-340N-1。此外，由支线349提取延迟单元330M-1的输出信号，并提供给加法器338。
在乘法器3460中，将从延迟单元3440提供的复滤波系数与作为输入从输入端301接收的复信号相乘，并将结果提供给加法器3371。在乘法器3461-346N-1中，将从相应的延迟单元3441-344N-1提供的复滤波系数与从相应的延迟单元3301-330N-1提供的复信号相乘，并将结果提供给加法器3371-337N-1。加法器3371-337N-1将从乘法器3460-346N-1接收的所有复信号相加，并将结果提供给加法器338。
在加法器338中，将从加法器337N-1提供的信号与支线349提取的信号相加，并将结果提供给输出端302，同时，将结果提供给绝对值电路308和乘法器181。通过这种方式，将通过复输入信号与复滤波系数的卷积运算而产生的复信号与从中心抽头提取的复信号相加，以产生并提供复信号。
然后，考虑参数更新过程S4，包络目标值产生电路305产生包络目标值，并将该值传输至减法器307。另一方面，绝对值电路308接收复输出信号，计算该值的绝对值，并将结果作为包络值传输至减法器307。减法器307从接收自绝对值电路308的信号中减去从包络目标值产生电路305接收的包络目标值，并将结果传输至乘法器181。乘法器181将复输出信号与从减法器307接收的信号相乘，并将结果传输至乘法器182。步长产生电路303产生步长，该步长是用于确定滤波器单元中的滤波系数的更新量的参数，并将该步长提供给乘法器182。乘法器182将从步长产生电路303接收的步长与从乘法器181接收的信号相乘，并将结果传输至每个分立单元3190-319N-1。
在每个分立单元3190-319N-1中，将从乘法器182提供的信号传输至乘法器3410-341N-1。每个复共轭单元3400-340N-1使从相应的延迟单元3301-330N-1或输入端301提供的复信号经历复共轭变换，并将结果传输至相应的乘法器3410-341N-1。每个乘法器3410-341N-1将从公共单元318提供的复信号与从相应的复共轭单元3400-340N-1提供的实数信号相乘，并将结果传输至相应的加法器3430-343N-1。每个加法器3430-343N-1将从相应的延迟单元3440-344N-1提供的复滤波系数与从相应的乘法器3410-341N-1接收的复信号相加，并将结果传输至相应的延迟单元3440-344N-1，作为用于下个采样的滤波系数。每个延迟单元3440-344N-1将从相应的加法器3430-343N-1接收的复数滤波系数延迟一个采样，将结果提供给相应的乘法器3460-346N-1，并将结果传输至相应的加法器3430-343N-1。
下面的说明考虑本示例性实施例的效果。
在本示例性实施例中，可以将包括中心抽头的所有滤波系数限定为较小值，由此可以减小硬件数量以及延迟单元3440-344N-1、加法器3430-343N-1和乘法器3460-346N-1的运算量。
在本示例性实施例中，作为复数而获得滤波器单元的输出信号，因此作为图7的绝对值电路308的输出信号，即时且精确地获得输出信号的包络值，即幅度。因此，并未如同相关领域的第二技术一样地对采样频率进行限制。
第四示例性实施例
下面的说明使用图8的框图来考虑根据本发明的第四示例性实施例的自适应数字滤波器。在该图示中省略了图7所示的系数控制单元的公共单元318。
参照图8，根据本发明的第四示例性实施例的自适应数字滤波器与根据图7的第三示例性实施例的自适应数字滤波器的不同之处在于，经由输入端301作为输入接收的输入信号传输通过M-1个延迟单元3391-339M-1以用于延迟(M-1)个采样，并传输通过支线349至加法器338。
本示例性实施例需要附加的M-1个延迟单元3391-339M-1，但是通过支线349传输至加法器338的信号与第三示例性实施例中相同，因此可以获得与第三示例性实施例相同的效果。
第五示例性实施例
下面的说明使用图9的框图来考虑本发明的第五示例性实施例的自适应数字滤波器。在该图示中省略了图3所示的系数控制单元的公共单元318。
