CN101218744B - 自适应数字滤波器、fm接收机及信号处理方法 - Google Patents

自适应数字滤波器、fm接收机及信号处理方法 Download PDF

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Abstract

将复信号作为输入施加到输入端子(301)，该复信号以产生自单个实信号并且彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而以另一个信号为虚部。滤波器单元通过对输入信号与作为实信号的滤波器系数的卷积运算产生作为复信号的输出信号，并将该输出信号提供给输出端子(302)。由公共单元(318)和分离单元(3190-319N-1)所构成的系数控制单元更新滤波器系数，使得输出信号的包络值逼近目标信号。

Description

自适应数字滤波器、FM接收机及信号处理方法
技术领域
本发明涉及一种自适应数字滤波器，更具体地涉及一种适用于诸如FM(调频)接收机的多径均衡器之类设备的自适应数字滤波器。
背景技术
用于FM无线电广播和电视广播的FM调制波是在其中正弦波载波信号受到音乐信号的相位调制的信号。FM调制波具有很高的抗噪声性并且能够以低失真因数传送具有15kHz宽频带的音乐信号。
然而，在多径传播路径中，此多径包括除了无线电波直接到达的路径以及在其中无线电波被诸如建筑物之类的障碍物反射并由此延迟到达的路径以外的路径，解调所需的相位信息受到与直射波一起接收到的强反射波的影响的干扰，因此在解调信号中发生失真。由于多径传播路径所产生的失真被称为“多径失真”。通过校正多径传播路径的特性来减少多径失真的均衡器称为“多径均衡器”或“多径失真抵抵消器”。
通过将接收信号通过具有多径传输路径的逆特性的滤波器(即，逆滤波器)，多径均衡器对接收信号中的多径效应进行补偿。多径传输路径的特性根据环境而改变，此外随着时间推移必须根据环境来优化逆滤波器的特性。因此，典型地，使用自适应数字滤波器作为逆滤波器。
自适应数字滤波器是一种具有根据环境的改变而自动地更新滤波器系数的能力的滤波器。用于在时间上计算每个时间点处的滤波器系数的算法称为“自适应算法”，以LMS(最小均方)算法为代表性示例。在广义上，LMS算法是基于最速下降(steepest-decent)方法来最小化均方根误差的方法，并提供了稳定性的优点以及较小运算量。
已知为复LMS算法的自适应算法是公知的。复LMS算法是LMS算法的扩展，其中，输入信号、输出信号、目标信号及滤波器系数为复数，并用于例如当输入为窄带高频信号时通过分离同相分量和正交分量来适配参考信号的情况。
另一方面，通过自适应数字滤波器所实现的传统均衡器需要参考信号(训练信号)用于此适配，并且上述需求易于导致通信的中断以及由于冗余参考信号所造成的通信效率的降低。
相反地，最近开发的被称作“盲均衡器”的均衡器仅基于接收信号来执行对信号的恢复均衡，而不需要用于适配的参考信号。用于这种盲均衡的应用算法称为“盲算法”，以CMA(恒模算法)为代表性示例。
如非专利文献1中所示，CMA典型地表示在其中将与输出信号有关的统计(例如滤波器输出的包络或者较高阶统计量)作为索引的算法，该算法更新滤波器的系数使得该索引逼近目标值。当使用如FM调制中的调制波幅度所确定的等幅调制波时，使用滤波器输出的包络(即，幅度)作为索引，并对滤波器系数进行更新，以便最小化目标值与经过滤波器的信号的包络值之间的误差，如非专利文档2所述。按照这种方式，将相位失真与包络失真一起校正，并消除多径传输的反射波的影响。
这里，CMA是不同于自适应算法的概念。在CMA中，使用诸如上述所提到的LMS算法之类的自适应算法作为用于计算每个时间点处的滤波器系数的自适应算法。
为了统一控制如先前所述的滤波器的输出信号的包络值，必须在瞬时提取包络值，并且复信号处理是这类提取的典型方法。在复信号处理中，通过例如Hilbert变换器产生具有相对于特定实信号f2延迟90。(∏/2)相位的实信号f1，并产生以f1为实部和以f2为虚部的复信号(典型地称为“分析信号”)。按照这种方式，通过计算复信号的实部和虚部的平方和，可以在瞬时找到该实信号的包络值。然而，当对滤波器的输出信号进行复信号处理时，由复信号处理所引起的延迟进入系数更新回路并导致回路的不稳定。因此，对输入信号执行复信号处理。在这些情况下，输入信号变成复信号，并且据此使用能够处理复量的诸如LMS算法之类的算法作为自适应算法。这种方法称为“相关领域的第一技术”。
