CN101262197A - 电动机驱动装置及采用电动机驱动装置的电气设备 - Google Patents

Abstract

与本发明有关的电动机驱动装置的结构包括：输出电路，其备有与电动机连接的开关元件；PWM信号生成电路，其生成占空比与加在上述电动机上的电源电压和规定的控制电压之比相应的PWM信号；控制电路，其与上述PWM信号相应地进行上述开关元件的接通/断开控制；和控制电压生成电路，其监视在上述电动机中流动的电动机电流，按照将上述电动机的反向电压维持在所期望值上的方式生成上述控制电压。

Description

电动机驱动装置及采用电动机驱动装置的电气设备

技术领域

本发明涉及进行电动机的驱动控制的电动机驱动装置及采用电动机驱动装置的电气设备。

背景技术

在进行电动机驱动控制的电动机驱动装置中，为了将电动机的旋转速度设定在所期望值上，需要将加在电动机线圈一端上的驱动电压(进而在电动机线圈中流动的驱动电流)控制所期望值上。

因此，在已有的电动机驱动装置中，如图13所示，一般采用如下结构，即：通过采用双极晶体管Tr1～Tr4作为H桥式电路的开关元件，并且因备有根据作为驱动电压设定信号而从外部输入的控制电压Vref，控制上侧晶体管Tr1～Tr2的基极电流的部件(晶体管Tra～Trb和恒定电流源Ia～Ib)，从而将加在电动机线圈L的一端上的驱动电压(进而在电动机线圈L中流动的驱动电流)控制在所期望值(所谓的丢包器类型(droppertype)的调节器结构)。此外，图13的控制电路CNT，是一种根据外部输入的工作模式控制信号FIN，RIN(2值信号)的逻辑，控制晶体管Tr1～Tr4的接通/断开状态(即，电动机的工作模式)的部件。

在由上述构成形成的电动机驱动装置将上侧晶体管Tr1(Tr2)接通期间，在电动机线圈L的一端上，施加使控制电压Vref上升晶体管Tra(Trb)的1Vf，进而使控制电压Vref下降晶体管Tr1(Tr2)的1Vf所得到的驱动电压(与控制电压Vref大致相同值的电压)。

此外，作为与上述关联的其它已有技术，已经公开并提出了关于采用场效应晶体管作为H桥式电路的开关元件，并且对各晶体管的栅极电压进行脉宽调制控制(以下，称为PWM(Pulse Width Modulation)控制)的电动机驱动控制系统(请参照特许第3665565号说明书(以下，称为专利文献1))和使电容器的充放电电压作为三角波输出的三角波生成电路，通过按照根据电源电压的降低来使上述三角波的振幅降低的方式进行控制，进而还根据该振幅降低用于对上述电容器进行充放电的电流值的方式进行控制，从而将所输出的三角波维持在规定的频率上的技术(请参照由本专利申请人提出的日本特开2002-223563号专利公报(以下，称为专利文献2)。

又，至今，作为将带有刷子的直流电动机的旋转速度维持在所期望值上的部件，一般广泛地采用了桥式伺服机构(请参照图14A)和比例电流伺服机构(请参照图14B)等。

此外，作为与上述关联的已有技术，在日本特开平6-245573号专利公报(以下，称为专利文献3)中，由本专利申请人公开并提出了一种直流电动机控制电路，其特征在于，在将音频信号的记录介质的驱动用直流电动机作为控制对象的电阻桥式电子调节(governor)型直流电动机控制电路中，备有PWM方式的控制电路，其频率是超过可听见频率的规定的恒定频率，并根据由上述电阻桥方式的电阻桥式电路检测出的上述直流电动机的旋转状态来调制脉冲宽度，由该控制电路对给上述直流电动机的电力进行切换，从而控制上述直流电动机的旋转速度。

确实地，如果是图13所示的已有结构的电动机驱动装置，则通过用装置外部的分阻电路等适当地生成控制电压Vref，不管电源电压Vcc如何，都可以根据控制电压Vref，将加在电动机线圈L的一端上的驱动电压(进而在电动机线圈L中流动的驱动电流)控制在所期望值上。

但是，在上述已有的电动机驱动装置中，要维持晶体管Tra(Trb)的工作，只能将控制电压Vref设定至从电源电压Vcc中减去晶体管Tra(Trb)的1Vf后的电压值(实际上是还考虑了恒定电流源Ia(Ib)中的电压下降的更低的电压值)为止。因此，加在电动机线圈L的一端上的驱动电压，是比电源电压Vcc至少下降了晶体管Tra(Trb)的1Vf后的电压，不能够有效地活用该电源电压范围。

又，在上述已有的电动机驱动装置中，因为作为H桥式电路的开关元件，使用双极晶体管Tr1～Tr4，所以对该接通/断开控制的响应性不一定高。

此外，专利文献1的已有技术完全是通过根据在电动机线圈中流动的驱动电流，对H桥式电路的开关元件进行PWM驱动，选择地设定电动机的工作模式的技术，关于根据外部输入的控制电压，将加在电动机线圈一端上的驱动电压设定在所期望值上的技术，没有任何公开。

又，专利文献2的已有技术是关于用三角波生成电路生成的三角波的PWM驱动的开关调节器的技术，其主要目的完全是提供一种抑制当电源电压下降时的PWM驱动能力的降低，当电源电压下降时也能够确保规定的占空比，可以对输出电压的变动充分地进行PWM驱动的开关调节器(switching regulator)，但是不能够解决上述课题。

又，关于将带有刷子的直流电动机的旋转速度维持在所期望值上的已有技术，图14A，图14B所示的桥式伺服机构和比例电流伺服机构，监视电动机M的端子电压(进而与电动机M的旋转速度成正比地发生的反向电压E_BEMF)，以使它与规定的控制电压Vref一致的方式，控制电源电压Vcc或电动机电流IM，但是在与能够用简单的结构将电动机M的旋转速度维持在所期望值相反的情况下，当用大电流驱动电动机M时，存在其发热和消耗电力增大等的问题。

