JPH02246788A

JPH02246788A - Ｄｃモータの速度検出回路および速度制御装置

Info

Publication number: JPH02246788A
Application number: JP1065124A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Yamamoto; 武山本; Taiji Takayama; 高山　泰治
Original assignee: Mitutoyo Corp; Mitsutoyo Kiko Co Ltd
Current assignee: Mitutoyo Corp; Mitsutoyo Kiko Co Ltd
Priority date: 1989-03-16
Filing date: 1989-03-16
Publication date: 1990-10-02

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、ＤＣモータの回転速度を検出するＤＣモータ
の速度検出回路、および、ＤＣモータの速度に基づき、
このＤＣモータを所定の回転速度に制御する速度制御装
置に関する。

〔背景技術〕

一般に、速度偏差信号と基準信号とが比較された制御信
号に基づいて、スイッチング素子を高速でオン・オフさ
せ、ＤＣモータに供給される電源電圧をデユーティ制御
しつつ、その回転速度を制御する速度制御装置が知られ
ている。このような速度制御装置では、通常、ＤＣモー
タの回転速度をＤＣタコジェネレータやレゾルバ等の速
度検出器を用いて検出している。

これに対して、このような検出器を用いることなく、ロ
ーコストで小型の速度制御装置として、ＤＣモータに電
源電圧が印加されていないときに、モータの端子間電圧
、すなわち、逆起電圧を検出し、その逆起電圧と速度指
令電圧とを比較して速度偏差信号を得る時分割方式の速
度制御装置がある。

この方式の速度制御装置は、ＤＣモータに発生する逆起
電圧がその回転速度に比較するという特性を利用し、Ｄ
Ｃタコジェネレータやレゾルバ等の外付けの速度検出器
を用いずに、ＤＣモータの回転によって生じる逆起電圧
を回転速度として測定する速度検出回路を有している。

この速度検出回路により検出された回転速度に基づいて
、モータと電源との間に設けたスイッチング素子を高速
でオン・オフさせる。このオン・オフの１サイクル、の
時間に対するオンの時間の割合、いわゆるデユーティ比
を変えることにより、モータの平均供給電力を調整して
回転速度を制御している。

この方式の速度制御装置は、制御による電力１員失が小
さいばかりでなく、回転速度の可変範囲が大きく、゛か
つ、任意にとれて速度制御装置としての特性がよく、ロ
ーコストで小型なため、広く利用されている。このよう
な速度制御装置として、例えば、特開昭６２−２１７８
８８号公報に示されるものが知られている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、前述の速度検出回路では、第６図（Ａ）
、（Ｂ）、（Ｃ）に示されるように、スイッチング素子
１がオフ状態のときに（第６図（Ｂ）参照）モータ２の
電源端子にあられれる逆起電圧Ｅｃを直接測定するもの
である。ところが、スイッチング素子１がオフ状態にな
った瞬間には、第６図（Ｃ）に示されるように、モータ
２の電機子コイルにスインチングによる誘導起電圧Ｅ、
が瞬間的に発生する。従って、モータ２の逆起電圧Ｅｃ
を測定するために、この誘導起電圧Ｅ、がなくなるまで
の所定の回復時間ｔを必要とし、この回復時間ｔよりも
長いサンプリング時間が得られなければ、正確な速度検
出ができない。

このため、前述の時分割方式の速度検出回路では、ＤＣ
モータの負荷の増大によりデユーティ比が１００％近く
まで大きくなると、スイッチング素子のオフ時間が短く
なり、十分なサンプリング時間が得られず、正確な速度
検出ができないという問題があった。

また、これにより、前述の時分割方式の速度制御装置は
デユーティ比の大きい高出力時に安定した速度側ｊ１が
できないという問題があった。

本発明の目的は、デユーティ比が大きい場合にも正確な
速度検出を行なえるＤＣモータの速度検出回路と、デユ
ーティ比の大きな高出力時にも安定した速度制御を行な
えるＤＣモータの速度制御装置とを提供することにある
。