图1示例了使用相关领域的第一技术的自适应数字滤波器的配置。
参照图1，通过Hibert变换器(未示出)将输入信号X(k)转换成复信号。通过将该复数信号作为输入与复滤波器信号向量W(k)进行卷积，以得作为复信号的输出信号y(k)。通过已扩展为能够处理复信号的自适应算法对复滤波器系数向量W(k)进行更新，使得输出信号y(k)的包络值逼近已预先指定的目标值。这种自适应数字滤波器的算法如下所示：
W(k+1)＝W(k)-μ(|y(k)|p-yref0)qy(k)XH(k)             (1)
y(k)＝WT(k)X(k)                                      (2)
W(k)＝[w0(k)，w1(k)，...，wN-1(k)]T                  (3)
X(k)＝[x(k)，x(k-1)，...，x(k-N+1)]T                 (4)
其中，W(k)表示为滤波器系数向量，X(k)表示复信号向量，k表示采样索引，N表示滤波器的抽头数目，y(k)表示输出信号，yref0表示包络的目标值，以及μ表示用于确定滤波器系数的更新量的参数。此外，H表示复共轭转置，T表示转置。值p和q是用于确定包络目标值的误差估计函数的常量，例如，可以是p＝1和q＝1。
在相关领域的第一技术中，通过应用复信号处理来产生彼此具有90°(∏/2)相移的两个信号。然而，从专利文献1和非专利文献3中可以看出，当对输入信号的采样为载波信号频率的倍数(4/奇数)时，相邻采样点的相位差为90度。通过采用这种方法，当查找输出信号的包络值时，可以将自适应算法用于处理实数，由此可以计算相邻采样点的平方和。将这种方法称为“相关领域的第二技术”。
图2示出了使用相关领域的第二技术的自适应数字滤波器的配置。
参照图2，输入信号Xr(k)是实信号，并且通过该实信号作为输入来对实信号滤波器系数向量Wr(k)进行卷积，以获得实信号输出信号yr(k)。通过处理实系数的自适应算法对滤波器系数向量Wr(k)进行更新，使得输出信号yr(k)的包络逼近已预先指定的目标值。此自适应数字滤波器算法如下示出：
Wr(k+1)＝Wr(k)-μ(Env[yr(k)]-yref0)yr(k)Xr(k)         (5)
yr(k)＝WrT(k)Xr(k)                                    (6)
Env[yr(k)]＝(yr2(k-1)+yr2(k))1/2                      (7)
Wr(k)＝Re[W(k)]                                       (8)
Xr(k)＝Re[X(k)]                                       (9)
其中，Wr(k)表示实系数向量，Xr(k)表示实信号向量，Env[]表示用于获得包络的近似值的运算，Re[]表示用于得到复数的实部的运算，以及yr(k)表示实数输出信号。
然而，在图1所示的自适应数字滤波器中，例如，针对输入信号X(k)、滤波器信号向量W(k)、及输出信号y(k)的几乎所有信号处理都通过复数来执行。复数值的单次乘法与实数值的四次乘法和两次加法相对应。在针对FM接收机的多径均衡器中，针对每个短采样周期，必须对具有多个抽头的滤波器执行卷积运算和系数更新运算，这将产生大量运算的问题。
另一方面，在图2所示的自适应数字滤波器中，如果采样频率正好是中频信号的中心频率的倍数(4/奇数)，则可以增加包络的计算精度，可以获得与图1中的自适应数字滤波器相同的性能，以及另外，可以将运算负荷减少大约25％。然而，这项技术具有问题：采样频率受到严格限制，以及不可以进行针对任意采样频率的设计。如果采样频率偏移中频信号的中心频率的倍数(4/奇数)，则包络的计算精度降低以及多径均衡器的性能因此恶化。
专利文献1：JP-A-2005-064618
