JPH05207799A - ステッピングモータの制御システム - Google Patents
ステッピングモータの制御システムInfo
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- JPH05207799A JPH05207799A JP4310938A JP31093892A JPH05207799A JP H05207799 A JPH05207799 A JP H05207799A JP 4310938 A JP4310938 A JP 4310938A JP 31093892 A JP31093892 A JP 31093892A JP H05207799 A JPH05207799 A JP H05207799A
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- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 claims 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 11
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 8
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
- H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 外部センサーを使用せずに閉ループ制御可能
なステッピングモータの回転軸の位置を決定すること。 【構成】 ステッピングモータを制御するシステムは、
ロータにより発生したモーターのコイルの逆起電力を示
す信号を作成する手段とマイクロプロセッサーとを含
み、このマイクロプロセッサーはロータにより発生した
逆起電力を示す信号からロータの実際位置を算定する信
号を供給する手段と、ロータの所望位置に応じた基準信
号を作成する手段と、所望位置の基準信号とロータの実
際位置の信号とを比較して誤差信号を作成する手段と、
その誤差信号に従ってロータの位置を調整する手段と、
から成る。
なステッピングモータの回転軸の位置を決定すること。 【構成】 ステッピングモータを制御するシステムは、
ロータにより発生したモーターのコイルの逆起電力を示
す信号を作成する手段とマイクロプロセッサーとを含
み、このマイクロプロセッサーはロータにより発生した
逆起電力を示す信号からロータの実際位置を算定する信
号を供給する手段と、ロータの所望位置に応じた基準信
号を作成する手段と、所望位置の基準信号とロータの実
際位置の信号とを比較して誤差信号を作成する手段と、
その誤差信号に従ってロータの位置を調整する手段と、
から成る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、回転装置の角位置の決
定に関し、特に、ＤＣステッパーモータの回転軸位置の
正確な決定に関する。
定に関し、特に、ＤＣステッパーモータの回転軸位置の
正確な決定に関する。
【０００２】
【従来の技術】コピー機の例えば感光ベルトのような受
光ベルトの駆動装置のような回転部の回転位置や回転速
度を測定する場合に、回転部の位置をモニターするエン
コーダが一般的に利用されている。しかしながら、普
通、位置情報の精度は使用されるエンコーダの分解能に
限定される。また、位置情報の精度を高めるために、よ
り高価で高分解能のエンコーダが必要であることはよく
知られている。
光ベルトの駆動装置のような回転部の回転位置や回転速
度を測定する場合に、回転部の位置をモニターするエン
コーダが一般的に利用されている。しかしながら、普
通、位置情報の精度は使用されるエンコーダの分解能に
限定される。また、位置情報の精度を高めるために、よ
り高価で高分解能のエンコーダが必要であることはよく