〔ｔ１！題を解決するための手段〕本発明の速度検出回路は、第１図中鎖線で囲まれ、符号
２０で示されるように、ＤＣモータ４゜の電源端子間の
電圧を測定する電圧測定手段２１、ＤＣモータ４０に流
れる電流を測定する電流測定手段２２′、並びに、前記
電圧測定手段２１により得られた電圧Ｅｂ、前記電流測
定手段２２により得られた電流■１、および、前記ＤＣ
モータ４０の電機子抵抗Ｒａから、このＤＣモータ４０
の逆起電圧ＥｃをＥｃ−Ｅｂ　　　Ｉ−Ｒ，なる演算に
より算出し、この演算結果から前記ＤＣモータ４０の速
度を検知する速度検出演算回路２３を設けて構成されて
いる。

また、本発明の速度制御装置は、第１口金体に示される
ように、前記速度検出回路２０を備え、この速度検出回
路２０で検出された速度に応じて前記ＤＣモータ４０の
速度制御信号を出力する制御回路１０と、この制御回路
１０の速度制御信号により前記ＤＣモータ４０へ与える
電力を調整する電力調整回路３０と、を設けて構成され
ている。

〔作用〕

このような本発明の速度検出回路２０においては、電圧
測定手段２１および電圧測定手段２２により、１ＤＣモ
ータ４０の電源端子間電圧Ｅ、およびモータ電流■、が
測定され、この電圧Ｅ１および電流！、を速度検出演算
回路２３に人力させる。

この回路２３では、入力された電圧Ｅ、および電流■１
と予め設定された電機子抵抗Ｒ，とで、逆起電圧Ｅｃ−
Ｅ、−ＩａＲａが演算され、回転速度が検出される。こ
の際、サンプリング時間の設定としては、スイッチング
素子のオン状態のときに速度検出するように設定できる
。このような設定により、デユーティ比が大きいときに
、十分長いサンプリング時間が得られる。

また、本発明の速度制御装置においては、前述の速度検
出回路２０により検出された回転速度を制御回路１０に
入力させる。この制御回路１０にて、予め設定された設
定速度と回転速度とが比較され、設定速度と１回転速度
との偏差の大きさに応じた制御信号が電力調整回路３０
へ出力される。

この制御回路１０により出力された制御信号に基づいて
、電力調整回路３０はＤＣモータ４０に印加される電圧
のデユーティ比等を調整し、ＤＣモータ４０に供給され
る電力を調整する。このようにしてＤ’Ｃモータ４０の
回転速度制御が行われる。

この速度制御の際、速度検出は電源電圧がＤＣモータ４
０に印加されているときに行われ、デユーティ比が大き
い高出力時にも、直ちに回転速度が制御回路ｌＯに入力
される。

これらにより、前述の目的が達成される。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例について図面を参照して詳細に
説明する。

第２図は本実施例の回路構成を示すブロック図であり、
図中各点Ｎ、Ｐ、Ｑ、Ｓ、Ｔ、Ｕ、ＶＷで見られる信号
には、そのまま当該の点の符号をつけて表記する。

第２図において、パルス発生器Ａｔおよび積分器Ａ２で
第５図（Ａ）に示される三角波信号Ｐが出力される。こ
の三角波信号Ｐと、ポリニーム■Ｒａ，ＶＲ２により電
圧設定された負電圧および正電圧とを加算器Ａ３．Ａ４
に人力させる。加算器Ａ３．Ａ４でこれらが加算され、
それぞれ正側および負側にオフセントされた２つの三角
波信号Ｑ、Ｓ（第５図（Ｂ）参照）が出力されている。

このようにして、同位相で互いに極性の異なる基準三角
波信号Ｑ、Ｓを出力する三角波発生回路１１が、前記パ
ルス発生器Ａ１ないし加算器Ａ４に至る一連の構成要素
で形成される。

