JPS6225894A

JPS6225894A - ステツピングモ−タの駆動装置

Info

Publication number: JPS6225894A
Application number: JP60162810A
Authority: JP
Inventors: Shigeo Kamikura; 神蔵　重雄; Yasushi Ema; 江馬　恭
Original assignee: Silver Seiko Ltd
Current assignee: Silver Seiko Ltd
Priority date: 1985-07-25
Filing date: 1985-07-25
Publication date: 1987-02-03
Also published as: GB8618124D0; GB2178609A; US4734631A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はステッピングモータの駆動装置に関し、さらに
評言すれば、積分回路等の飽和波形発生手段からの電圧
と通電中のステッピングモータのコイルの電流に対応し
た電圧との差を検出しその検出電圧とスレショールドレ
ベルとを比較し、その出力で次のステップに駆動をする
ようにしたステッピングモータの駆動装置に関する。

〔従来技術〕

ステッピングモータの駆動装置、特にステッピングモー
タの回転速度を制御する方法としては、例えば、光学式
エンコーダを利用したものがある。

これは、径方向に透明スロットが形成された不透明円板
の回転を円板の一方の側の光源と、円板の反対側の光電
センサとで感知する光学感知装置をモータの回転軸に取
付け、円板の回転速度を光電センサによりパルス信号と
して取り出す方法である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、前記光学感知装置にあっては、円板の変形や
円板と回転軸との間の心ずれによって、光電センサはロ
ータが１回転する毎に間違った加速、減速を感知するこ
とになる。また、ステッピングモータの負荷の慣性が小
さい場合は円板がロータの回転慣性を大きくし、モータ
の加速、減速性能を劣化させる可能がある。さらに、こ
の光学感知装置を利用すると、モータの占有面積も大き
くなり、かつ光学感知装置を利用する装置の構造が複雑
になり、コストが高くなる等の欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明は前述の欠点を是正せんとするもので、ステッピ
ングモータにおける通電中の励磁相の電流波形の特徴に
着目して、電流波形による回転子の位置検出を行うと共
にこの位置検出より回転子の進み角を制御することによ
り、ステッピングモータの回転速度を制御するようにし
たステッピングモータの駆動装置を提供することを目的
とする。

〔発明の概要〕

本発明は、通電中の励磁相の電流に対応した電圧を順次
検出し、この検出電圧とステッピングモータ駆動電源よ
り第１図（Ｃ）に示す如く抵抗ＲとコンデンサＣからな
る積分回路の端子電圧との差を検出して、該差の電圧（
起電力ＥＭＦ）が所定レベルに達したときステッピング
モータを１ステツプ駆動することを特徴とする。

つぎに本発明の原理について説明する。

ステッピングモータが回転している場合に励磁相コイル
に流れる電流波形は第１図（ａ）に示す如き波形であり
、ステッピングモータのロータ軸を固定した場合に励磁
相コイルに流れる電流波形は第１図中）に示す如くであ
る。上記第１図（ａｌの波形は起電力ＥＭＦが重畳され
ている。

第１図（ｄ）に示すのは、ステッピングモータ駆動電源
にて、充電した時における上記積分回路の端子電圧波形
であり、第１図中）に示す電流波形に一致させることが
できる。すなわち、積分回路のコンデンサＣと抵抗Ｒと
を調整してステッピングモータの時定数に一致させるこ
とができるので、第１図（ｂ）に代って第１図（ｄ）で
代替することができる。

一方第１図（ｂ）に示す電流波形と第１図（ａ）の電流
波形との差は第１図（ｅ）に示す如くになり、すなわち
、これが起電力ＥＭＦであって、この波形は回転子の位
置を示している。すなわち、９０度間隔に配置された４
つのコイルに対し第１図（ｅ）における波形の最大値は
回転子が９０度回転した位置にあることを示す。

そこで本発明は、第り図（ｅ）の波形に示す電圧を所定
スレショールドレベルと比較し、その比較出力により回
転子の進み角を検出すると共に次のステップへ駆動させ
るというように、１ステツプ毎に回転子の位置を検出し
ながら確実な回転数を得、かつ、スレショールドレベル
を可変することによりステッピングモータの回転速度を
制御せんとするものである。