知られている。
【０００３】さらにまた、モータの閉ループ制御におい
ては、コントローラに入力する回転軸位置に関する速度
や位置などの情報が必要であることもまた周知である。
多くのモータの場合、この情報は、タコメータや増分位
置エンコーダのような外部センサーから供与される。外
部センサー使用の結果、従来の運動制御システムでは余
分な費用がかかることとなる。
ては、コントローラに入力する回転軸位置に関する速度
や位置などの情報が必要であることもまた周知である。
多くのモータの場合、この情報は、タコメータや増分位
置エンコーダのような外部センサーから供与される。外
部センサー使用の結果、従来の運動制御システムでは余
分な費用がかかることとなる。
【０００４】米国特許４，７３４，６３１号には、最後
に給電された磁界巻線で発生するロータによる逆起電力
をシミュレートしてロータの速度や位置を決定すること
を特徴とする、ステップモータ用のマイクロコンピュー
タを使った制御システムが、開示されている。それによ
ると、ロータ回転と自己インダクタンス効果の両方から
の区分情報（分担）を含む電圧信号、即ち、逆起電力、
は、ステップモータの最終給電磁界巻線を流れる電流か
ら派生する。電圧信号から磁界巻線の自己インダクタン
スのみによる逆起電力を差し引けば、ロータのみにより
磁界巻線に発生される逆起電力を示す位置信号が決定で
きる。ロータの現在回転位置は、このシミュレートされ
たロータ誘導逆起電力演算値を基にする位置信号から得
られる。詳しくは、この米国特許の第４欄２７行目から
第５欄の４行目までを参照のこと。
に給電された磁界巻線で発生するロータによる逆起電力
をシミュレートしてロータの速度や位置を決定すること
を特徴とする、ステップモータ用のマイクロコンピュー
タを使った制御システムが、開示されている。それによ
ると、ロータ回転と自己インダクタンス効果の両方から
の区分情報（分担）を含む電圧信号、即ち、逆起電力、
は、ステップモータの最終給電磁界巻線を流れる電流か
ら派生する。電圧信号から磁界巻線の自己インダクタン
スのみによる逆起電力を差し引けば、ロータのみにより
磁界巻線に発生される逆起電力を示す位置信号が決定で
きる。ロータの現在回転位置は、このシミュレートされ
たロータ誘導逆起電力演算値を基にする位置信号から得
られる。詳しくは、この米国特許の第４欄２７行目から
第５欄の４行目までを参照のこと。
【０００５】従来技術と本発明との主な相違点は、従来
技術では開ループステッパー動作のために自己同期を行
なう技術が用いられることである。これに対して、本発
明においては、電気的サイクルのフィードバック動作で
真の位置信号を算出して、ステップモータ自体の閉ルー
プ制御を可能にしている。従来技術での逆起電力の測定
は、電圧検出用コイルをステッパーモータに装備した
り、ゼロ交差点でのみ測定したり、あるいは、アナログ
演算増幅器回路を介してコイルをシミュレートするなど
の方法で行われる。本発明では、いつでも位置測定が実
施できるようになっている。さらに本発明では、演算増
幅器コイルのシミュレートや、特別な検出コイルを必要
としない。
技術では開ループステッパー動作のために自己同期を行
なう技術が用いられることである。これに対して、本発
明においては、電気的サイクルのフィードバック動作で
真の位置信号を算出して、ステップモータ自体の閉ルー
プ制御を可能にしている。従来技術での逆起電力の測定
は、電圧検出用コイルをステッパーモータに装備した
り、ゼロ交差点でのみ測定したり、あるいは、アナログ
演算増幅器回路を介してコイルをシミュレートするなど
の方法で行われる。本発明では、いつでも位置測定が実
施できるようになっている。さらに本発明では、演算増
幅器コイルのシミュレートや、特別な検出コイルを必要
としない。
【０００６】検出コイルを使えば、ステッピングモータ
用の閉ループ制御が制限されてしまい、多数の動き制御