参照图9，代替图3所示的第一示例性实施例中的支线349和加法器338，根据本发明的第五示例性实施例的自适应数字滤波器具有在分立单元319M-1中的乘法器3311M-1，用于处理中心抽头的信号，并且还具有在乘法器336M-1的输出侧的乘法器3313M-1，用于将中心抽头信号与滤波系数相乘，并且在其它方面与第一示例性实施例相同。乘法器3311M-1通过将指定的常量C与从公共单元传入的信号相乘，来减小由分立单元319M-1处理的滤波系数的值。乘法器3313M-1将上述常量C的倒数与乘法器336M-1的输出信号相乘，并将结果提供给加法器337M-1。
下面简要描述本示例性实施例的操作。
如图5的仿真结果所示，中心抽头的滤波系数大于“1”并且其它抽头的系数均不大于0.5。若现在假设中心抽头的滤波系数的值是1.2，则如果没有乘法器3311M-1，作为输出从延迟单元334M-1提供给乘法器336M-1的滤波系数是1.2。然而，乘法器3311M-1存在，例如，如果假设常量C是0.1，则该滤波系数将约为1.2的1/10，或者说0.12。因此，如果延迟单元330M-1的输出信号是X(M-1)，则乘法器336M-1的输出是0.12X(M-1)。然而，通过后续级的乘法器3313M-1将乘法器336M-1的输出与C的倒数相乘，因此，被传输至加法器337M-1的信号变为1.2X(M-1)，并且与没有乘法器3311M-1和乘法器3313M-1的情况相同。
因此，根据本示例性实施例，即使在使得施加于中心抽头的乘法器336M-1的滤波系数较小时，也执行等效的操作。如同在图5的仿真结果中看到的，除了中心抽头之外的所有滤波系数的值都不大于0.5，因此作为本示例性实施例的结果，针对所有滤波系数仅需要处理不大于0.5的值。因此，延迟单元3440-344N-1、加法器3330-333N-1、以及乘法器3360-336N-1仅需要处理0.5或更小的值，作为滤波系数。因此与针对所有滤波系数要处理0.5或更大的值的相关领域的自适应数字滤波器相比，本示例性实施例可以减小运算量和硬件数量。
在本示例性实施例的自适应数字滤波器中，对用于卷积运算的乘法器中的至少一个乘法器的输出信号进行放大，并且将取决于充当用于在该乘法器中使用的滤波系数的产生基础的误差的信号减小与该放大相对应的程度，由此可以使得用于卷积运算的乘法器中需要的滤波系数与相关领域相比小很多。因此，可以减少用于卷积运算的乘法器以及用于保存滤波系数的延迟单元所需要的比特数目，并且可以削减运算量和硬件数量。
第六示例性实施例
下面的说明使用图10的框图来考虑根据本发明的第六示例性实施例的自适应数字滤波器。在该图示中省略了图7所示的系数控制单元的公共单元318。
参照图10，代替图7所示的第三示例性实施例中的支线349和加法器338，根据本发明的第六示例性实施例的自适应数字滤波器具有在分立单元319M-1中的乘法器3311M-1，用于处理中心抽头的信号，并且还具有在乘法器336M-1的输出侧的乘法器3313M-1，用于将滤波系数与中心抽头的信号相乘，但在其它方面与第三示例性实施例相同。乘法器3311M-1通过将指定的常量C与从公共单元传入的信号相乘，来减小在分立单元319M-1中处理的滤波系数的值。乘法器3313M-1将上述常量C的倒数与乘法器336M-1的输出信号相乘，并将结果作为输出提供给加法器337M-1。
本示例性实施例具有向处理复滤波系数的第三示例性实施例添加了与第五示例性实施例的修改相类似的修改的形式，因此具有能够实现与根据相关领域的第一技术的自适应数字滤波器相比运算量和硬件数量减少的效果。
在上述第一至第六示例性实施例中，描述了适用于存在一个抽头、其中滤波系数在收敛之后变得更大的情况的示例性实施例，但是在已知存在两个或更多个抽头、其中滤波系数在收敛之后变得更大的情况下，可以针对这些抽头中的每个抽头添加与每个上述示例性实施例相类似的配置。
例如，除了与延迟单元330M-1的输出点相对应的抽头之外，当与延迟单元330J-1的输出点相对应的抽头的滤波系数大于“1”时，图3和图7的示例性实施例中的延迟单元330J-1的输出信号可以被与支线349相分离的支线分路，并被传输至加法器338，并且在加法器338中，可以将传输自这两个支线中的每个支线的信号与传输自加法器337N-1的信号相加。
在图6和图8的示例性实施例中，可以通过(J-1)个延迟单元将输入端301的输入信号延迟(J-1)个采样，并将结果传输至加法器338，并且可以在加法器338中将从两个支线中的每个支线传入的信号与传输自加法器337N-1的信号相加。