此外，如果根据专利文献3的已有技术，则通过用开关调节器作为电源电压Vcc的控制部件，可以大幅度地减少消耗电力。但是，在专利文献3的已有技术中，除了作为它的电路要素需要高价的线圈外，旋转速度的设定也不一定就能够说很容易。

又，图14A，图14B所示的桥式伺服机构和比例电流伺服机构具有将使电动机M一端与电源线连接起来作为前提的结构，因为为了任意地切换电动机M的正转/逆转，上述伺服机构需要2个电路，所以成为导致电路规模增大和成本上升的主要原因。

发明内容

本发明就是鉴于上述问题提出的，本发明的目的是提供容易并且在宽范围内可变地控制加在电动机线圈一端上的驱动电压，进一步，能够将该驱动电压维持在所期望值上的电动机驱动装置和用它的电气设备。

为了达到上述目的，与本发明有关的电动机驱动装置的结构为包括：输出电路，其备有与电动机连接的开关元件；PWM信号生成电路，其生成占空比与加在上述电动机上的电源电压和规定的控制电压之比相应的PWM信号；控制电路，其根据上述PWM信号进行上述开关元件的接通/断开控制；和控制电压生成电路，其监视在上述电动机中流动的电动机电流，按照将上述电动机的反向电压维持在所期望值上的方式生成上述控制电压。

本发明其它特点、构件、步骤、优点和特性将从下列的参照附图对本发明的最佳实施方式的详细描述变得更加清楚。

附图说明

图1是表示备有与本发明有关的电动机驱动装置的电气设备的第1实施方式的框图

图2是表示振荡器OSC的一个结构例的框图

图3是表示振荡器OSC的一个工作例的波形图

图4是用于说明与工作模式控制信号FIN、RIN相应的栅极信号生成工作的图

图5A，图5B，图5C，图5D是分别用于说明各工作模式(正转，逆转，刹车，空转)中的驱动电流路径的图

图6是表示PWM信号生成电路23的一个变形例的电路图

图7A，图7B是表示H桥式电路21的一个变形例的电路图

图8是表示振荡器OSC的一个变形例的框图

图9是表示振荡器OSC的一个工作例的波形图

图10是表示备有与本发明有关的电动机驱动装置的电气设备的第2实施方式的框图

图11是等效地表示带有刷子的直流电动机的电路图

图12是表示第2实施方式的一个变形例的框图

图13是表示电动机驱动装置的一个已有例的电路图

图14A，图14B是分别表示桥式伺服机构和比例电流伺服机构的一个已有例的电路图

具体实施方式

图1是表示备有与本发明有关的电动机驱动装置的电气设备的第1实施方式的框图(包含一部分电路元件)。

如本图所示，本实施方式的电气设备，由电动机1和进行电动机1的驱动控制的电动机驱动装置2构成。

电动机1是在与电动机线圈L中流动的电流相应的方向旋转的单相的带有刷子的直流电动机，由电动机驱动装置2，切换4个动作模式(正转，逆转，刹车，空转)。

此外，作为备有上述可逆转的电动机1的电气设备的一个机构例，能够举出托盘式CD唱机的托盘开闭机构、录像机(video deck)的盒排出机构、打印机的自动纸张切割机构、照相机的聚焦机构和空调机的百叶窗开闭机构等，它们的搭载对象是极其不同的。

电动机驱动装置2，由H桥式电路21、控制电路22和PWM信号生成电路23构成。

H桥式电路21，由对构成电动机1的电动机线圈L(电抗占空比)连接成H桥式的4个开关元件(P沟道场效应晶体管QH1，QH2和N沟道场效应晶体管QL1，QL2)构成。

现在具体说明H桥式电路21的内部结构。

作为上侧开关元件的晶体管QH1，QH2的源极，都与施加电源电压Vcc的电源输入端子连接。作为下侧开关元件的晶体管QL1，QL2的源极都与接地端子连接。晶体管QH1，QL1的漏极相互连接，它们的连接节点与连接电动机线圈L一端的第1输出端子连接。晶体管QH2，QL2的漏极相互连接，它们的连接节点，与连接电动机线圈L的另一端的第2输出端子连接。晶体管QH1，QH2，QL1，QL2的各个栅极，分别与控制电路22的栅极信号输出端连接。

此外，如图1所示，二极管DH1，DH2，DL1，DL2分别以图示的方向与上述各晶体管QH1，QH2，QL1，QL2并联连接，作为电动机线圈L的反向电力吸收元件起作用。此外，当在各晶体管QH1，QH2，QL1，QL2中附带有寄生二极管时，也可以将该寄生二极管用作反向电力吸收元件。

控制电路22，是上述各晶体管QH1，QH2，QL1，QL2的控制主体，是为了根据从装置外部输入的工作模式控制信号FIN，RIN选择应该接通的晶体管，并且根据从PWM信号生成电路23输入的PWM信号控制它的接通占空比，因而根据工作模式控制信号FIN，RIN和PWM信号，生成上述各晶体管QH1，QH2，QL1，QL2的栅极信号的部件(包含作为驱动器或预驱动器的功能部)。后面将详细地说明控制电路22的具体工作。

PWM信号生成电路23是生成占空比与经由H桥式电路21加在电动机线圈L的一端或另一端上的电源电压Vcc和从装置外部输入的控制电压Vref之比相应的PWM信号的部件。