非专利文献1：C.Richard Johnson，Jr.，Philip Schniter，Thomas J.Endres，James D.Behm，Donald R.Brown，and Raúl A.Casas，“BlindEqualization Using the Constant Modulus Criterion：A Review，”Proceedings of IEEE，Vol.86，No.10，October 1998。
非专利文献2：J.R.Treichler and B.G.Agee，“A New Approach toMultipath Correction of Constant Modulus Signals，”IEEE Transactionson Acoustics，Speech，and Signal Processing，Vol.31，No.2，pp.459-472，April 1983。
非专利文献3：Itami Makoto，Hatori Mitsutoshi，Tsukamoto Norio，“Hardware Implementation of FM Multipath Distortion Canceller，”National Convention Record of the Institute of Television Engineers ofJapan，No.22，pp.355-356，1986。
发明内容
鉴于这些情况提出本发明，并且将提供对采样频率没有限制以及可以降低运算量的自适应数字滤波器作为其目的。
本发明的第一自适应数字滤波器具有：滤波器单元，取复信号作为输入信号，产生及提供输出信号作为输出，所述输出信号是通过执行输入信号向量与作为实信号的滤波器系数向量的卷积运算而产生的复信号；系数控制单元，用于基于目标信号与源自输出信号的索引值之间的误差来控制滤波器的系数；其中第一自适应数字滤波器中的滤波器单元取复信号作为输入信号，该复信号以产生自单个实信号并且彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而以另一个信号为虚部；第一自适应数字滤波器中的系数控制单元包括：公共单元，用于产生并提供符合索引值与目标信号之间的误差的实信号作为输出；以及针对每个乘法器所提供的多个分离单元，用于滤波器单元中的卷积运算，以便基于以下参数计算要在下一个采样周期使用的实滤波器系数：通过将复信号转换为实数所获得的作为相应乘法器的输入所施加的信号、接收自公共单元的作为输入的实信号、以及当前的实滤波器系数。
根据本发明的第三自适应数字滤波器，第一数字自适应滤波器中的系数控制单元取输出信号的包络值作为索引值。
本发明的FM的接收机具有：第一自适应数字滤波器；以及Hilbert变换器，用于将通过将FM调制信号转换到中频并进行数字化然后对其进行Hilbert变换所产生的复信号作为输入施加到自适应数字滤波器。
本发明的第一数字处理方法包括步骤：(a)取复信号作为输入信号，然后提供作为复信号的输出信号，通过对输入信号向量与作为实数的滤波器系数向量执行卷积运算来产生该复信号；以及(b)基于目标信号与源自输出信号的索引值之间的误差来控制滤波器系数；其中，在第一信号处理方法的步骤(a)中，输入信号是复信号，复信号以产生自单个实信号并且彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而以另一个信号为虚部；在第一信号处理方法的步骤(b)中，用于产生符合索引值与目标信号之间的误差的实信号的公共处理；以及在步骤(a)中，针对每个乘法器所执行的多个分离处理，用于滤波器单元中的卷积运算，以便基于以下参数计算要在下一个采样周期使用的实滤波器系数：通过将复信号转换为实数所获得的作为相应乘法器的输入所施加的信号、在公共处理中所产生的实信号、以及当前的实滤波器系数。
根据本发明的第三信号处理方法，在第一信号处理方法的步骤(b)中，以输出信号的包络值作为索引值。