加算器Ａ３の出力は、コンパレータＣ１，Ｃ２の（−）
入力とされ、加算器Ａ４の出力はコンパレータｃ３．Ｃ
４の（＋）入力とされている。他方、コンパレータＣ１
，Ｃ２の（＋）入力およびコンパレータＣ３，Ｃ４の（
−）入力には、速度設定回路１４により出力される偏差
信号Ｎ（第５図（Ｂ）参照）がそれぞれ入力されている
。

この速度設定回路１４は、正転および逆転の速度設定を
行うポリ、ニームＶＲ３と、速度設定信号および速度信
号とから偏差信号Ｎが演算される演算増幅器Ａ１２とを
備えている。従って、この偏差信号Ｎは、ボリュームＶ
Ｒ３により予め設定された速度設定信号と、制御対象で
あるＤＣサーボモータ４０の回転速度信号とからこの速
度設定回路１４で゛演算される。

この偏差信号Ｎと基準三角波信号Ｑ、Ｓとを比較させ、
偏差信号Ｎが基準三角波信号Ｑより大きい期間りけ、コ
ンパレータＣ１，Ｃ２にＨレベル信号を出力させ、また
、偏差信号Ｎがもう一方の基準三角波信号Ｓより小さい
期間だけ、コンパレータＣ３，Ｃ４にＨレベル信号を出
力させる。これらコンパレータＣ１〜Ｃ４により、第５
図（Ｃ）、（Ｄ）に示されるように、偏差信号Ｎに比例
したパルス幅のＰＷＭ信号Ｔ、Ｕ、Ｖ、Ｗが出力される
。コンパレータＣ１〜Ｃ４の出力側には、保護回路とし
てのダイオードＤが接続されているとともに、これらの
コンパレータＣ１〜Ｃ４およびダイオードＤを含んでＰ
ＭＷ回路１２が形成される。

ＰＷＭ回路１２には電力調整回路３０が接続されている
。この電力調整回路３０は、第３図に示されるように、
スイッチング素子ＳＷＩ〜ＳＷ４を備えている。これら
のスイッチング素子ＳＷｌ〜ＳＷ４は、ＰＷＭ回路１２
より出力されるＰＷＭ信号Ｔ、Ｖ、Ｕ、Ｗをそれぞれ入
力され、また、これらのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ
４の出力端子０（ＪＴＩ〜０ＵＴ４および接地端子ＧＮ
Ｄ　１〜ＧＮＤ４は第３図に示されるように結線されて
ブリッジ回路を形成し、さらに、モータ駆動電源ＭＶと
ＤＣサーボモータ４０とに結線されている。

前記各スイッチング素子５ＷＩ−３Ｗ４は、例えば、第
４図に示されるようなトランジスタ回路３１から構成さ
れている。

前記電力調整回路３０において、ＤＣサーボモータ４０
を正転させる場合は、前述のＰＷＭ信号によりスイッチ
ング素子ＳＷ２およびＳＷ４をオフ状態とし、スイッチ
ング素子ＳＷ１およびＳＷ３をオン状態とすれば、第３
図中矢印方向の電流■１がＤＣサーボ、モータ４０に流
れ、ＤＣサーボモータ４０を正転させることができ、こ
の状態で、スイッチング素子ＳＷＩおよびＳＷ３にＰＷ
Ｍ信号を人力させれば、電力調整することができる。

一方、ＤＣサーボモータ４０を逆転させる場合はＳＷＩ
およびＳＷ３をオフ状態とし、これらに換えてＳＷ２お
よびＳＷ４を動作させる。

従って、この電力調整回路３０はＤＣサーボモータ４０
の正転、逆転および電力調整ができるようになっている
。

ところで、ＤＣサーボモータ４０の電Ｓ端子間の電圧Ｅ
ｂ、モータ電流１．および逆起電圧Ｅｃの間には、モー
タ４０の電機子抵抗をＲａとすると、Ｅ、　　＝Ｅｃ　＋−１，−Ｒ。

なる関係がある。この式を変形すると、Ｅｃ　をＥｃ＝
Ｅｂ−１，−Ｒ，＝＝−（１）が得られる。

この逆起電圧Ｅｃは回転速度Ｎに比例しているので、こ
の逆起電圧Ｅｃが所望の値となるようデユーティ制御す
れば、負荷トルクの変動を補償しつつ、モータ４０の速
度制御を行うことが理解される。