此外，在图9和图10的示例性实施例中，可以在乘法器331J-1和341J-1的输入侧以及分立单元319J-1的乘法器336J-1和346J-1的输出侧提供与乘法器3311M-1和乘法器3313M-1相类似的乘法器，用于处理已被延迟了(J-1)个采样的输入信号。
此外，可以根据滤波系数的期望值来将滤波系数组分类成组，然后按照如下文所述的第七示例性实施例，以组为单位处理该滤波系数组。
第七示例性实施例
下面的说明使用图11的框图来考虑根据本发明的第七示例性实施例的自适应数字滤波器。
参照图11，根据本发明的第七示例性实施例的自适应数字滤波器具有包括以下元件的配置：输入端30，将复输入信号作为输入施加于该输入端；抽头延迟线，由N-1个延迟单元3301-330N-1组成，用于向经由输入端301接收的复输入信号提供一个采样周期的延迟并随后传输该结果；L个(其中L是等于或大于2的正整数)个组处理器33100-3310L-1，与根据滤波系数的期望值而被分组的系数组相对应；加法器3320，用于将每个组处理器33100-3310L-1的处理结果相加，并将结果作为该自适应数字滤波器的复输出信号而提供给输出端302；以及公共单元318，用于在输入复输出信号时，产生用于更新每个组处理器33100-3310L-1中的滤波系数的信号，并提供给每个处理器33100-3310L-1。这里，将施加于输入端301的输入信号和每个延迟单元3301-330N-1的输出信号作为输入仅施加于处理器33100-3310L-1中的一个处理器。
公共单元318与根据图3中的第一示例性实施例的自适应数字滤波器中的组件相同。组处理器33100-3310L-1与图3所示的自适应数字滤波器中将分立单元3190-319N-1与滤波器单元相组合的配置相同。
下面的说明考虑组处理器33100-3310L-1的配置。
参照图12，每个组处理器3310j(其中j＝0-N-1)具有包括以下元件的配置：乘法器3311，用于将指定的常量C与作为输入从公共单元318接收的信号相乘，并提供该结果作为输出；一个或更多个分立处理器33120-3312M-1，用于接收乘法器3311的输出信号以及来自输入端301的输入信号或者通过由延迟单元3301-330N-1延迟该输入信号而获得的信号(即，被作为输入施加于相关的组处理器3310j的每个抽头的信号中的信号)，作为输入，执行指定的运算，以及提供结果作为输出；加法器3314，用于计算分立处理器33120-3312M-1的输出信号的总和值并提供输出；以及乘法器3313，用于将上述常量C的倒数与该加法器3314的输出信号相乘，并将结果传输至图11的加法器3320。这里，将常量C确定为适用于每个组处理器的值，例如，将该值作为与属于该组的滤波系数的期望值的平均值成反比的值来使用。换言之，当该期望值的平均值较大时，使用较小的值，而当该期望值较小时，使用较大的值。
下面的说明考虑分立处理器33120-3312M-1的配置。
参照图13，每个分立处理器3312i(其中i＝0-M-1)具有包括以下元件的配置：实部提取电路335i，用于在输入复输入信号或抽头延迟线上的相应延迟单元3301-330N-1的输出信号时，仅提取复信号的实部，并提供该实部作为输出；乘法器331i，用于将作为输入从乘法器3311接收的信号与在实部提取电路335i处提取的实部相乘，并提供该结果；乘法器336i；加法器333i，用于将施加于该乘法器336i的滤波系数与乘法器331i的输出相乘，并提供结果，作为将要在下个采样周期中使用的滤波系数；以及延迟单元334i，用于将该加法器333i的输出延迟一个采样周期，并将结果提供给乘法器336i。
乘法器336i将复输入信号或抽头延迟线上的相应延迟单元3301-330N-1的输出信号与来自延迟单元334i的滤波系数相乘，并将结果提供给图12所示的加法器3314。换言之，与图3的自适应数字滤波器相比，一个分立处理器3312i与如下配置相对应：将执行输入信号与滤波系数之间的卷积运算的滤波器单元中的用于上述卷积运算的一个乘法器336i与组成系数控制单元的多个分立单元3390-339N-1中的一个分立单元相组合。
下面的说明考虑本示例性实施例的操作。在这里描述的一个示例中，L＝2，即，将滤波系数划分为两组。现在假设将收敛之后的每个抽头的滤波系数的值的分配划分为两组：其中滤波系数属于至少为“1”但是小于“1.5”的范围的组0、以及其中滤波系数属于小于“0.5”的范围的组1。预先将抽头延迟线与组处理器33100和33101相连，以使得抽头信号中属于组0的抽头信号被作为输入施加于组处理器33100，并且属于组1的抽头信号被作为输入施加于组处理器33101。