现在具体地说明PWM信号生成电路23的内部结构。

如图1所示，PWM信号生成电路23，由电阻R1～R4、阻抗变换器ADJ、直流电压源E1、振荡器OSC和PWM比较器PCMP构成。

电阻R1，R2串联连接在电源输入端子和接地端子之间，相互连接的节点与振荡器OSC的一个输入端(上限值设定端)连接。令电阻R1，R2的电阻比为m∶n。即，电阻R1，R2作为以规定比α(＝n/(m+n))对电源电压Vcc进行分压生成第1分压电压VH(α×Vcc)的第1分压器起作用。

直流电压源E1是生成规定的基准电压VL的部件。此外，直流电压源E1的正极端与振荡器OSC的另一个输入端(下限值设定端)连接，负极端与接地端子连接。

振荡器OSC是生成振荡频率一定，并且振幅根据第1分压电压VH而变化的锯齿波状或三角波状的振荡电压Vosc的部件，它的输出端与PWM比较器PCMP的翻转输入端(一)连接。此外，后面将详细说明振荡器OSC的具体结构和工作。

电阻R3，R4，经由阻抗变换器ADJ，串联连接在控制电压输入端子和接地端子之间，相互连接的节点与PWM比较器PCMP的非翻转输入端(+)连接。令电阻R3，R4的电阻比为m∶n。即，电阻R3，R4作为以规定比α(＝n/(m+n))对控制电压Vref进行分压生成第2分压电压VR(＝α×Vref)的第2分压器起作用。

阻抗变换器ADJ是在其输入输出之间使阻抗匹配的部件(缓冲部件)。

PWM比较器PCMP是根据第2分压电压VR和振荡电压Vosc之间的高低改变其输出逻辑的比较部件，将它的输出信号作为PWM信号送出到控制电路22。此外，PWM信号是当第2分压电压VR比振荡电压Vosc高时成为高电平，当低时成为低电平的2值信号。

接着，参照图2和图3详细说明上述的振荡器OSC的具体结构和工作。

图2是表示振荡器OSC的一个结构例的框图(一部分包含电路元件)，图3是表示振荡器OSC的一个工作例的波形图。

此外，图3上段的实线表示将当输入电压Va作为第1分压电压VH时的振荡电压Vosc标记为“Vosc”的情形，图3上段的虚线表示将输入电压Vb(＞Va)作为第1分压电压VH时的振荡电压Vosc标记为“Vosc′”的情形。又，在图3下段中表示了将在上述各情形中生成的PWM信号分别标记为『PWM』，『PWM’』的情形。

如图2所示，本实施方式的振荡器OSC由电容器C1、电压/电流变换器VIC、可变电流源I1、第1，第2比较器CMP1，CMP2、RS触发器FF和N沟道场效应晶体管N1构成。

电容器C1的一端与可变电流源I1的输出端连接，另一方面作为振荡器OSC的输出端，也与PWM比较器PCMP的翻转输入端(-)连接。即，在本实施方式的振荡器OSC中，引出电容器C1的端子电压作为振荡电压Vosc。此外，电容器C1的另一端接地。

电压/电流变换器VIC和可变电流源I1是向电容器C1供给与第1分压电压VH成比例的充电电流i的部件。

第1比较器CMP1是根据第1分压电压VH和电容器C1的端子电压(振荡电压Vosc)之间的高低改变其输出逻辑的比较部件。此外，第1比较器CMP1的输出信号是当第1分压电压VH比电容器C1的端子电压高时成为高电平，当低时成为低电平的2值信号。

第2比较器CMP2是与电容器C1的端子电压(振荡电压Vosc)和规定的基准电压VL的高低来改变其输出逻辑的比较部件。此外，第2比较器CMP2的输出信号是当电容器C1的端子电压比基准电压VL高时成为高电平，当低时成为低电平的2值信号。

RS触发器FF是根据向其翻转置位端(SB)输入的第1比较器CMP1的输出信号和向其翻转复位端(RB)输入的第2比较器CMP2的输出信号，从其输出端(Q)送出晶体管N1的栅极信号的部件。更具体地说，RS触发器FF的输出逻辑，按照在振荡电压Vosc达到第1分压电压VH时成为高电平，此后，当达到基准电压VL时恢复到低电平的方式，重复这种状态迁移。

晶体管N1，连接在电容器C1的一端和接地端子之间，作为根据RS触发器FF的输出信号被控制接通/断开的放电开关起作用。即，晶体管N1的接通/断开状态，按照当振荡电压Vosc达到第1分压电压VH时成为接通状态，此后，当达到基准电压VL时恢复到断开状态的方式，重复这种状态迁移。

通过上述充放电控制，如图3上段所示，根据第1分压电压VH可变地设定振荡电压Vosc的上限值，根据规定的基准电压VL固定地设定振荡电压Vosc的上限值。

又，如上述的那样，与第1分压电压VH成比例地增减电容器C1的充电电流i的电流值(电容器C1的充电速度)。即，在本实施方式的振荡器OSC中，第1分压电压VH(进而电源电压Vcc)越高，电容器C1的充电速度越快，第1分压电压VH越低，电容器C1的充电速度越慢。

通过上述充放电控制，振荡器OSC的振荡周期(振荡频率)，不管第1分压电压VH(进而电源电压Vcc)如何，都保持一定。

又，如上所述，在本实施方式的PWM信号生成电路23中，将第1，第2分压器的分压比都设定在相同的值(α＝n/m+n)上。

从而，通过用PWM比较器PCMP，比较第2分压电压VR和振荡电压Vosc，可以得到占空比与第1分压电压VH(电源电压Vcc)和第2分压电压VR(控制电压Vref)之比相应的PWM信号，进而，根据用户任意设定的控制电压Vref，可以容易并且在宽范围内可变地控制加在电动机线圈L一端上的驱动电压(根据PWM控制施加的驱动电压的有效值)(请参照图3下段)。