このため本実施例の速度制御装置は、ＤＣモータ４０の
逆起電圧Ｅｃを検出する速度検出回路２０を備えており
、この速度検出回路２０は、電圧Ｅ、と７１ｆＰＬ１．
　とを測定し、逆起電圧Ｅｃを（１）式の演算によって
検知するものとなっている。

すなわち、速度検出回路２０は、第２図に示されるよう
に、ＤＣサーボモータ４０の両端子αβがそれぞれボル
テージホロアＡ５．Ａ６を介して演算増幅器Ａ８の両人
力とされており、この演算増幅器Ａ８によりＤＣサーボ
モータ４０の電源端子間の電圧Ｅ、を測定する電圧測定
手段としての電圧測定回路２１が構成される。

一方、ＤＣサーボモータ４０の端子βと電圧調整回路３
０におけるスイッチング素子ＳＷ３の出力端子０ＵＴ３
との間には、低抵抗（例えば、ｌΩ）の電流用抵抗Ｒが
直列に接続されている。この抵抗Ｒに流れる電流を測定
してモータ電流１１を検出するために、抵抗Ｒの電力調
整回路３０側の端子γがボルテージホロアＡ７を介して
、前記ボルテージホロアＡ６の出力とともに演算増幅器
Ａ９の両人力とされている。この演算増幅１１Ａ９と抵
抗Ｒとにより、抵抗Ｒの電圧降下からモータ１！　？１
１　ｍを測定する電流測定手段としての電流測定回路２
・２が構成される。

そして、演算増幅器Ａ９の出力は、電機子抵抗Ｒａの値
に相当する増幅率をボリュームＶＲ４で設定される演算
増幅器ＡＩＯの入力とされており、電機子抵抗Ｒａによ
る電圧降下１．Ｒ，と前述の電圧Ｅ、とは演算器Ａｌｌ
の入力とされ、演算器Ａｌｌでは（１）式が演算され、
逆起電圧Ｅｃが出力される。この演算増幅器ＡＩＯと演
算器Ａｌｌとで速度検出演算回路２３が構成される。

前記逆起電圧Ｅｃの測定は、電源電圧ＭＶがＤＣサーボ
モータ４０に印加されている状態で行われる。このため
、速度検出回路２０の出力は、サンプルホールド回路１
３のアナログスイッチＡｓ１に人力され、このアナログ
スイッチＡＳＩのオン時のみ、前記速度設定回路１４に
逆起電圧Ｅｃが入力されるようになっている。

このサンプルホールド回路１３は、アナログスイッチＡ
ＳＩの他にＰＷＭ回路１２の信号がＨレベルにあること
を検出するコンパレータＣ５，Ｃ６を備え、このコンパ
レータＣ５，Ｃ６には、ＰＷＭ回路１２の出力Ｔおよび
■が入力されており、この人力に基づいて、スイッチン
グ素子ＳＷＩおよびＳＷ２のオンを検出できる。また、
この際、スイッチング素子ＳＷＩまたはＳＷ２がオン状
態になると、アナログスイッチＡＳＩが閉成され、前述
のように速度設定回路１４に速度検出回路２０からの速
度信号を入力させている。

このサンプルホールド回路１３、三角波発生回路Ｉａ、
ＰＷＭ回路１２および速度設定回路１４により、制御回
路１０が構成されている。

なお、サンプルホールド回路１３には、出力側にコンデ
ンサＣが設けられ、速度検出回路２０からの速度信号の
ホールドを行い、かつ、スイッチング素子５ＷＩ−３Ｗ
４のオンによりモータ４０に発生する誘導起電圧を平滑
化するように構成されている。