例如，在组处理器33100中，将由图12的乘法器3311进行相乘的常量C设为“0.1”，以使得如同在第六示例性实施例中所说明的一样，减小滤波系数的值，并将由乘法器3311进行相乘的值设为常量C的倒数。因此，由于与第六示例性实施例中相同的原因，可以减小分立处理器3312i的运算量和硬件数量。
另一方面，在组处理器33101中，收敛之后的滤波系数的值为0.5或者更少，因此可以将常量C设为“1”，并且可以如同第六示例性实施例一样来处理常量C。然而，例如，如果收敛之后的滤波系数的值较小，则乘法器331i或乘法器336i的相乘结果的值因此也较小，并且十进制定点运算导致了较低阶数位的删除及由此引起的运算精确度的降低，则产生较大滤波系数的与常量C的相乘也是可能的。例如，计算“0.1·0.2”的结果是“0.02”，但是如果在分立处理器中可以仅将数值表示到第一小数点数位，则该结果将是“0”。如果这里执行的相乘使用C＝10，则计算“0.1·10＝1.0”以及该结果与“0.2”的相乘产生可以被表示的“0.2”。这里将该结果增加10倍，但是在乘法器3313中与C的倒数的相乘使得在乘法器3313之后将该结果作为“0.02”处理。
尽管前述说明考虑了将滤波系数划分为两组的示例，将滤波系数划分为三个或更多个组的情况是类似的。
本示例性实施例是以图3所描述的其中滤波系数是实数的示例性实施例为前提的，但是本示例性实施例显然还可以以图7的使用复滤波系数的示例性实施例为前提。
下面的说明使用图14来考虑使用根据第一至第七示例性实施例中的任意一个实施例的自适应数字滤波器的FM接收机。
参照图14，根据本示例性实施例的FM接收机具有包括以下元件的配置：天线101，射频/中频转换器(RF-＞IF)102；模/数转换器(ADC)103；自动增益控制器(AGC)104；Hilbert变换器105；多径消除器106；以及解调器107。在该多径消除器106中使用根据上述示例性实施例中的任一示例性实施例的自适应数字滤波器。
在射频/中频转换器102中将在天线101处接收的FM调制波转换为中频波段信号，并将该信号传输至模/数转换器103。模/数转换器103以适当的采样频率对传输自射频/中频转换器102的模拟信号进行采样，以转换为数字信号，并将该数字信号传输至自动增益控制器104。自动增益控制器104增加增益，以使得输出信号的幅度落入不会不利地影响将包络值作为指标的CMA算法的固定范围内，并将结果传输至Hilbert变换器105。
在Hilbert变换器105中，已经从自动增益控制器104传输的信号经过转换，被转换为解析信号，即实部是根据单个实信号产生的、相互间具有90°相移的两个信号中的一个信号且虚部是另一信号的复信号，然后将该解析信号传输至多径消除器106。多径消除器106接收从Hilbert变换器105传输的复输入信号，转换为其中已减小了多径反射的影响的信号，并将结果传输至解调器107。解调器107使传输自多径消除器106的信号经历FM解调，并提供语音频段中的信号。尽管从根据每个上述示例性实施例的自适应数字滤波器的输出端302提供了复输出信号，但是仅提取该复信号的实部并提供给解调器107，或者仅提取该复信号的虚部，将代码反演(inverted)，然后提供给解调器107。
尽管前述说明考虑了本发明的示例性实施例，但是本发明并不仅限于上述的示例性实施例，并且可以随意进行下文所述的各种添加和修改。
在上述示例性实施例中，将包络目标值作为固定值，但是也可以使用根据自适应数字滤波器的输入信号和输出信号中的至少一个信号而改变的时变包络目标值。
在使用支线的示例性实施例中，将经由支线提取的抽头信号不改变地传输至加法器338，但是也可以将该抽头信号经由与特定系数相乘的乘法器来提供给加法器338，或者可以使得该抽头信号经过特定类型的滤波器并提供给加法器338。
使用实数滤波系数的示例性实施例是实部提取电路3350-335N-1和实部提取电路309，但是这些组件的全部或一部分可以被虚部提取/反演电路所代替。虚部提取/反演电路是仅提取作为输入而接收的复信号的虚部，然后提供通过对虚部的代码进行反演而获得的值的电路。应用于自适应数字滤波器的输入端301的复输入信号是实部是根据一个实信号产生的、相互间具有90°相移的两个信号中的一个信号且虚部是另一信号的复信号，并且因此使用虚部提取/反演电路来获得与上述示例性实施例相同的效果。