此外，当生成控制电压Vref时，不需要特别考虑与电源电压Vcc的相对关系(换句话说PWM信号的占空比)，只要能够用装置外部的电阻分压电路等，适当地生成与应该加在电动机线圈L一端上的驱动电压等值的电压就行。

例如，当应该施加给电动机线圈一端上的驱动电压为3[V]时，电源电压Vcc既可以为5[V]也可以为12[V]，作为控制电压Vref，只要加上上述所期望值3[V]就行。

又，当将电源电压Vcc自身加在电动机线圈L的一端上时，只要使控制电压输入端子与电源输入端子短路就行。

下面，参照图4和图5A～图5D详细说明由控制电路22进行的H桥式电路21的控制工作。

图4是用于说明与工作模式控制信号FIN、RIN相应的栅极信号生成工作的图，图5A～图5D，是分别用于说明各工作模式(正转，逆转，刹车，空转)中的驱动电流路径的图。

此外，在图4中，记载在左端的符号“FIN”，“RIN”分别表示从装置外部输入的工作模式控制信号FIN、RIN的逻辑状态，符号“QH1”，“QH2”，“QL1”，“QL2”分别表示构成H桥式电路21的晶体管QH1，QH2，QL1，QL2的栅极信号的逻辑状态。又，符号“模式”表示电动机1的工作模式。

当工作模式控制信号FIN、RIN分别为高电平，低电平时，控制电路22，为了使电动机1为“正转模式”，按照使晶体管QH1，QL2接通，晶体管QH2，QL1断开的方式，生成各个栅极信号。通过生成这样的栅极信号，从而在构成电动机1的电动机线圈L中，经由H桥式电路21，在图5A所示的路径中流过驱动电流，并正转驱动电动机1。

另一方面，当工作模式控制信号FIN、RIN分别为低电平，高电平时，控制电路22，为了使电动机1为“逆转模式”，按照使晶体管QH2，QL1接通，晶体管QH1，QL2断开的方式，生成各个栅极信号。通过生成这种栅极信号，在构成电动机1的电动机线圈L上，经由H桥式电路21，在图5B所示的路径中流过驱动电流，逆转驱动电动机1。

当选择上述两个工作模式时，关于上述晶体管QH1，QH2，根据从PWM信号生成电路23输入的PWM信号控制它们的接通占空比。通过这种PWM驱动，重复对电动机线圈L的驱动电流的充电和放电，进行驱动电压控制。

从而，如果是本实施方式的电动机驱动装置，则与电源电压Vcc无关，根据用户设定的控制电压Vref，将加在电动机线圈L一端上的驱动电压(进而在电动机线圈L中流动的驱动电流)控制在所期望值上。

此外，当工作模式控制信号FIN、RIN都为高电平时，控制电路22，为了使电动机1为“刹车模式”，按照使晶体管QL1，QL2接通，晶体管QH1，QH2断开的方式，生成各个栅极信号。通过生成这种栅极信号，从构成电动机1的电动机线圈L，经过H桥式电路21，按照图5C所示的路径向接地端子释放驱动电流，使电动机1刹车。

又，当工作模式控制信号FIN、RIN都为低电平时，控制电路22，为了使电动机1为“空转模式”，按照使晶体管QH1，QH2，QL1，QL2全部断开的方式，生成各个栅极信号。通过生成这种栅极信号，在H桥式电路21中，根据构成电动机1的电动机线圈L的反向电力，在图5D所示的路径中流过电流，使电动机1空转。

如上述那样，如果是本实施方式的电动机驱动装置，则由于能够容易并且在宽范围内根据从外部输入的控制电压Vref可变地控制在电动机线圈L一端施加的驱动电压(进而在电动机线圈L中流动的驱动电流)，所以可以有效地活用装置的电源电压范围。

又，如果是通过PWM驱动H桥式电路21的开关元件，将在电动机线圈L的一端施加的驱动电压控制在所期望值的结构，则由于在PWM控制时的断开期间，能够利用来自电动机1的回生电流，所以可以在该断开期间切断电源供给达到节省装置电力的目的。

进一步，如果是本实施方式的电动机驱动装置，则由于采用场效应晶体管作为H桥式电路21的开关元件，所以与采用双极晶体管的已有结构比较，可以提高对其接通/断开控制的响应性。但是，即便采用双极晶体管作为开关元件，也可以实现上述本发明的上述效果，使用场效应晶体管不一定是必须的构成要件。

此外，在上述第1实施方式中，举出了将单相的直流电动机作为驱动对象的结构为例进行了说明，但是，第1实施方式的适用范围不限定于此，也可以广泛地适用于将其它的电动机(音圈电动机和步进电动机等)作为驱动对象的电动机驱动装置。

又，本发明的结构，除了上述实施方式外，在不脱离本发明主旨的范围内可以加上种种变更。

例如，在上述实施方式中，以构成H桥式电路21的开关元件中PWM驱动上侧晶体管QH1，QH2的结构为例进行了说明，但是本发明的结构不限定于此，也可以形成PWM驱动下侧晶体管QL1，QL2的结构。

又，在上述实施方式中，举出在PWM信号生成电路23中，分别对电源电压Vcc和控制电压Vref进行分压生成第1分压电压VH和第2分压电压VR，用这些分压电压生成PWM信号的结构为例进行了说明，但是本发明的结构不限定于此，如果在电源·GND之间采用可以最大振荡(fullswing)驱动的PWM比较器PCMP，则如图6所示，也可以是代替第1分压电压VH和第2分压电压VR，直接用电源电压Vcc和控制电压Vref的结构。又，图1所示的阻抗变换器ADJ，不是必须的构成要素，如图6所示，也可以是将它除去的结构。