このような構成の本実施例においては次のように動作す
る。

まず、ＤＣサーボモータ４０の端子α、βを速度検出回
路２０に接続し、デユーティ比の最大値および最゛小値
と、回転速度と、電機子抵抗ＲａとをボリュームＶＲＩ
〜ＶＲ４で設定する。この回転速度の設定の際、ボリュ
ームＶＲ３を正電圧側に設定すると正転の速度設定がな
され、負電圧側に設定すると逆転の速度設定がなされる
。

なお、中立位置に設定すると回転しているＤＣサーボモ
ータ４０を強制停止させることができる。

ここで、図示しない電源スィッチをオンにして電源電圧
ＭＶを電力調整回路３０に印加すると、ＤＣサーボモー
タ４０は回転を開始する。

モータ４０の回転は速度検出回路２０で検出され、制御
回路ｌＯに入力される。制御回路１０では、速度設定回
路１４から出力される偏差信号Ｎが（＋）の場合は、第
５図（Ｂ）に示されるように、偏差信号Ｎは基準三角波
信号Ｑと比較され、第５図（Ｃ）に示される正転のＰＷ
Ｍ信号Ｔ、　　Ｕが電力調整回路３ｅに与えられる。

一方、偏差信号Ｎが（−）である場合は、第５図（Ｂ）
に示されるように、偏差信号Ｎは基準：角波イ訃号Ｓと
比較され、第５図（Ｄ＞に示される逆転のＰＷＭ信号■
、Ｗが電力調整回路３０に与えられる。

ここで、速度検出回路２０により演算された逆起電圧Ｅ
ｃは、サンプルホールド回路１３のアナログスイッチＡ
ＳＩが閉成されたとき、すなわち、ＤＣＣサーボモーフ
４の＊Ｓ電圧印加の際に、制御回路ｌＯに取り込まれる
。

このため、速度検出回路２０が速度検出を行う時間、す
なわち、サンプリング時間は、第５図（Ｂ）に示される
ように、電力料ｍ回路３０がオン状態である時間と一敗
する。

従って、デユーティ比が増加すると、サンプリング時間
が比例して増加するので、デユーティ比が大きい高出力
時には、十分長いサンプリング時間が得られ、迅速、な
速度検出が行われ、負荷変動に対して応答性のよい電力
調整が行われる。

以上のような本実施例には、次のような効果がある。

速度検出回路２０は、ＤＣサーボモータ４０に電源電圧
ＭＶが印加されたときに、回転速度を検出するよ′う構
成されている。このため、従来の速度検出回路では、デ
ユーティ比が増加するとサンブリング時間が減少するの
に対し、本実施例の速度検出回路２０では、デユーティ
比の増大によりサンプリング時間が増加する。これによ
り、高出力時での正確な速度検出が可能である。

また、デユーティ比の大きな高出力時には、十分な長さ
のサンプリング時間が得られ、迅速な速度検出が行われ
、負荷変動に対して応答性のよい電力調整が行なえる。

この結果、高出力時にＤＣサーボモータ４０の安定した
制御が可能である。

速度設定回路１４のボリュームＶＲ３を調整することに
より、正転および逆転両方の速度制御を行うことができ
、かつ、回転しているモータ４０を強制停止させること
ができるので、速度制御用の他に位置決め制御に利用で
きる。

また、制御回路ｌＯはＰＭＷ信号を電力調整回路３０に
与えるＰＷＭ方式としたので、電源電圧ＭＶの変動に対
して影響されにくり、電力損失も少ない。

さらに、タコジェネレータ等の外部取り付けされる機構
部品を必要とせずにＤＣサーボモータ４０の速度制御を
行なえるため、低コスト、高僧転性、コンパクトな速度
制御装置が実現できる。

なお、本発明は前述の実施例に限定されるものではなく
、次に示すような変形等を含むものである。

前述の実施例では、電流測定回路２２は抵抗Ｒを備え、
その電圧降下を測定して電流！、を得ていたが、直流変
流器、ホール素子等を備えて電流■、を測定するもので
もよい、しかし、前述の実施例のように構成すれば、電
流測定回路２２の回路構成が簡単になり、ローコスト化
が実現される。