在本发明中，滤波器系数是实信号，但是输入信号为复信号，该复信号以彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而以另一个信号为虚部。因此，通过对输入信号与滤波器系数的卷积运算所产生的输出信号也是复信号，该复信号以彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而以另一个信号为虚部。因此，如相关领域的第一技术，可以瞬时且精确地找到输出信号的包络值，此外如相关领域的第二技术，对采样频率没有限制。此外，通过使滤波器系数为实数将大量减少运算量。此外，作为输入信号的复信号的实部与虚部相互间仅具有90°的相移，并且最初产生自同一个实信号，然后被转换成复信号以使能对诸如输出信号的包络值之类的索引值的瞬时计算。因此，作为自适应数字滤波器的滤波器性能无法与用于处理输入信号的实部和虚部的相关领域的第一技术或者与用于只处理输入信号的实部(或虚部)的相关领域的第二技术相比。
附图说明
图1是示出了根据相关领域的第一技术的自适应数字滤波器的配置的方框图；
图2是示出了根据相关领域的第二技术的自适应数字滤波器的配置的方框图；
图3是示出了根据本发明的实施例的自适应数字滤波器的配置的方框图；
图4是用于说明根据本发明的实施例的自适应数字滤波器的操作的流程图；
图5是示出了根据本发明的实施例的FM接收机的配置的方框图；
图6是示出了根据本发明的实施例的自适应数字滤波器的修改的配置的方框图；
图7是示出了根据本发明的实施例的自适应数字滤波器的修改的配置的方框图；以及
图8是示出了根据本发明的实施例的自适应数字滤波器的修改的配置的方框图。
具体实施方式
接下来的说明是关于参考附图的本发明的实施例。
参照图3，根据本发明的实施例的自适应数字滤波器具有：滤波器单元，用于通过执行施加至输入端子301的复信号(复输入信号)与作为实信号(实滤波器系数)的滤波器系数向量的卷积运算来产生作为复信号(复输出信号)的输出信号，以及用于将该复信号提供给输出端子302；以及系数控制单元，用于基于源自复输出信号(在本实施例的情况下为包络值)的索引值与目标信号之间的误差来控制滤波器系数。该系数控制单元是由图中的一个框(在下文中，解释为公共单元318)以及N个框(在下文中，解释为分离单元3190-319N-1)所组成的部分，而其它部分构成了滤波器单元。这里，复输入信号是复信号，该复信号以彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而以另一个信号为虚部。
滤波器单元是具有N个抽头(即N个滤波器系数)的FIR(有限冲击响应)滤波器。该滤波器单元包括：由N-1个延迟单元3301-330N-1组成的抽头延迟线，其中延迟单元3301-330N-1中的每个延迟1个采样周期；N个乘法器3360-336N-1，用于将复输入信号和延迟单元3301-330N-1中每个的输出信号与滤波器系数向量相乘；以及N-1个加法器3370-337N-1，用于连续将这N个乘法器3360-336N-1的乘法结果相加。
系数控制单元使用LMS作为自适应算法，并包括；公共控制单元318，用于公共控制所有滤波器系数；以及用于控制每一单独的滤波器系数的分离单元3190-319N-1。
公共单元318包括：绝对值电路308，接收作为滤波器单元的输出的复输出信号作为输入，并通过实部和虚部的平方和计算来提供复输出信号的包络值；包络目标值产生电路305，用于产生包络所要收敛的值(即包络目标值)；减法器307，用于提供通过从绝对值电路308中得到的包络值减去包络目标值所得到的值；实部提取电路309，用于接收复输出信号作为输入并且仅提取并提供该信号的实部；乘法器310，用于提供减法器307的输出与实部提取电路309的输出的相乘结果；步长产生电路303，用于产生作为用于确定滤波器系数的更新量的参数的步长；以及乘法器311，用于向分离单元3190-319N-1中的每个提供乘法器310的输出与步长的相乘结果。
在本实施例中，滤波器系数是实数而非复数，由此将在步长产生电路303处所产生的步长值设定为使用复滤波器系数情况下步长的4倍。因此，能够使收敛速度等于使用复滤波器系数的情况。
此外，分离单元3190-319N-1中的每个都包括：实部提取电路3350-335N-1，用于接收复输入信号或抽头延迟线上的相应延迟单元3301-330N-1的输出信号作为输入；以及乘法器3310-331N-1，用于将接收自公共单元318的信号与通过实部提取电路3350-335N-1所提取的实部的乘法结果提供作为输入；加法器3330-333N-1，用于将施加到乘法器3360-336N-1的滤波器系数添加到乘法器3310-331N-1的输出，并提供用于在下一个采样周期的滤波器系数；以及延迟单元3340-334N-1，用于将这些加法器3310-331N-1的输出准确地延迟一个采样周期，并将结果提供给乘法器3360-336N-1。