又，在上述实施方式中，作为H桥式电路21的上侧开关元件，举出用P沟道场效应晶体管QH1，QH2的结构为例进行了说明，但是本发明的结构不限定于此，如图7A，图7B所示，作为上述的上侧开关元件，也可以用N沟道场效应晶体管QH1′，QH2′。这时，作为生成晶体管QH1′，QH2′的栅极电压的部件，如图7A所示，也可以使用使电源电压Vcc升压的充电泵(charge pump)电路24，如图7B所示，也可以使用通过采用二极管D1′～D2′和电容器C1′～C2′，从而对各个源极电压自举(bootstrap)晶体管QH1′，QH2′的栅极电压的自举输出段22a。

又，在上述实施方式中，例示了振荡电路OSC中模拟地生成所要的振荡电压Vosc的结构并作了说明，但是本发明的结构不限定于此，也可以是数字地生成所要的振荡电压Vosc的结构。

图8是表示振荡器OSC的一个变形例的框图，图9是表示振荡器OSC的一个工作例的波形图。

此外，图9上段的实线表示将在输入电压Va作为第1分压电压VH时的振荡电压Vosc标记为“Vosc”的情形，图9上段的虚线表示将在输入电压Vb(＞Va)作为第1分压电压VH时的振荡电压Vosc标记为“Vosc′”的情形。又，在图9下段中表示了将在上述各种情形中生成的PWM信号分别标记为“PWM”，“PWM′”的情形。

如图8所示，本实施例的振荡器OSC的结构为，由对时钟信号CLK进行计数的自由运转(free run)的计数器CT、和将计数器CT的计数值变换成模拟电压的n位的数字/模拟变换器DAC(例如，6位的R-2R电路)构成，并将数字/模拟变换器DAC的输出作为振荡电压Vosc送出到后段的PWM比较器PCMP。

此外，在数字/模拟变换器DAC上，施加第1分压电压VH作为正电源电压(与振荡电压Vosc的上限设定电压相当)，并且，加上基准电压VL作为负电源电压(与振荡电压Vosc的下限设定电压相当)。

由上述结构形成的振荡器OSC所生成的振荡电压Vosc，如图9上段所示，当计数器CT每次进行计数时，从基准电压VL到第1分压电压VH，n阶段地上升电压电平后，在下一次计数中使电压电平再次回到基准电压VL，成为以后也重复上述状态迁移的锯齿波状。

即，根据第1分压电压VH可变地设定振荡电压Vosc的上限值，根据规定的基准电压VL固定地设定振荡电压Vosc的下限值。又，因为振荡电压Vosc的振荡周期(振荡频率)，是根据时钟信号CLK的振荡频率和数字/模拟变换器DAC的比特分辨率而决定的，所以如图9下段所示，不管第1分压电压VH(进而电源电压Vcc)如何，都保持一定。

这样，如果是本变形例的振荡器OSC，则与图2的结构比较，可以更容易并且高精度地控制振荡电压Vosc的振荡周期。特别是，如果形成从外部输入时钟信号CLK的结构，则当进行多个电动机的驱动控制时，容易取得各个驱动控制的同步。

又，也可以考虑通过单纯地比较具有与电源电压Vcc无关的规定振幅的振荡电压Vosc和从外部输入的控制电压Vref从而生成PWM信号，用该PWM信号进行开关元件的PWM驱动的结构，但是当采用该结构时，用户自身必须考虑电源电压Vcc和所要的驱动电压之间的相关关系预先算出PWM信号的占空比，根据该计算结果输入控制电压Vref。另一方面，如果是上述实施方式的结构，则用户只要输入与所要的驱动电压值相同值的控制电压Vref就足够了。因此，为了减轻用户的负担，优选采用上述实施方式的结构。

又，也可以考虑读对工作模式控制信号FIN、RIN自身进行PWM控制，用它进行开关元件的PWM驱动的结构，但是当采用该结构时，必须更新微计算机的固件等，变更工作模式控制信号FIN，RIN的生成部件，结果迫使用户大幅度改变系统。另一方面，如果是上述实施方式的结构，则用户仅将电动机驱动装置置换成本实施方式的装置，关于工作模式控制信号FIN，RIN，只要输入与从前同样的信号就足够了。因此，为了避免系统的大幅度改变，优选采用上述实施方式的结构。

下面，我们详细说明备有与本发明有关的电动机驱动装置的电气设备的第2实施方式。

图10是表示备有与本发明有关的电动机驱动装置的电气设备的第2实施方式的框图(包含一部分电路元件)。

如本图所示，本实施方式的电气设备，作为进行带有刷子的直流电动机1′的驱动控制的电动机驱动装置2，由电动机驱动IC20、与它外部连接的电阻Rex1，Rex2，Rex3和平滑电容器Cex1构成。

在电动机驱动IC20中，除了上述的H桥式电路21、控制电路22和PWM信号生成电路23外，还集成了峰值保持电路25、差动放大器AMPa，AMPb、npn型双极晶体管Qa，Qb和pnp型双极晶体管Qc，Qd。

电阻Rex3(电阻值：R_NF)是检测电动机电流I_M作为监视电压V_M(＝I_M×R_NF)的部件(电动机电流检测电阻)，它的一端与晶体管QL1，QL2的源极连接，同时也与峰值保持电路25的监视电压输入端连接。另一方面，电阻Rex3的另一端与接地端连接。

峰值保持电路25是保持表示矩形波形的监视电压V_M的峰值电平，输出该监视电压作为保持电压Vhold的部件。此外，如图10所示，本实施方式的电动机驱动IC20具有在IC外部引回从电阻Rex3一端引出的监视电压V_M，经过传感器端子外部输入到峰值保持电路25的结构。因为通过采用这种结构，比在IC内部引回监视电压V_M，更能够抑制配线电阻的偏差，所以可以高精度地将电动机1′的旋转速度维持在所期望值上。