が可能な普通のステッパーモータよりも高価な特別構造
のモータしか適用できず、一般に入手可能な多様なモー
タを使用することができなくなる。演算増幅器アプロー
チの欠点は、現実的でないことである。実際上、微分器
でのシミュレートが必要となり、重大なＳ／Ｎ比問題が
発生して、その結果、位置測定精度が限定されてしま
う。また、演算増幅器アプローチは、そのための追加回
路を必要とし、装置に余分なコストがかかることにな
る。
用の閉ループ制御が制限されてしまい、多数の動き制御
が可能な普通のステッパーモータよりも高価な特別構造
のモータしか適用できず、一般に入手可能な多様なモー
タを使用することができなくなる。演算増幅器アプロー
チの欠点は、現実的でないことである。実際上、微分器
でのシミュレートが必要となり、重大なＳ／Ｎ比問題が
発生して、その結果、位置測定精度が限定されてしま
う。また、演算増幅器アプローチは、そのための追加回
路を必要とし、装置に余分なコストがかかることにな
る。
【０００７】それゆえ、単なる自己同期動作よりも、モ
ータ自身の真の閉ループ制御を行うのが望ましい。さら
にまた、ハイブリッドなステッパーモータを閉ループ制
御して、それを臨界定速システム内で利用可能にするの
が望ましい。
ータ自身の真の閉ループ制御を行うのが望ましい。さら
にまた、ハイブリッドなステッパーモータを閉ループ制
御して、それを臨界定速システム内で利用可能にするの
が望ましい。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、外部
センサーを使用することなく閉ループ制御ができる、ハ
イブリッドなステッピングモータの回転軸の位置の決定
装置を提供することである。
センサーを使用することなく閉ループ制御ができる、ハ
イブリッドなステッピングモータの回転軸の位置の決定
装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によるロータと複
数のコイルとを有するステッピングモータを制御する装
置は、ロータにより誘導されたコイルの逆起電力を示す
信号を生成する手段と、ロータにより誘導された逆起電
力を示す信号からロータの実際位置を算定する信号を供
給する手段と、ロータの所望位置に応じた基準信号を提
供する手段と、所望位置の基準信号とロータの実際位置
の推定とを比較して誤差信号を生成する手段と、その誤
差信号に応答してロータの位置を調整する手段と、から
成る。
数のコイルとを有するステッピングモータを制御する装
置は、ロータにより誘導されたコイルの逆起電力を示す
信号を生成する手段と、ロータにより誘導された逆起電
力を示す信号からロータの実際位置を算定する信号を供
給する手段と、ロータの所望位置に応じた基準信号を提
供する手段と、所望位置の基準信号とロータの実際位置
の推定とを比較して誤差信号を生成する手段と、その誤
差信号に応答してロータの位置を調整する手段と、から
成る。
【００１０】
【実施例】本発明の実施例である制御方法を、図面を参
照しながら説明する。なお、本発明の理解を助けるた
め、図面では同様の部品には同様の番号をつけてある。
照しながら説明する。なお、本発明の理解を助けるた
め、図面では同様の部品には同様の番号をつけてある。
【００１１】自己符号化技法は、モータコイルの逆起電
力と回転軸位置との間に存在する関係を利用している。
力と回転軸位置との間に存在する関係を利用している。
【００１２】この方法では、コイル逆起電力検出のため
の特別な機器（ハードウエア）を実際に必要としない。
つまり逆起電力は、２つのコイルの電圧と電流から算出
（推定）されるのである。ただし、本実施例では１回転
につき２００ステップ数の２相二極ハイブリッドステッ
ピングモータの制御について説明されるものとするが、
その他、５相ハイブリッドモータ、単極ハイブリッドモ
ータ、１回転につき４００ステップ数のモータなどでも