本实施例的自适应数字滤波器的算法如下所示：
Wr(k+1)＝Wr(k)-μ(|y(k)|p-yref0)qRe[y(k)]Re[X(k)]     (10)
y(k)＝WrT(k)X(k)                                      (11)
其中，Wr(k)是实系数向量，X(k)是复信号向量，Re[]是用于提取复数的实部的运算，y(k)是复输出信号，k是采样索引，yref0是包络目标值，μ是用于确定滤波器系数的更新量的参数。值p与q是用于确定相对于包络目标值的误差估计函数的常量，例如，可以有p＝1及q＝1。
下面的说明是关于本实施例的自适应数字滤波器的操作。
图4为用于解释本实施例的自适应数字滤波器的操作的流程图。
参照图4，重复以下过程：新复输入信号从输入端子301的输入过程S1，自适应均衡过程S2，复输出信号到输出端子302的输出过程S3，以及参数更新过程S4。自适应均衡过程S2是基于上述方程(11)的过程，以及参数更新过程S4是基于上述方程(10)的过程。下面的说明关于每一个操作的细节。
首先的说明是关于自适应均衡过程S2。
将作为输入施加至输入端子301的复输入信号提供给乘法器3360及实部提取电路3350，同时提供给抽头延迟线，抽头延迟线包括产生一个采样周期的延迟的延迟单元3300-330N-1。利用每个时钟，将提供给延迟单元3301-330N-1的复信号传送到相邻延迟单元，并且将延迟单元3301-330N-1中的每个的输出信号提供给相应的乘法器3361-336N-1以及相应的实部提取电路3351-335N-1。
在乘法器3360中，将提供自延迟单元3340的实滤波器系数与接收自输入端子301作为输入的复信号相乘，并将结果提供给加法器3371。在乘法器3361-336N-1中，将提供自相应的延迟单元3341-334N-1的实滤波器系数与提供自相应的延迟单元3301-330N-1的复信号相乘，并将结果提供给加法器3371-337N-1。加法器3371-337N-1将接收自乘法器3360-336N-1的所有复信号相加，并将结果提供给输出端子302，并在同时，将结果提供给绝对值电路308和实部提取电路309。通过执行对复输入信号与作为实信号的滤波器系数向量的卷积运算，产生作为复信号的输出信号，并提供该信号。
下面的说明是关于参数更新过程S4。
绝对值电路308接收复输出信号，计算该复输出信号的绝对值，并将结果作为包络值传送到减法器307。包络目标值产生电路305产生包络目标值，并将结果传送到减法器307。加法器307将接收自包络目标值产生电路305的包络目标值从接收自绝对值电路308的信号中减去，并将结果传送到乘法器310。实部提取电路309接收复输出信号，仅提取该复输出信号的实部，并将结果传送到乘法器310。乘法器310将接收自实部提取电路309的信号与接收自减法器307的信号相乘，并将结果传送到乘法器311。步长产生电路303产生作为用于确定滤波器单元中的滤波器系数更新量的参数的步长，并将步长提供给乘法器311。乘法器311将提供自步长产生电路303的步长与接收自乘法器310的信号相乘，并将结果传送到分离单元3190-319N-1中的每一个。
在分离单元3190-319N-1中的每一个中，将提供自乘法器311的信号传送到乘法器3310-331N-1。实部提取电路3350-335N-1中的每一个提取提供自相应延迟单元3300-330N-1或输入端子301的复信号的实部，并将结果传送到相应的乘法器3310-331N-1。乘法器3310-331N-1中的每一个将提供自公共单元318的实数信号与提供自相应实部提取电路3350-335N-1的实数信号相乘，并将结果传送到相应的加法器3330-333N-1。加法器3330-333N-1中的每一个将提供自相应延迟单元3340-334N-1的实数滤波器系数与接收自相应乘法器3310-331N-1的实数信号相加，并将结果传送到相应的延迟单元3340-334N-1作为下一个采样的滤波器系数。延迟单元3340-334N-1中的每一个将接收自相应加法器3330-333N-1的实数滤波器系数延迟一个采样，并将结果提供给相应的乘法器3360-336N-1，以及将结果传送到相应的加法器3330-333N-1。