〔発明の実施例〕

以下、本発明を実施例により説明する。

第２図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。本発明の一実施例においては４相ステフピングモー
タを２相励磁で駆動する場合を例に説明する。

図において、φ、〜φ４はステッピングモータの１相〜
４相のコイル、Ｔ　ｒ　Ｉ”Ｔ　ｒ　４はステッピング
モータの１相〜４相の駆動用トランジスタ、ＲＩ−Ｒ４
は前記１相〜４相の各コイルに流れる電流を検出し、こ
れに対応する電圧を検出する電圧測定用抵抗にして、前
記コイルφ１〜φ４の抵抗値に対して充分小さい値とす
る。ＯＰ、〜ＯＰ４は前記電圧測定用抵抗Ｒ３〜Ｒ４に
発生した電圧を増幅する非反転増幅器、Ｒ６−Ｒ１１は
非反転増幅器ｏｐ、〜ＯＰ　４の入力抵抗、Ｒ１〜Ｒｔ
ｚは非反転増幅器ＯＰ、〜ＯＰ、の測定用抵抗、ＲＩ３
〜Ｒ１６は非反転増幅器ｏｐ、〜ＯＰ　４のオフセット
調整用入力抵抗、Ｒ１？〜Ｒ２゜は非反転増幅器ＯＰ、
〜ＯＰ４のオフセット調整用抵抗にして、これらの抵抗
Ｒ１３〜Ｒ２゜”は非反転増幅器ＯＰｌ〜ＯＰ４の出力
（ａ）〜（ｄ）に出力されるオフセットを調整するため
に接続したものであって出力オフセントが小さい場合は
不要である。Ｒｆ　ｒ　〜Ｒｆ　ａは非反転増幅器ｏｐ
、〜ＯＰ　ａのゲイン調整用帰還抵抗である。

ＳＬは前記非反転増幅器ＯＰ、〜ＯＰ　ａの出力（ａｌ
〜（ｄ＋が接続されると共に選択信号印加端子Ａ。

Ｂ、Ｃに印加された選択信号によって非反転増幅器ＯＰ
、〜ＯＰ　ａの出力電圧を選択するアナログデータセレ
クタである。

一方、Ｒ，Ｃは積分回路を構成する抵抗とコンデンサに
して、抵抗Ｒを可変することにより時定数を変化させ、
ステッピングモータの時定数に合わせる。なお、前記積
分回路に変えてウェーブフオームジェネレータ等を利用
することができ、要は飽和波形が発生できれば良い。Ｔ
ｒ、は後述するマイクロコンピータＭＣよりのトリガー
信号でオンして、前記積分回路のコンデンサＣの電荷を
放電するトランジスタ、Ｒｏは積分回路の出力分圧用抵
抗器、ｏｐｓは積分回路よりの出力とアナログデータセ
レクタＳＬからの・出力とを比較して、その差を検出す
る演算増幅器からなる差動増幅器、Ｒ２□は差動増幅器
ＯＰ　ｓの入力抵抗、Ｒ２３〜Ｒｚａは分圧抵抗、Ｒ２
Ｓは差動増幅器ＯＰ、の帰還抵抗である。

ＭＣはワンチップマイクロコンピュータであり、本質的
に中央演算装置、ＲＯＭ、ＲＡＭ、入出力ボートを備え
ており、ＲＯＭには予めプログラムが記憶させてあり、
入力ポートを介して少なくともステッピングモータの回
転方向信号ｄｉおよび停止までのステップ数信号ｓｉの
外かに、コンパレータＯＰ　ｂの出力Ｃ０が入力されて
いる。そして、該マイクロコンピュータＭＣは入力ポー
トから供給された信号にもとづいて、ＲＯＭに記憶させ
たプログラムにしたがった処理、演算、比較を行なって
、その結果にしたがって出力ボートを介して端子Ｐ、、
Ｐ２から相励磁データを、端子Ｐ、〜Ｐ３からアナログ
セレクタＳＬの選択データを、端子Ｐ４からトランジス
タ’ｌ’ｒｓのオン・オフを制御するトリガ信号を、端
子Ｐ、〜Ｐ８からデジタル−アナログ変換器ＤＡＣのデ
ジタルスレショールドレベルデータを夫々出力する。