本発明の制御方法が適用できる。
の特別な機器（ハードウエア）を実際に必要としない。
つまり逆起電力は、２つのコイルの電圧と電流から算出
（推定）されるのである。ただし、本実施例では１回転
につき２００ステップ数の２相二極ハイブリッドステッ
ピングモータの制御について説明されるものとするが、
その他、５相ハイブリッドモータ、単極ハイブリッドモ
ータ、１回転につき４００ステップ数のモータなどでも
本発明の制御方法が適用できる。
【００１３】まず最初に、コイルの電圧値と電流値から
モータの回転軸位置を分析算出する方法を説明する。以
下は、２個のモータコイルの基本式である。 ＶCOIL1 −ＩCOIL1 （ sＬ1＋Ｒ1 ）−（−Ｋt ωｓｉｎθ）＝０ ＶCOIL2 −ＩCOIL2 （ sＬ2＋Ｒ2 ）−Ｋt ωｃｏｓθ＝０ ．．．（１’） ただし、ＶCOIL1 は第１コイルの電圧（Ｖ）、ＶCOIL2
は第２コイルの電圧（Ｖ）、ＩCOIL1 は第１コイルの電
流（Ａ）、ＩCOIL2 は第２コイルの電流（Ａ）、ωはモ
ータ回転軸の角速度（ラジアン／秒）、θは電流サイク
ルでの位置値（ラジアン）（１回転につき２００ステッ
プ数のハイブリッドモータでは、回転軸１回転に５０電
気サイクル、つまり１サイクルで４ステップ進む）、Ｒ
はコイル抵抗値（Ａ）、Ｌはコイルインダクタンス（ヘ
ンリ）、Ｋt はモータの逆起電力定数（Ｖ・秒／ラジア
ン）。
モータの回転軸位置を分析算出する方法を説明する。以
下は、２個のモータコイルの基本式である。 ＶCOIL1 −ＩCOIL1 （ sＬ1＋Ｒ1 ）−（−Ｋt ωｓｉｎθ）＝０ ＶCOIL2 −ＩCOIL2 （ sＬ2＋Ｒ2 ）−Ｋt ωｃｏｓθ＝０ ．．．（１’） ただし、ＶCOIL1 は第１コイルの電圧（Ｖ）、ＶCOIL2
は第２コイルの電圧（Ｖ）、ＩCOIL1 は第１コイルの電
流（Ａ）、ＩCOIL2 は第２コイルの電流（Ａ）、ωはモ
ータ回転軸の角速度（ラジアン／秒）、θは電流サイク
ルでの位置値（ラジアン）（１回転につき２００ステッ
プ数のハイブリッドモータでは、回転軸１回転に５０電
気サイクル、つまり１サイクルで４ステップ進む）、Ｒ
はコイル抵抗値（Ａ）、Ｌはコイルインダクタンス（ヘ
ンリ）、Ｋt はモータの逆起電力定数（Ｖ・秒／ラジア
ン）。
【００１４】コイル特性のモータ内変動が最小だとする
と、Ｒ＝Ｒ1 ＝Ｒ2 およびＬ＝Ｌ1＝Ｌ2 となる。それ
ゆえ前記（１’）式は、 ＶCOIL1 −ＩCOIL1 （ sＬ＋Ｒ）−（−Ｋt ωｓｉｎθ）＝０ ＶCOIL2 −ＩCOIL2 （ sＬ＋Ｒ）−Ｋt ωｃｏｓθ＝０ ．．．（１） と表される。
と、Ｒ＝Ｒ1 ＝Ｒ2 およびＬ＝Ｌ1＝Ｌ2 となる。それ
ゆえ前記（１’）式は、 ＶCOIL1 −ＩCOIL1 （ sＬ＋Ｒ）−（−Ｋt ωｓｉｎθ）＝０ ＶCOIL2 −ＩCOIL2 （ sＬ＋Ｒ）−Ｋt ωｃｏｓθ＝０ ．．．（１） と表される。
【００１５】（１）式の−Ｋt ωｓｉｎθとＫt ωｃｏ
ｓθの項は、２個のコイルの逆起電力電圧値であって、
ｅｍｆ1 とｅｍｆ2 とで表される。それら電圧値が直接
測定可能ならば、電気的位置θは以下から算出できる。 ｅｍｆ1 ／ｅｍｆ2 ＝−Ｋt ωｓｉｎθ／Ｋt ωｃｏｓθ＝−ｔａｎθ θ＝ａｒｃｔａｎ（−ｅｍｆ1 ／ｅｍｆ2 ） ．．．（２）
ｓθの項は、２個のコイルの逆起電力電圧値であって、
ｅｍｆ1 とｅｍｆ2 とで表される。それら電圧値が直接
測定可能ならば、電気的位置θは以下から算出できる。 ｅｍｆ1 ／ｅｍｆ2 ＝−Ｋt ωｓｉｎθ／Ｋt ωｃｏｓθ＝−ｔａｎθ θ＝ａｒｃｔａｎ（−ｅｍｆ1 ／ｅｍｆ2 ） ．．．（２）
【００１６】しかしながら、逆起電力電圧値は検出コイ
ルなしでは測定できない。更に、前述のように、コイル
電流の演算増幅シミュレーションでは、インダクターで
の電圧降下をシミュレートするための微分要素が必要と
なる。そのため、（１）式で定義された関係を利用する