下面的说明是关于本实施例的效果。
从图3中可以看出，本实施例的自适应数字滤波器中的大部分信号是实数而非复数。因为信号是实数而非复数，所以与图1中所示的相关领域的第一技术相比，可以大大减少运算量。这是因为在根据相关领域的第一技术的自适应数字滤波器中，所有信号是复数，所以在所有乘法器中在复数之间执行乘法，而在本实施例中，乘法是针对乘法器3360-336N-1中的复数和实数以及在乘法器3310-331N-1中的实数之间执行。复数之间的乘法相当于实数之间的四次乘法加上实数之间的两次加法，而复数与实数之间的乘法仅相当于实数之间的两次乘法。此外，实数之间的乘法相当于实数之间的单次乘法。
因此，相关领域的第一技术中使用在复数与实数之间执行乘法的乘法器3360-336N-1来代替在实数之间执行的乘法的替换点，消除了相当于实数之间的N次乘法的运算。此外，相关领域的第一技术中使用在实数之间执行乘法的复数之间的乘法器3310-331N-1来代替在复数之间执行的乘法的替换点消除了相当于实数之间的3N次乘法以及实数之间的2N次加法的运算。此外，实部提取电路3350-335N-1部分需要相关领域中的第一技术中的复共轭单元，借此通过所传送的虚数部分的代码的扩展来减少计算量。
如上所述，本实施例可以减少相关领域的第一技术的大约40％的运算量。
此外，在本实施例中，所获得的滤波器单元的输出信号是复数，由此作为图3中的绝对值电路308的输出信号，瞬时且准确地获得输出信号的包络值(即，幅度值)。因此，本实施例不象相关领域中的第二技术那样受到采样频率的限制。
参照图5，根据本实施例的FM接收机包括：天线101、射频/中频转换器102、模拟/数字转换器103、自动增益控制器104、Hilbert变换器105、多径抵消器106、以及解调器107。使用第一实施例的自适应数字滤波器作为多径抵消器106。
在射频/中频转换器102中，将在天线101处接收到的FM调制波转换成中频带信号，然后将其传送到模拟/数字转换器103。
模拟/数字转换器103以适当的采样频率对传送自射频/中频转换器102的模拟信号进行采样，并将其转换成数字信号，然后将结果传送到自动增益控制器104。
自动增益控制器104将乘法增益的结果传送到Hilbert变换器105，使得输出信号的幅度在不会对CMA算法起反作用的范围内，该CMA算法以包络值作为索引，在固定的范围内收敛。
Hilbert变换器105将传送自自动增益控制器104的信号转换成分析信号，即复信号，该复信号以彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而以另一个信号为虚部，并将该复信号传送到多径抵消器106。
多径抵消器106接收传送自Hilbert变换器105的复输入信号，并将其转换成在其中通过诸如参考图3所解释的操作减少了多径反射影响的信号，并将结果传送到解调器107。从图3中的自适应数字滤波器的输出端子302提供复输出信号，但仅提取该复输出信号的实部，并将其提供给解调器107，或者仅提取该复输出信号的虚部，然后对其进行码取反，然后将其提供给解调器107。
解调器107基于传送自多径抵消器106的信号来执行FM解调，并提供话音频带的信号。
尽管上述说明是关于本发明的实施例，本发明不局限于上述实施例，并且允许下面所述的多种改变。
尽管在本实施例中使用实部提取电路3350-335N-1与实部提取电路309，这些电路的全部或者部分可由如图6所示的虚部提取取反电路335’0-335’N-1与309’替换。虚部提取取反电路是用于仅提取作为输入接收到的复信号的虚部并提供对该虚部进行码取反后的值的电路。施加至本实施例的自适应数字滤波器的输入端子301的复输入信号是以产生自单个实信号并且彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而另一个信号为虚部的信号。