ＤＡＣは前記マイクロコンピュータＭＣよりのデジタル
スレッショールドレベルデータが入力される端子０１〜
Ｃ４を有するデジタル−アナログ変換器、ＯＰ　ｂはデ
ジタル−アナログ変換器ＤＡＣから出力されたスレショ
ールドレベル電圧と、差動増幅器ＯＰＳの出力とを比較
するコンパレータである。

Ｒ２６は前記コンパレータＯＰ、がオーブンコレクタで
あるために接続されたプルアップ抵抗、Ｂ１　、Ｂ２は
前記マイクロコンピュータＭＯの出力に接続されたバー
ク、Ｉｔ、Ｉｔは同じくマイクロコンピュータＭＣの出
力に接続されたインバータ、Ｖｍはステッピングモータ
駆動電源である。

なお、前記バークＢ＋　　、ＢｚおよびインバータＩ＋
　　、Ｉ２はマイクロコンピュータＭＣの出力ボートを
減らすために設けたものであり、Ｐｈａ　ｓｅ出力は各
別マイクロコンピュータＭＣに設けても良い。

次に、前記したブロック図の動作をマイクロコンピュー
タＭＣのＲＯＭに記憶させであるプログラムに従って説
明する。

プログラムを開始させて、まず停止までに到るステップ
数信号ｓｉを入力しくステップ１００）、ついで回転方
向信号ｄｉを入力する（ステップ１０１）。これらの信
号ｓｉ、ｄｉはデジタル形態で与えられることは勿論で
あり、ＲＡＭの所定エリアに記憶される。

ステップ１０１に続いてスタートの１相にのみ対応する
出力、例えばコイルφ３を最初の励磁相とすれば、端子
Ｐ、を低電位とする出力を発生する（ステップ１０２）
。ステップ１０２に続いて励磁相および選択信号を出力
する。すなわち端子Ｐ、−Ｐ３から出力を発生する（ス
テップ１０３）。端子Ｐ１〜Ｐ、からの出力によりコイ
ルφ。

〜φ４の２相が励磁され、非反転演算増幅器ｏｐ１〜Ｏ
Ｐ、の内の１つの出力が選択されることになる。

いま仮にステッピングモータを時計方向に回転駆動する
ときは端子Ｐ３には低電位出力が出力され、また反時計
方向に回転駆動するときは端子Ｐ３には高電位出力が出
力される。

いまステッピングモータを駆動中の時刻ｔ、〜ｔ４にお
けるマイクロコンピュータＭＣの端子Ｐ２〜Ｐ３の出力
は第１表、第２表に示す如くになる。・第１表　正回転プロセッサ出力　１第２表　逆回転プロセッサ出力　２第１表は時計方向回転の場合の例を各相コイルφ、〜φ
４の励磁状態をも含めて示しており、第２表は反時計方
向回転の場合の例を各相コイルφ１〜φ４の励磁状態を
も含めて示している。なお、（ｔｚ　　ｊ＋　）　　ｐ
　　（ｔ３　　ｔｚ）　　ｙ　　（ｔａ　　　ｔ：＋）
ｓ　　（ｔ＋　　　ｔ４）ｓ・・・、の冬期間は後述す
るスレショールドレベルデータにより定まる。また端子
Ｐ、〜Ｐ３の出力によりアナログデータセレクタＳＬは
、第３表に示す如（に非反転増幅器ｏｐ。

、・・・またはＯＰ、の出力が選択のうえ出力される。

第３表　データセレクタ結線第３表において上欄は時計方向回転駆動の場合を、下欄
は反時計方向回転駆動の場合を示しており、選択される
非反転増幅器ｏｐ、、・・・またはＯＰ４の出力は励磁
相の１つである。