差动放大器AMPa的第1非翻转输入端(+)与峰值保持电路25的保持电压输出端连接。差动放大器AMPa的第2非翻转输入端(+)与限制电压VCL的施加端连接。差动放大器AMPa的翻转输入端(-)与晶体管Qa的发射极连接，另一方面经过电阻Ra(电阻值：R_FB)也与接地端连接。差动放大器AMPa的输出端与晶体管Qa的基极连接。此外，差动放大器AMPa，按照保持电压Vhold和限制电压V_CL中较低的一方与电阻Ra的端子电压一致的方式进行晶体管Qa的开闭控制。即，上述差动放大器AMPa、晶体管Qa和电阻Ra作为第1电压/电流变换电路起作用，该第1电压/电流变换电路，在保持电压Vhold比限制电压V_CL低时，从晶体管Qa的集电极引入与保持电压Vhold(进而监视电压V_M的峰值电平)相应的反馈电流I_FB(＝I_M×R_NF/R_FB)。

另一方面，当保持电压Vhold比限制电压V_CL高时，因为生成与限制电压V_CL相应的反馈电流I_FB(＝V_CL/R_FB)，所以对电动机电流I_M加以限制。这种结构在不使电动机1完全接通时是有效的。此外，在PWM信号生成电路23中也可以对PWM信号接通占空比设置上限值，但是如果是设置限制电压V_CL的结构，则因为能够对电动机电流I_M的峰值电平直接加上限制，所以设定变得容易了。

差动放大器AMPb的非翻转输入端(+)，与设定电动机1′的旋转速度(反向电压)的基准电压Vs的施加端连接。差动放大器AMPb的翻转输入端(-)与晶体管Qb的发射极连接，另一方面经过电阻Rex1(电阻值：Rs)也与接地端连接。差动放大器AMPb的输出端与晶体管Qb的基极连接。此外，差动放大器AMPb，按照使基准电压Vs和电阻Rex1的端子电压一致的方式，进行晶体管Qb的开闭控制。即，上述差动放大器AMPb、晶体管Qb和电阻Rex1，作为从晶体管Qb的集电极引入与基准电压Vs相应的基准电流Is(＝Vs/Rs)的第2电压/电流变换电路起作用。

晶体管Qc，Qd的发射极都与电源电压Vcc的施加端连接。晶体管Qc，Qd的基极都与晶体管Qc的集电极连接。晶体管Qc的集电极与晶体管Qa，Qb的各集电极连接。即，晶体管Qc，Qd作为电流反射镜电路起作用，该电流反射镜电路以规定的比率(1∶n)对上述的反馈电流I_FB和基准电流Is的合计电流(I_FB+Is)进行反射，生成控制电流Iref(＝n×(I_FB+Is))。

电阻Rex2(电阻值：Rref)是对控制电流Iref进行电压变换生成控制电压Vref(＝Iref×Rref)的部件，它的一端与晶体管Qd的集电极连接，并且也与FWM信号生成电路23的控制电压输入端连接。另一方面，电阻Rex2的另一端与接地端连接。

平滑电容Cex1是与电阻Rex2并联连接，使控制电压Vref稳定化的部件。由于通过设置这种平滑电容Cex1，能够抑制控制电压Vref的变动，所以可以高精度地将电动机1′的旋转速度维持在所期望值上。此外，当设置平滑电容Cex1时，也可以除去上述的峰值保持电路25。

在由上述结构形成的电动机驱动装置2中，电阻Rex3(电动机电流检测电阻)、峰值保持电路25、第1电压/电流变换电路(差动放大器AMPa，晶体管Qa和电阻Ra)、第2电压/电流变换电路(差动放大器AMPb，晶体管Qb和电阻Rex1)、电流反射镜电路(晶体管Qc，Qd)、电阻Rex2和电容Cex1作为控制电压生成电路起作用，该控制电压生成电路监视在电动机1′中流动的电动机电流I_M，按照将电动机1′的反向电压(进而电动机1′的旋转速度)维持在所期望值上的方式生成控制电压Vref。

这里，当假定用图11的等效电路表现带有刷子的电动机1′时，关于电动机1′的两端电压，下列公式(1)成立。

R_M·I_M+E_EEMF＝Vref-(R_ON+R_NF)·I_M  …(1)

此外，关于在上述公式(1)中包含的符号，分别为R_M表示电动机1′的电枢电阻，I_M表示电动机电流，E_BEMF表示电动机1′的反向电压，Vref表示控制电压(进而根据PWM控制加在电动机1′一端上的驱动电压的有效值)，R_oN表示构成H桥式电路21的开关元件的接通电阻的合计值，R_NF表示电阻Rex3的电阻值。

又，控制电压Vref由下列公式(2)表示。

$\mathrm{Vref}=\left(I_{\mathrm{FB}+}\mathrm{Is}\right)\·n\·\mathrm{Rref}$

$=(\frac{R_{\mathrm{NF}}\·I_M}{R_{\mathrm{FB}}}+\mathrm{Is})\·n\·\mathrm{Rref}\·\·\left(2\right)$

此外，关于在上述公式(2)中包含的符号，分别为I_FB表示由第1电压/电流变换电路生成的反馈电流，Is表示由第2电压/电流变换电路生成的基准电流，n表示电流反射镜电路的反射比，Rref表示电阻Rex2的电阻值，R_FB表示电阻Ra的电阻值。

从而，通过将上述公式(2)代入上述公式(1)中经过整理后，电动机1′的反向电压E_BEMF由下列公式(3)表示。

$E_{\mathrm{BEMF}}=\mathrm{Vref}-(R_{\mathrm{ON}}+R_{\mathrm{NF}})\·I_M-R_M\·I_M$

$=(\frac{R_{\mathrm{NF}}\·I_M}{R_{\mathrm{FB}}}+\mathrm{Is})\·n\·\mathrm{Rref}-(R_{\mathrm{ON}}+R_{\mathrm{NF}}+R_M)\·I_M$