尽管本实施例中的滤波器系数全部为实数(即标量值)，还可以使滤波器系数的部分变成复数，虽然这种改变降低了减少运算量的效应。备选地，可以将实部提取电路309转移到如图7所示的乘法器310的输出侧或者转移到如图8所示的乘法器311的输出侧，然后在乘法器310和311中执行复数运算。
尽管在本实施例中使用FIR滤波器作为滤波器单元，也可以使用IIR滤波器。
在本实施例中，使用LMS算法作为自适应算法，但是还可以使用多种其它的自适应算法，例如递归最小均方算法、最小均方算法、仿射投射算法、以及梯度算法。当通过这些自适应算法对滤波器系数进行更新时的乘法量大于针对LMS算法的乘法量时，可以扩大对减少通过将滤波器系数转换成实数所实现的运算量的效果。
尽管将FM调制视为本实施例的目的，可以明显地将本发明的配置应用于诸如PSK(相移键控)之类的其它等幅调制。如果使用了多电平CMA，则还可以将本发明应用于诸如QAM(正交幅度调制)之类的调制方式。明显地，还可以将本发明应用于非专利文献1中所示的恒模算法的情况，其中输出信号为复数。
尽管在本实施例中描述了集中于以包络作为索引的CMA的情况，但是显然可以将本发明应用于诸如非专利文献中所示将源自输出信号的其它统计量作为索引的情况。
当然，本发明的自适应数字滤波器的功能可以通过使用诸如ASCI(专用集成电路)或者FPGA(现场可编程门阵列)之类的分离部分的硬件来实现，而且还可以通过程序以及诸如DPS(数字信号处理器)之类的计算机来实现。提供了记录在诸如可由计算机所读取的磁盘或半导体存储器之类的记录介质上的程序，该程序由计算机例如在计算机的启动处读取，并控制计算机的操作以使得计算机起到了上述实施例中的自适应数字滤波器的作用。
工业潜在应用：
如上所述，根据本发明的自适应数字滤波器作为使用CMA算法的自适应数字滤波器是有用的，具体适用于FM接收机的多径均衡器。

Claims (5)

1.一种自适应数字滤波器，包括：
滤波器单元，取复信号作为输入信号，产生并提供输出信号作为输出，所述输出信号是通过对输入信号与作为实信号的滤波器系数执行卷积运算所产生的复信号；以及
系数控制单元，用于基于目标信号与源自所述输出信号的索引值之间的误差来控制所述滤波器系数；
其中，所述滤波器单元取这样的复信号作为所述输入信号：所述复信号以产生自单个实信号并且彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而以另一个信号为虚部；
所述系数控制单元包括：
公共单元，用于产生并提供符合所述索引值与所述目标信号之间的误差的实信号作为输出；以及
针对每个乘法器所设置的用于滤波器单元中的卷积运算的多个分离单元，用于基于以下参数计算要在下一个采样周期使用的实滤波器系数：通过将复信号转换为作为输入施加到相应乘法器的实数所获得的信号；从所述公共单元接收的作为输入的所述实信号；
以及当前的实滤波器系数。
2.根据权利要求1所述的自适应数字滤波器，其中，所述系数控制单元取所述输出信号的包络值作为所述索引值。
3.一种FM接收机，包括：
根据权利要求1所述的自适应数字滤波器；以及
Hilbert变换器，用于将通过将FM调制信号转换到中频、进行数字化并进行Hilbert变换所产生的复信号作为输入施加到自适应数字滤波器。
4.一种信号处理方法，包括以下步骤：
(a)取复信号作为输入信号，然后提供输出信号，所述输出信号是通过对输入信号与作为实数的滤波器系数执行卷积运算所产生的复信号；以及
(b)基于目标信号与源自所述输出信号的索引值之间的误差来控制所述滤波器系数；
其中，在所述步骤(a)中，所述输入信号是复信号，所述复信号以产生自单个实信号并且彼此相对地具有90°相移的两个信号中的一个信号为实部而以另一个信号为虚部；
所述步骤(b)包括：公共处理，用于产生符合所述索引值与所述目标信号之间的误差的实信号；以及针对每个乘法器所执行的用于所述步骤(a)中的所述卷积运算的多个分离处理，用于基于以下参数计算要在下一个采样周期使用的实滤波器系数：通过将复信号转换为作为输入施加到相应乘法器的实数所获得的信号；在公共处理中所产生的实信号；以及当前的实滤波器系数。
5.根据权利要求4所述的信号处理方法，其中，在所述步骤(b)中，取所述输出信号的包络值作为所述索引值。
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