ステップ１０２〜１０３の各相コイルφ、〜φ４の励磁
状態を示せば第３図（ａ）〜（ｄ）に示す如き状態であ
る。またステップ１０３によりセレクトされたアナログ
データセレクタＳＬの出力は第３図（ｅ）に示す如くで
ある。、なお、時刻ｔ１〜ｔ４は第１表に対応しており
、ｔ２が起動時点を示しており第３相のコイルφ３がス
テップ１０２においてスタート時の決められた１組であ
ることを示している。

そして、端子Ｐ、が低電位になると、インバータ■１を
介してトランジスタＴｒ３のベースに電流が流れ、該ト
ランジスタＴｒ３はオンする。これにより、コイルφ３
に通電が行われ電圧測定用抵抗Ｒ１の両端に電圧が発生
する。この電圧を非反転増幅器ＯＰ　３で増幅し、アナ
ログデータセレクタＳＬに入力する。また、マイクロコ
ンピュータＭＣのセレクト端子Ｐ、　ＮＰ、の何れかよ
り選択信号が入力されるので、アナログデータセレクタ
ＳＬからは選択信号によって選択された信号、すなわち
、非反転増幅器ＯＰ、よりの電圧が出力される。

一方、マイクロコンピュータＭＣよりトリガー信号が出
力されてトランジスタ”［”ｒｓがオン状態となり、積
分回路のコンデンサＣに充電されていた電荷は瞬時に放
電され、前記トランジスタＴｒ５のオフと同時にコンデ
ンサＣに充電が開始される。この充電電圧は可変抵抗Ｒ
０を介して差動増幅器ＯＰ　ｓの一端に印加される。ま
た、差動増幅器ＯＰＳの他端にはアナログデータセレク
タＳＬからの出力が印加されているので、該差動増幅器
ＯＰ　ｓの出力からは、アナログデータセレクタＳＬか
らのアナログ信号第３図（ｅｌから可変抵抗Ｒ０からの
出力（ｇｌを減算したものが送出される。すなわち、こ
の出力が第３図（ｈｌに示す。この出力は第１図ｔｅｌ
に示した波形が連続して続いたものであり、この波形（
起電力ＥＭＦ）がわかれば前記した発明の詳細な説明し
た如くロータの位置を知ることができる。。

ステップ１０３に続いてスレシゴールドレベルデータが
端子Ｐ、〜Ｐ、から出力される（ステップ１０４）。こ
の出力はデジタル−アナログ変換器ＤＡＣにおいてアナ
ログ変換され、このアナログ変換された電圧はコンパレ
ータＯＰ　ｂに印加される。そこでコンパレータＯＰ　
ｂにおいて、差動増幅器ＯＰ　ｓの出力がデジタル−ア
ナログ変換器ＤＡＣよりの出力でスレショールドされ、
そのスレショールドされた出力がコンパレータＯＰｈか
ら第３図（１）に示す如くＣＯとして出力される（ステ
ップ１０６）。このコンパレータＯＰ６よりの出力Ｃｏ
の値は、回転子の進み角である回転子位置を示す。

そして、この出力ＣｏはマイクロコンピュータＭＣの端
子Ｐ、に入力され、該マイクロコンピュータＭＣの端子
Ｐ２からローレベルの出力が送出され、インバータＩ２
で反転された後にトランジスタＴｒ４のベースに供給さ
れ、該トランジスタＴｒ４はオン状態となる。これによ
り、ステッピングモータのコイルφ４に通電され回転子
は次のステップに進むことになるが、ここでコイルφ４
に流れる電流は電圧測定用抵抗Ｒ４にて検出され非反転
増幅器ＯＰ　ａで増幅され、アナログデータセレクタＳ
Ｌを介して出力される。一方、マイクロコンピュータＭ
Ｃの端子Ｐ４からトリガー信号が出力され（ステップ１
０７）、前記したと同様に積分回路のコンデンサＣの充
電電圧が可変抵抗Ｒ０を介して出力され、この出力から
前記アナログデータセレクタＳＬよりの出力が差動増幅
器ＯＰ、で減算される。