在使用实数滤波系数的示例性实施例中，所有的滤波系数均为实数即纯量(scalar)值，但是也可以使一部分滤波系数为复数，尽管这种方式削弱了减少运算量的效果。此外，可以将实部提取电路309移到乘法器310的输出侧或移到乘法器311的输出侧，并且在乘法器310和311中通过复数来执行运算。
尽管使用FIR滤波器作为上述示例性实施例中的滤波器单元，但是也可以使用IIR(无限冲激响应)滤波器。
尽管使用LMS算法作为上述示例性实施例中的自适应算法，但是也可以使用其它自适应算法，例如递归最小平方算法、最小平方算法、仿射投影算法、以及梯度算法。如果在通过这些自适应算法来更新滤波系数时，乘法的数目与使用LMS算法相比更多，则进一步增加了通过将滤波系数转换为实数来减少运算量的效果。
尽管FM调制是上述示例性实施例的一个目的，但是本发明的配置显然也可应用于其它恒幅调制，例如PSK(相移键控)。如果使用多级CMA，则本发明显然也可应用于诸如QAM(正交幅度调制)的调制模式。此外，在非专利文献1所示的恒模算法中，本发明显然也可以应用于输出信号是复信号的情况。
尽管在上述示例性实施例中的说明考虑了将包络作为指标的CMA，但是本发明显然也可应用于如非专利文献1所示的将从输出信号导出的其它统计量作为指标的情况。
本发明的自适应数字滤波器的功能还可以通过使用分立组件的硬件、ASIC(专用集成电路)、或FPGA(现场可编程门阵列)来实现。此外，本发明还可应用于使作为计算机的DSP(数字信号处理器)的运算处理器执行本发明的自适应数字滤波器的信号处理方法的程序。可以将该程序写入可被计算机读取并且被安装在另一计算机上的记录介质。将该程序记录在诸如磁盘或半导体存储器的计算机可读记录介质上，计算机在诸如计算机启动时间的时间处读取该程序，并且该程序通过控制该计算机的操作而使得该计算机用作每个上述示例性实施例中的自适应数字滤波器。
此外，本发明并不限于上述工作示例中的任何示例，并且可以在本发明范围内随意进行各种修改，这些修改无疑被包括在本发明的范围之内。
工业实用性
如上述说明所述，根据本发明的自适应数字滤波器可用作使用CMA算法的自适应数字滤波器，并且特别适用于在FM接收机的多径均衡器中使用。

Claims (25)

1、一种自适应数字滤波器，包括：
滤波器单元，包括多个乘法器，所述多个乘法器是基于滤波系数的期望值而被划分为至少一个乘法器和其它乘法器的组，所述多个乘法器用于通过输入信号与所述滤波系数的卷积运算来产生第一信号；
加法器，用于将被作为输入施加于所述至少一个乘法器的所述输入信号与所述第一信号相加，以提供第二信号作为输出；以及
系数控制单元，用于基于目标信号与从所述第二信号导出的指标值之间的误差来控制所述滤波系数。
2、根据权利要求1所述的自适应数字滤波器，其中，在所述至少一个乘法器中，针对所述滤波系数的所述期望值所设置的初始值大于其它乘法器中的所述滤波系数的期望值的初始值。
3、根据权利要求1所述的自适应数字滤波器，其中，在所述至少一个乘法器中，针对所述滤波系数的所述期望值所设置的初始值大于其它乘法器中的所述滤波系数的期望值的初始值，并且在所述多个乘法器中仅包括一个这样的乘法器。
4、一种自适应数字滤波器，包括：
滤波器单元，包括多个乘法器，用于执行输入信号与滤波系数的卷积运算，用于将所述多个乘法器的至少一个乘法器的输出放大指定倍数，并产生所述卷积运算的结果作为第一信号；以及
系数控制单元，用于基于目标信号与从所述第一信号导出的指标值之间的误差来控制所述多个乘法器中使用的所述滤波系数，以及用于将取决于所述误差的信号减小所述倍数，所述误差是在以将输出放大指定倍数的所述乘法器中使用的所述滤波系数的产生基础。
5、根据权利要求4所述的自适应数字滤波器，其中，所述滤波系数是基于滤波系数的期望值而被划分为多个组，针对所述组中的每个组来设置放大时的所述倍数和减小时的所述倍数。
6、根据权利要求1-5任一所述的自适应数字滤波器，其中：
所述输入信号是复信号，所述复信号中，根据一个实信号产生的、相互间具有90°相移的两个信号中的一个信号是实部，另一信号是虚部；以及
所述滤波系数是实信号。
7、根据权利要求6所述的自适应数字滤波器，其中，所述系数控制单元包括：
公共单元，用于产生根据所述指标值和所述目标信号之间的误差的实信号，并提供所述实信号作为输出；以及