には、別の方法を使用しなければならない。
ルなしでは測定できない。更に、前述のように、コイル
電流の演算増幅シミュレーションでは、インダクターで
の電圧降下をシミュレートするための微分要素が必要と
なる。そのため、（１）式で定義された関係を利用する
には、別の方法を使用しなければならない。
【００１７】（１）の等式の両側を１／（ sＬ／Ｒ＋
１）で割って、ｅｍｆ1 とｅｍｆ2 を代入すると、 ｅｍｆ1 ／（ sＬ／Ｒ＋１） ＝ＶCOIL1 ／（ sＬ／Ｒ＋１）−Ｒ＊ＩCOIL1 ｅｍｆ2 ／（ sＬ／Ｒ＋１） ＝ＶCOIL2 ／（ sＬ／Ｒ＋１）−Ｒ＊ＩCOIL2 ．．．（３） となる。
１）で割って、ｅｍｆ1 とｅｍｆ2 を代入すると、 ｅｍｆ1 ／（ sＬ／Ｒ＋１） ＝ＶCOIL1 ／（ sＬ／Ｒ＋１）−Ｒ＊ＩCOIL1 ｅｍｆ2 ／（ sＬ／Ｒ＋１） ＝ＶCOIL2 ／（ sＬ／Ｒ＋１）−Ｒ＊ＩCOIL2 ．．．（３） となる。
【００１８】（３）式の左側に、低域フィルター（ＬＰ
Ｆ）処理後の２個の逆起電力電圧値が示されている。ゆ
えに、ＩCOIL1 とＩCOIL2 の演算値とＶCOIL1 ／（ sＬ
／Ｒ＋１）とＶCOIL2 ／（ sＬ／Ｒ＋１）の測定値が判
れば、（３）式の左側の値が算出でき、それら値を
（２）式を実行できる装置で演算すると電気位置値θが
得られる。
Ｆ）処理後の２個の逆起電力電圧値が示されている。ゆ
えに、ＩCOIL1 とＩCOIL2 の演算値とＶCOIL1 ／（ sＬ
／Ｒ＋１）とＶCOIL2 ／（ sＬ／Ｒ＋１）の測定値が判
れば、（３）式の左側の値が算出でき、それら値を
（２）式を実行できる装置で演算すると電気位置値θが
得られる。
【００１９】産業上幅広く使われている多くのステップ
モータは、電流断続ループ回路で駆動される巻線を備え
ている。電流チョッパー回路は、スイッチ増幅器（普通
はＨブリッジ）を制御する電流の閉ループである。閉ル
ープの電流制御回路では、＋Ｖs と−Ｖs （Ｖs は供給
電圧）間のコイル電圧を一定間隔で切り替える動作によ
って、コイル電流をある欲ましい値に調節する。欲まし
いコイル電流値は、ユーザーが指令する電流チョッパー
回路への入力値となる。つまり、ユーザー自らが電流指
令信号を作成し、各モータ巻線の電流値を認識している
ため、ＩCOIL値は明白に把握されることになる。
モータは、電流断続ループ回路で駆動される巻線を備え
ている。電流チョッパー回路は、スイッチ増幅器（普通
はＨブリッジ）を制御する電流の閉ループである。閉ル
ープの電流制御回路では、＋Ｖs と−Ｖs （Ｖs は供給
電圧）間のコイル電圧を一定間隔で切り替える動作によ
って、コイル電流をある欲ましい値に調節する。欲まし
いコイル電流値は、ユーザーが指令する電流チョッパー
回路への入力値となる。つまり、ユーザー自らが電流指
令信号を作成し、各モータ巻線の電流値を認識している
ため、ＩCOIL値は明白に把握されることになる。
【００２０】モータコイルの電圧は、電流ループ回路で
制御されるため、ユーザーには認識されていない。それ
で、コイル電圧を測定するには、別の測定装置が必要と
なる。コイル電圧を直接測定するのも１つの方法であ
る。しかし、直接測定するには、コイルのどちらの側も
固定電圧値をとらないため、微分増幅器が必要となる。
入力値のスイッチ動作で微分増幅器を作動させるのは至
難の技であって、以下に説明されているように、ともか
く不必要である。
制御されるため、ユーザーには認識されていない。それ
で、コイル電圧を測定するには、別の測定装置が必要と
なる。コイル電圧を直接測定するのも１つの方法であ
る。しかし、直接測定するには、コイルのどちらの側も
固定電圧値をとらないため、微分増幅器が必要となる。
入力値のスイッチ動作で微分増幅器を作動させるのは至
難の技であって、以下に説明されているように、ともか
く不必要である。
【００２１】完全ブリッジ増幅器にはいくつかの特性が