ここでデジタル−アナログ変換器ＤＡＣよりの出力であ
るスレショールドレベルを変えることにより回転子の進
み角を変えることができるので、ステッピングモータの
コイルからコイルへの通電間隔を変えることができる。

従って、回転子の進み角が小さい状態において、次のコ
イルへの通電を開始すると回転子は遅く回転し、また、
進み角が大きい状態において、コイルへの通電を開始す
ると回転子は早く回転することになる。すなわち、デジ
タル−アナログ変換器ＤＡＣよりのスレショールドレベ
ルを変えることにより、ステッピングモータの速度を可
変することができるものである。

ステップ１０７に続いてステップ１００にて入力されて
記憶しているステッピングモータのステップ数から“−
１”され（ステップ１０８）、！いてＲＡＭに記憶して
いるステップ数″０”か否かがチェックされる（ステッ
プ１０９）。この結果、ステップ数が“０”のときは予
めステップ１００にて入力されたステップ数、ステッピ
ングモータが回転駆動された状態であり、ステッピング
モータの回転駆動は停止され、ステップ１０９において
ステップ数が“０″でないときはステップ数が“０”に
なるまでステップ１０９に続いてステップ１０３が実行
され、再びステップ駆動されることになる。

なお、デジタル−アナログ変換器ＤＡＣに代って、電源
電圧を分圧したポテンショメータＶＲ（第２図仮想線）
の出力を用いてもよい。この場合、ポテンショメータに
よる電源電圧の分圧比を手動により設定してもよく、ま
たマイクロコンピュータＭＣからの出力によりポテンシ
ョメータの摺動子位置を設定するようにしてもよい。

また、本実施例では４相ステツピングモータの２相励磁
の場合について説明したが、例えば１相励磁あるいは４
相以上のステッピングモータの駆動装置として応用でき
るものである。

〔発明の効果〕

以上説明した如く本発明によれば、励磁相コイルに流れ
る電流に対応した電圧を順次検出し、一方スチッピング
モータ駆動電源より積分回路等の飽和波形発生回路を動
作させ、その端子電圧と前記検出電圧との差を検出して
回転子の進み角を知り、該進み角をスレショールドレベ
ルを変えることによりステ７ビングモータの回転速度を
制御でき、従って、簡単な回路で正確な速度制御を行う
ことができると共に占有面積も小さくてすむ等の効果を
有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理を示す説明図、第２図は本発明の
一実施例の構成を示すブロック図、第３図は本発明の一
実施例の作用の説明に供する波形図、第４図は本発明の
一実施例の作用の説明に供するフローチャートである。 φ１〜φ４・・・コイル、Ｔｒ１〜Ｔｒ５・・・トラン
ジスタ、ＯＰＩ〜ＯＰ４・・・非反転増幅器、ＯＦ２・
・・作動増幅器、ＯＦ２・・・コンパレータ、Ｃ，Ｒ・
・・積分回路を構成するコンデンサと抵抗、Ｒ０〜Ｒ４
・・・電圧測定用抵抗、ＳＬ・・・アナログセレクタ、
ＤＡＣ・・・デジタル−アナログ変換器、ＭＣ・・・マ
イクロコンピュータ。

Claims

【特許請求の範囲】

通電中の励磁相の電流に対応した電圧を順次検出する検
出手段と、ステッピングモータへの駆動電圧から飽和波
形を得る積分回路等の飽和波形発生手段と、該飽和波形
発生手段からの出力と前記検出手段からの検出出力との
差を演算する演算手段と、予め設定した回転数に対応す
るスレショールドレベルデータを出力するデジタル−ア
ナログ変換器等の回転数設定手段と、前記演算手段から
の演算出力と前記回転数設定手段からの所定スレショー
ルドレベルとを比較する比較手段とを備え、前記回転数
設定手段からの所定スレショールドレベルを可変するこ
とによりステッピングモータの回転速度を変えるように
したことを特徴とするステッピングモータの駆動装置。