多个分立单元，设置在所述滤波器单元中的用于卷积运算的所述多个乘法器的每个乘法器中，用于基于以下因素来计算将要在下个采样周期中使用的实滤波系数：其中被作为输入施加于相应乘法器的复信号已被转换为实数的信号、被作为输入从所述公共单元提供的所述实信号、以及当前的实滤波系数。
8、根据权利要求1-5任一所述的自适应数字滤波器，其中，所述系数控制单元采用所述第一信号的包络值作为所述目标值。
9、一种FM接收机，包括：
根据权利要求1-5任一所述的自适应数字滤波器；以及
Hilbert变换器，用于将复信号作为输入施加于所述自适应数字滤波器，所述复信号是通过对已被转换至中频并且已被数字化的FM调制信号进行Hilbert变换而产生的。
10、一种自适应数字滤波器的信号处理方法，所述自适应数字滤波器具有：包括多个乘法器的滤波器单元、以及用于控制所述多个乘法器的滤波系数的系数控制单元；所述信号处理方法包括以下步骤：
基于滤波系数的期望值，将所述多个乘法器划分为至少一个乘法器与其它乘法器的组，并提供加法器以用于将被作为输入施加于所述至少一个乘法器的信号与作为所述滤波器单元的输出的第一信号相加；
所述滤波器单元通过输入信号与所述滤波系数的卷积运算来产生所述第一信号；
所述加法器将被作为输入施加于所述至少一个乘法器的所述输入信号与所述第一信号相加，以提供第二信号；以及
所述系数控制单元基于目标信号与从所述第二信号导出的指标值之间的误差来控制所述滤波系数。
11、根据权利要求10所述的信号处理方法，其中，针对所述至少一个乘法器的所述滤波系数的所述期望值所设置的初始值大于其它乘法器中的所述滤波系数的所述期望值的初始值。
12、根据权利要求10所述的信号处理方法，其中，针对所述至少一个乘法器中的所述滤波系数的期望值所设置的初始值大于其它乘法器中的所述滤波系数的所述期望值的初始值，并且在所述多个乘法器中仅包括一个这样的乘法器。
13、一种自适应数字滤波器的信号处理方法，所述自适应数字滤波器包括：包括多个乘法器的滤波器单元，以及用于控制所述多个乘法器的滤波系数的系数控制单元；所述信号处理方法包括以下步骤：
所述滤波器单元执行输入信号与滤波系数的卷积运算，将所述多个乘法器中的至少一个乘法器的输出放大指定倍数，并产生所述卷积运算的结果作为第一信号；以及
所述系数控制单元基于目标信号与从所述第一信号导出的指标值之间的误差，来控制在所述多个乘法器中使用的所述滤波系数，并将取决于所述误差的信号减小所述指定倍数，所述误差是在将输出放大所述指定倍数的所述乘法器中使用的所述滤波系数的产生基础。
14、根据权利要求13所述的信号处理方法，其中：
基于滤波系数的期望值，将所述滤波系数划分为多个组；以及
针对所述组中的每个组来设置放大时的所述倍数或者减小时的所述倍数。
15、根据权利要求10-14任一所述的信号处理方法，其中：
所述输入信号是复信号，所述复信号中，根据一个实信号产生的、相互间具有90°相移的两个信号中的一个信号是实部，另一信号是虚部；以及
所述滤波系数是实信号。
16、根据权利要求15所述的信号处理方法，其中：
所述系数控制单元根据所述指标值于所述目标信号之间的误差来产生实信号；以及
所述系数控制单元针对所述多个乘法器的每个乘法器，基于以下因素来计算将要在下个采样周期中使用的实滤波系数：其中被作为输入施加于相应的乘法器的复信号已被转换为实数的信号、被作为输入从所述公共单元施加的所述实信号、以及当前的实滤波系数。
17、根据权利要求10-14任一所述的信号处理方法，其中所述系数控制单元采用所述第一信号的包络值作为所述指标值。
18、一种用于使计算机执行自适应数字滤波器的操作的程序，所述自适应数字滤波器包括：包括多个乘法器的滤波器单元、以及用于控制所述多个乘法器的滤波系数的系数控制单元；所述程序使所述计算机执行以下过程：
基于滤波系数的期望值，将所述多个乘法器划分为至少一个乘法器和其它乘法器的组，并且提供加法器以用于将被作为输入施加于所述至少一个乘法器的信号与作为所述滤波器单元的输出的第一信号相加；
所述滤波器单元通过输入信号与所述滤波系数的卷积运算来产生所述第一信号；
所述加法器将被作为输入施加于所述至少一个乘法器的所述输入信号与所述第一信号相加，并提供第二信号；以及
所述系数控制单元基于目标信号与从所述第二信号导出的指标值之间的误差来控制所述滤波系数。
19、根据权利要求18所述的程序，其中针对所述滤波系数的所述期望值所设置的初始值大于其它乘法器的所述滤波系数的期望值的初始值。