また、制御回路１０はアナログ回路に限定されるもので
はなく、・本発明は、例えば、演算回路２３および制御
回路１０を１チツプのマイクロプロセッサで構成し、電
圧測定回路２１および電流測定回路２２の出力側にＡ／
Ｄコンバータを設けて測定値を入力するデジタル回路で
構成されるダイレクト・デジタル・コントロール方式等
の制御回路を含む゛ものである。

さらに、電力調整回路３０は、スイッチング素子５ＷＩ
−３Ｗ４でブリッジ回路を形成したＰＷＭ方式のものに
限らず、他のＰＭＷ方式、または、１を流制御方式等を
採用してもよい。ただし、ＰＷＭ方式を採用すれば電力
損失が少なく、制御性もよいという効果がある。

また、スイッチング素子ＳＷＩ″〜ＳＷ４としては、バ
イポーラ形のトランジスタに限らず、ＦＥＴ、サイリス
タ等でもよい、しかし、前述の実施例のようにバイポー
ラ形トランジスタを用いたＴＴＬスイッチング素子を採
用すれば、大電流でも高速スイッチングが行なえるとい
う効果がある。

その他、本発明の実施の際の具体的回路構成等は、前述
の各実施例の構成に限らず、本発明の目的を達成できる
範囲で他の回路構成を採用してもよい。

よび安定した制御が可能となる６

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の構成を示すブロック図、第２図は本発
明の一実施例の構成を示す回路結線図、第３図は前記実
施例の電力ｔ１１整回路の構成を示すブロック図、第４
図は前記実施例のスイッチング素子の一例を示す回路図
、第５図は前記実施例の作用を示すタイムチャート、第
６図は従来の速度制御装置およびその動作を説明する模
式図である。ｌＯ・・・制御回路、２０・・・速度検出回路、２１・
・・電圧測定手段、２，２・・・電流測定手段、２３・
・・速度検出演算回路、３０・・・電力調整回路、４０
・・・ＤＣモータ。〔発明の効果〕

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ＤＣモータの電源端子間の電圧を測定する電圧測
定手段と、ＤＣモータに流れる電流を測定する電流測定手段と、前記電圧測定手段により得られた電圧Ｅ＿ｂ、前記電流
測定手段により得られた電流Ｉ＿ａ、および、前記ＤＣ
モータの電機子抵抗Ｒ＿ａから、ＤＣモータの逆起電圧
Ｅ＿ｃをＥ＿ｃ＝Ｅ＿ｂ−Ｉ＿ａＲ＿ａなる演算により
算出し、この演算結果から前記ＤＣモータの速度を検知
する速度検出演算回路と、を備えていることを特徴とするＤＣモータの速度検出回
路。
（２）ＤＣモータの電源端子間の電圧を測定する電圧測
定手段、ＤＣモータに流れる電流を測定する電流測定手
段、並びに、前記電圧測定手段により得られた電圧Ｅ＿
ｂ、前記電流測定手段により得られた電流Ｉ＿ａ、およ
び、前記ＤＣモータの電機子抵抗Ｒ＿ａから、このＤＣ
モータの逆起電圧Ｅ＿ｃをＥ＿ｃ＝Ｅ＿ｂ−Ｉ＿ｂＲ＿
ａなる演算により算出し、この演算結果から前記ＤＣモ
ータの速度を検知する速度検出演算回路を有する速度検
出回路と、この速度検出回路で検出された速度に応じて
前記ＤＣモータの速度制御信号を出力する制御回路と、この制御回路の速度制御信号により前記ＤＣモータへ与
える電力を調整する電力調整回路と、を備えていること
を特徴とするＤＣモータの速度制御装置。
（３）特許請求の範囲第２項において、前記電圧測定手
段はＤＣモータの電源端子間に並列に接続された演算増
幅器よりなり、かつ、前記電流測定手段は前記ＤＣモー
タに直列に接続された電気抵抗およびこの電気抵抗の電
圧降下を測定する演算増幅器よりなることを特徴とする
ＤＣモータの速度制御装置。