$=(\frac{n\·R_{\mathrm{NF}}\·\mathrm{Rref}}{R_{\mathrm{FB}}}-R_{\mathrm{ON}}-R_{\mathrm{NF}}-R_M)\·I_M+n\·\mathrm{Rref}\·\mathrm{Is}\·\·\·\left(3\right)$ 

这里，按照满足下列公式(4)的方式，设定电阻Rex2的电阻值Rref。

$\mathrm{Rref}=\frac{R_{\mathrm{FB}}}{n\·R_{\mathrm{NF}}}\·(R_{\mathrm{ON}}+R_{\mathrm{NF}}+R_M)\·\·\·\left(4\right)$

因为通过进行这样的电阻值的设定，上述公式(3)的第1项成为0，所以电动机1′的反向电压E_BEMF由下列公式(5)表示。

$E_{\mathrm{BEMF}}=n\·\mathrm{Rref}\·\mathrm{Is}$

$=n\·\mathrm{Rref}\·\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Rs}}\·\·\·\left(5\right)$

此外，关于在上述公式(5)中包含的符号，分别为Vs表示设定电动机1′的旋转速度(进而反向电压)的基准电压，Rs表示电阻Rex1的电阻值。

这样，在第2实施方式的电动机驱动装置2中，与电动机电流I_M无关，按照维持由上述公式(5)决定的反向电压E_BEMF(即旋转速度)的方式，进行控制电压Vref的反馈控制。

即，第2实施方式的电动机驱动装置2具有利用生成占空比与电源电压Vcc和控制电压Vref之比相应的PWM信号的PWM信号生成电路23，实现一种比例电流控制(电子调节)的结构。

通过形成这种结构，可以容易并且在宽范围内可变地控制加在电动机线圈的一端上的驱动电压，进一步，可以将该驱动电压维持在所期望值上。

又，如果是第2实施方式的电动机驱动装置2，则与已有的桥式伺服机构和比例电流伺服机构(参照图14A，图14B)不同，当用大电流驱动电动机1′时，除了能够抑制由PWM驱动引起的发热和消耗电力外，关于电动机1′的旋转方向切换控制，也如第1实施方式中所述的那样，可以根据工作模式控制信号FIN，RIN，任意地切换它的正转/逆转。

此外，在上述第2实施方式中，为了提高用户设定的自由度，举出外带电阻Rex1，Rex2，Rex3的结构为例进行了说明，但是本发明的结构不限定于此，也可以是将各个电阻内藏在IC中。又，外带电阻Ra，或者设置用于任意地调整基准电压Vs和控制电压V_CL的外部端子等，进一步采用提高用户设定的自由度的结构也是自由的。

又，在上述第2实施方式中，举出生成与电动机电流I_M相应的监视电压V_M，将它的峰值电平再变换成电流以生成反馈电流I_FB的结构为例进行了说明，但是本发明的结构不限定于此，也可以形成用电流反射镜电路从电动机电流I_M直接生成反馈电流I_FB的结构。但是，当采用该结构时，由于根据电流反射镜电路的反射比调整反馈电流I_FB的电流值，所以担心当反射比增大时，难以取得高精度。因此，为了提高反馈电流I_FB的精度和调整的容易性，则优选采用上述第2实施方式。

又，在上述第2实施方式中，举出采用H桥式电路21(全桥式电路)作为电动机驱动IC20的输出段的结构为例进行了说明，但是本发明的适用对象不限定于此，如图12所示，也可以形成由对电动机1′(构成它的电动机线圈)连接成“图腾柱”式的2个开关元件(在图12中二极管DH1和晶体管QL1)构成的半桥式电路21′的结构。

接着描述本发明的效果，根据本发明，可以容易并且在宽范围内可变地控制加在电动机线圈一端上的驱动电压，进一步，可以将该驱动电压维持在所期望值上。

接着描述在产业上的可利用性时，本发明，对于在进行电动机的驱动控制的电动机驱动装置和用它的电气设备，可以容易并且在宽范围内设定电动机的旋转速度，进一步，在将该驱动电压维持在所期望值方面是有用的技术。

以上虽然已经用最佳实施方式描述了本发明，但是对于本领域技术人员来说，显然可以用许多方法修改所公开的本发明，并且可以采用许多与上面已经具体设置和描述了的那些实施方式不同的实施方式。因此，本发明意图用附加的权利要求书覆盖落在本发明的真实精神和范围内的对本发明的所有修改。

Claims (19)

1.一种电动机驱动装置，包括：

输出电路，其备有与电动机连接的开关元件；

PWM信号生成电路，其生成占空比与加在上述电动机上的电源电压和规定的控制电压之比相应的PWM信号；

控制电路，其根据上述PWM信号进行上述开关元件的接通/断开控制；和

控制电压生成电路，其监视在上述电动机中流动的电动机电流，按照将上述电动机的反向电压维持在所期望值的方式生成上述控制电压。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