20、根据权利要求18所述的程序，其中针对所述至少一个乘法器的所述滤波系数的所述期望值所设置的初始值大于用于其它乘法器的所述滤波系数的期望值的初始值，并且在所述多个乘法器中仅包括一个这样的乘法器。
21、一种用于使计算机执行自适应数字滤波器的操作的程序，所述自适应数字滤波器包括：包括多个乘法器的滤波器单元、以及用于控制所述多个乘法器的滤波系数的系数控制单元；其中所述程序使所述计算机执行以下过程：
所述滤波器单元执行输入信号与滤波系数的卷积运算，将所述多个乘法器中的至少一个乘法器的输出放大指定倍数，并产生所述卷积运算的结果作为第一信号；以及
所述系数控制单元基于目标信号与从所述第一信号导出的指标值之间的误差，来控制在所述多个乘法器中使用的所述滤波系数，并将取决于所述误差的信号减小所述指定倍数，所述误差充当在将输出放大所述指定倍数的所述乘法器中使用的所述滤波系数的产生基础。
22、根据权利要求21所述的程序，还包括以下过程：
基于滤波系数的期望值，将所述滤波系数划分为组；以及
针对所述组中的每个组来设置放大时的所述倍数或减小时的所述倍数。
23、根据权利要求18-22任一所述的程序，其中：
所述输入信号是复信号，所述复信号中，根据一个实信号产生的、相互间具有90°相移的两个信号中的一个信号是实部，另一信号是虚部；以及
所述滤波系数是实信号。
24、根据权利要求23所述的程序，其中：
所述系数控制单元根据所述指标值与所述目标信号之间的误差来产生实信号；以及
所述系数控制单元针对所述多个乘法器的每个乘法器，基于以下因素来计算将要在下个采样周期中使用的滤波系数：其中被作为输入施加于相应的乘法器的复信号已被转换为实数的信号、被作为输入从所述公共单元施加的所述实信号、以及当前的实滤波系数。
25、根据权利要求18-22任一所述的程序，其中所述系数控制单元采用所述第一信号的包络值作为所述指标值。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102946369A (zh) * 2012-11-30 2013-02-27 京信通信系统（中国）有限公司 基于mmse-pic均衡器的快速检测方法及装置
CN105227508A (zh) * 2015-08-25 2016-01-06 中国科学院信息工程研究所 电磁泄漏信号恢复与增强方法及系统
CN116827308A (zh) * 2023-08-24 2023-09-29 上海力通通信有限公司 资源优化型fir滤波器及其实现方法

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7978799B2 (en) * 2005-07-15 2011-07-12 Nec Corporation Adaptive digital filter, FM receiver, signal processing method, and program
KR100882905B1 (ko) 2007-11-22 2009-02-10 한양대학교 산학협력단 곱셈기블록을 이용한 복소필터 및 이를 사용한ｄｂｏ－ｃｓｓ 시스템에서의 정합 필터링 장치, 방법 및ｄｂｏ－ｃｓｓ 수신기
US20110134773A1 (en) * 2009-12-04 2011-06-09 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for estimating propagation delay time
US8842789B2 (en) * 2012-11-16 2014-09-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Coefficient-specific filtering of initial channel estimates
US9071482B2 (en) 2013-09-27 2015-06-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Power estimation for wireless communication devices in code division multiple access systems technical field