上述控制电压生成电路包含：

第1电阻，其检测上述电动机电流作为监视电压；

峰值保持电路，其保持上述监视电压的峰值电平；

第1电压/电流变换电路，其生成与上述监视电压的峰值电平相应的反馈电流；

第2电压/电流变换电路，其生成与规定的基准电压相应的基准电流；

电流反射镜电路，其以规定的比率对上述反馈电流和上述基准电流的合计电流进行镜面反射以生成控制电流；和

第2电阻，其对上述控制电流进行电压变换以生成上述控制电压。

3.根据权利要求2的电动机驱动装置，其特征在于，

上述控制电压生成电路，具有与第2电阻并联连接的平滑电容器。

4.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

上述输出电路，是由对于构成上述电动机的电动机线圈被连接成H桥式的4个开关元件构成的H桥式电路；

上述控制电路，根据规定的工作模式控制信号，选择应该接通的开关元件，并且根据上述PWM信号控制其导通占空比。

5.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

上述输出电路是由对于构成上述电动机的电动机线圈被连接成图腾柱式的2个开关元件构成的半桥式电路。

6.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

上述PWM信号生成电路包含：

第1分压器，其以规定比对上述电源电压进行分压以生成第1分压电压；

第2分压器，其以上述规定比对上述控制电压进行分压以生成第2分压电压；

振荡器，其生成振荡频率恒定、并且振幅根据第1分压电压而变化的锯齿波状或三角波状的振荡电压；和

PWM比较器，其根据第2分压电压与上述振荡电压之间的高低来改变其输出逻辑，

其中，上述PWM信号生成电路，将上述PWM比较器的输出信号作为上述PWM信号送出到上述控制电路。

7.根据权利要求6所述的电动机驱动装置，其特征在于，

上述振荡器包含：

电容器，其端子电压作为上述振荡电压被引出；

充电电流供给电路，其向上述电容器供给与第1分压电压成比例的充电电流；

第1比较器，其根据上述第1分压电压与上述电容器的端子电压之间的高低来改变其输出逻辑；

第2比较器，其根据上述电容器的端子电压与规定的基准电压之间的高低来改变其输出逻辑；

RS触发器，其置位输入第1比较器的输出信号，复位输入第2比较器的输出信号；和

放电开关，其被连接在上述电容器的一端与接地端之间，根据上述RS触发器的输出信号被控制接通/断开。

8.根据权利要求6所述的电动机驱动装置，其特征在于，

上述振荡器包含：

对时钟信号进行计数的计数器；和

将上述计数器的计数值变换成模拟电压的数字/模拟变换器，

其中，上述振荡器送出上述数字/模拟变换器的输出作为上述振荡电压。

9.根据权利要求8所述的电动机驱动装置，其特征在于，

在上述数字/模拟变换器上，加上第1分压电压作为正电源电压，并且加上规定的基准电压作为负电源电压。

10.一种电气设备，包括：

电动机；和

电动机驱动装置，其进行上述电动机的驱动控制；

其中，上述电动机驱动装置包含：

输出电路，其备有与上述电动机连接的开关元件；

PWM信号生成电路，其生成占空比与加在上述电动机上的电源电压和规定的控制电压之比相应的PWM信号；

控制电路，其根据上述PWM信号来进行上述开关元件的接通/断开控制；和

控制电压生成电路，其监视在上述电动机中流动的电动机电流，并按照将上述电动机的反向电压维持在所期望值的方式生成上述控制电压。

11.根据权利要求10所述的电气设备，其特征在于，

上述控制电压生成电路包含：

第1电阻，其检测上述电动机电流作为监视电压；

峰值保持电路，其保持上述监视电压的峰值电平；

第1电压/电流变换电路，其生成与上述监视电压的峰值电平相应的反馈电流；

第2电压/电流变换电路，其生成与规定的基准电压相应的基准电流；

电流反射镜电路，其以规定比率对上述反馈电流和上述基准电流的合计电流进行镜面反射以生成控制电流；和

第2电阻，其对上述控制电流进行电压变换以生成上述控制电压。

12.根据权利要求11的电气设备，其特征在于，

上述控制电压生成电路具有与第2电阻并联连接的平滑电容器。

13.根据权利要求10所述的电气设备，其特征在于，

上述输出电路是由对于构成上述电动机的电动机线圈被连接成H桥式的4个开关元件构成的H桥式电路；

上述控制电路，根据规定的工作模式控制信号选择应该接通的开关元件，并且根据上述PWM信号控制其接通占空比。

14.根据权利要求10所述的电气设备，其特征在于，

上述输出电路是由对于构成上述电动机的电动机线圈被连接成图腾柱式的2个开关元件构成的半桥式电路。

15.根据权利要求10所述的电气设备，其特征在于，

上述PWM信号生成电路包含：

第1分压器，其以规定比对上述电源电压进行分压以生成第1分压电压；

第2分压器，其以上述规定比对上述控制电压进行分压以生成第2分压电压；

振荡器，其生成振荡频率恒定、并且振幅根据第1分压电压而变化的锯齿波状或三角波状的振荡电压；和

PWM比较器，其根据第2分压电压和上述振荡电压之间的高低来改变其输出逻辑，

其中，上述PWM信号生成电路将上述PWM比较器的输出信号作为上述PWM信号送出到上述控制电路。

16.根据权利要求15所述的电气设备，其特征在于，

上述振荡器包含：

电容器，其端子电压作为上述振荡电压被引出；

充电电流供给电路，其向上述电容器供给与第1分压电压成比例的充电电流；

第1比较器，其根据上述第1分压电压和上述电容器的端子电压之间的高低来改变其输出逻辑；

第2比较器，其根据上述电容器的端子电压和规定的基准电压之间的高低来改变其输出逻辑；

RS触发器，其置位输入第1比较器的输出信号，复位输入第2比较器的输出信号；和

放电开关，其被连接在上述电容器的一端和接地端之间，根据上述RS触发器的输出信号被控制接通/断开。

17.根据权利要求15所述的电气设备，其特征在于，

上述振荡器包含：

计数器，其对时钟信号进行计数；和

将上述计数器的计数值变换成模拟电压的数字/模拟变换器，

其中，上述振荡器送出上述数字/模拟变换器的输出作为上述振荡电压。

18.根据权利要求17所述的电气设备，其特征在于，

在上述数字/模拟变换器上，加上第1分压电压作为正电源电压，或者加上规定的基准电压作为负电源电压。

19.根据权利要求10所述的电气设备，其特征在于，

上述电动机是带有刷子的直流电动机。

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