CN106330253B (zh) * 2015-06-30 2019-11-22 展讯通信（上海）有限公司 移动终端及其接收信号处理方法及装置
JP7059637B2 (ja) * 2018-01-11 2022-04-26 富士通株式会社 信号処理装置及び信号処理方法
JP6950594B2 (ja) * 2018-03-09 2021-10-13 富士通株式会社 信号処理回路及び光受信装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3723911A (en) * 1971-09-13 1973-03-27 Codex Corp Training adaptive linear filters
US5142551A (en) * 1991-02-28 1992-08-25 Motorola, Inc. Signal weighting system for digital receiver
JP3351163B2 (ja) * 1994-07-27 2002-11-25 株式会社日立製作所 情報記録再生装置及び信号処理回路
JPH0879135A (ja) * 1994-09-06 1996-03-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd デジタル信号誤り低減装置
KR100248021B1 (ko) * 1995-09-30 2000-03-15 윤종용 Csd 필터의 신호처리방법과 그 회로
JP3611472B2 (ja) * 1999-02-02 2005-01-19 松下電器産業株式会社 適応等化回路
US6597733B2 (en) * 2001-03-05 2003-07-22 Ensemble Communications, Inc. Equalizer performance enhancements for broadband wireless applications
JP3827207B2 (ja) * 2001-11-29 2006-09-27 シャープ株式会社 ディジタルフィルタおよび情報通信機器
US7116703B2 (en) * 2002-10-15 2006-10-03 Thomson Licensing Multipath signal strength indicator
JP4205509B2 (ja) * 2003-08-19 2009-01-07 パイオニア株式会社 マルチパスひずみ除去フィルタ
JP4263586B2 (ja) * 2003-12-03 2009-05-13 パイオニア株式会社 マルチパス除去フィルタ
US7978799B2 (en) * 2005-07-15 2011-07-12 Nec Corporation Adaptive digital filter, FM receiver, signal processing method, and program

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102946369A (zh) * 2012-11-30 2013-02-27 京信通信系统（中国）有限公司 基于mmse-pic均衡器的快速检测方法及装置
CN102946369B (zh) * 2012-11-30 2015-12-02 京信通信系统（中国）有限公司 基于mmse-pic均衡器的快速检测方法及装置
CN105227508A (zh) * 2015-08-25 2016-01-06 中国科学院信息工程研究所 电磁泄漏信号恢复与增强方法及系统
CN105227508B (zh) * 2015-08-25 2019-11-01 中国科学院信息工程研究所 电磁泄漏信号恢复与增强方法及系统
CN116827308A (zh) * 2023-08-24 2023-09-29 上海力通通信有限公司 资源优化型fir滤波器及其实现方法
CN116827308B (zh) * 2023-08-24 2023-11-24 上海力通通信有限公司 资源优化型fir滤波器及其实现方法

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