あって、例えば、図１に示されているようなＳＧＳトム
セン社のＬ６２０３モデルでは、かなり優れたコイル電
圧の間接測定が可能である。説明簡略のため、増幅器
は、トランジスタでの電圧降下が無い理想形だとする。
後ほどこの説明簡略はやめるが、以後の説明展開の理解
を助けるため、理想上の増幅器を仮定するものとする。
ただし、入力値ＶIN1 が大きい（＋５Ｖ）の場合はモー
タコイルの電圧は＋Ｖs とする。同様に、入力値ＶIN1
が小さい（０Ｖ）場合はモータコイルの電圧は−Ｖs と
なる。この２つの異なった状態から、 ＶCOIL＝（Ｖs ／２．５）＊（ＶIN1 −２．５） ．．．（４） が導き出される。
あって、例えば、図１に示されているようなＳＧＳトム
セン社のＬ６２０３モデルでは、かなり優れたコイル電
圧の間接測定が可能である。説明簡略のため、増幅器
は、トランジスタでの電圧降下が無い理想形だとする。
後ほどこの説明簡略はやめるが、以後の説明展開の理解
を助けるため、理想上の増幅器を仮定するものとする。
ただし、入力値ＶIN1 が大きい（＋５Ｖ）の場合はモー
タコイルの電圧は＋Ｖs とする。同様に、入力値ＶIN1
が小さい（０Ｖ）場合はモータコイルの電圧は−Ｖs と
なる。この２つの異なった状態から、 ＶCOIL＝（Ｖs ／２．５）＊（ＶIN1 −２．５） ．．．（４） が導き出される。
【００２２】（４）式から、増幅器への論理入力値の検
討により、コイル電圧が決定できる。さらにまた、ＶIN
1 が図１のＲＣフィルターへ搬送された場合には、 ＶF ＝ＶIN1 ／（ sＲf Ｃf ＋１） ＝（２．５＊ＶCOIL／Ｖs ＋２．５）／（ sＲf Ｃf ＋１） ．．．（５） が成り立つ。
討により、コイル電圧が決定できる。さらにまた、ＶIN
1 が図１のＲＣフィルターへ搬送された場合には、 ＶF ＝ＶIN1 ／（ sＲf Ｃf ＋１） ＝（２．５＊ＶCOIL／Ｖs ＋２．５）／（ sＲf Ｃf ＋１） ．．．（５） が成り立つ。
【００２３】ＤＣ部分が２．５ボルトに整定できる場
合、つまり数個のＲF ＣF の時定数がパスした場合は、
（５）式は以下のように削減される。 ＶF ＝（２．５＊ＶCOIL／Ｖs ）／（ sＲf Ｃf ＋１）＋２．５．．（６） または、 ＶCOIL／（ sＲf Ｃf ＋１）＝Ｖs ／２．５＊（ＶF −２．５） （７）
合、つまり数個のＲF ＣF の時定数がパスした場合は、
（５）式は以下のように削減される。 ＶF ＝（２．５＊ＶCOIL／Ｖs ）／（ sＲf Ｃf ＋１）＋２．５．．（６） または、 ＶCOIL／（ sＲf Ｃf ＋１）＝Ｖs ／２．５＊（ＶF −２．５） （７）
【００２４】いまここで、（３）式の右側の第１項がＶ
COIL1 ／（ｓＬ／Ｒ＋１）であったことを思い出してみ
る。そして、（７）式のＲf Ｃf 時定数が（３）式のＬ
／Ｒ時定数と等価ものを選択すると、その２つの式は等
しくなる。つまり、Ｒf Ｃf＝Ｌ／Ｒを選択してから
（７）式の右側の項を（３）式に代入すれば、 ｅｍｆ1 ／（ｓＬ／Ｒ＋１） ＝Ｖs ／２．５＊（ＶF1−２．５）−Ｒ＊ＩCOIL1 ｅｍｆ2 ／（ｓＬ／Ｒ＋１） ＝Ｖs ／２．５＊（ＶF2−２．５）−Ｒ＊ＩCOIL2 ．．．（８） が成立する。
COIL1 ／（ｓＬ／Ｒ＋１）であったことを思い出してみ
る。そして、（７）式のＲf Ｃf 時定数が（３）式のＬ
／Ｒ時定数と等価ものを選択すると、その２つの式は等
しくなる。つまり、Ｒf Ｃf＝Ｌ／Ｒを選択してから
（７）式の右側の項を（３）式に代入すれば、 ｅｍｆ1 ／（ｓＬ／Ｒ＋１） ＝Ｖs ／２．５＊（ＶF1−２．５）−Ｒ＊ＩCOIL1 ｅｍｆ2 ／（ｓＬ／Ｒ＋１） ＝Ｖs ／２．５＊（ＶF2−２．５）−Ｒ＊ＩCOIL2 ．．．（８） が成立する。
【００２５】すなわち（８）式は、インテル社の８０９
６マイクロプロセッサーでリアルタイムで演算できる逆
起電力電圧を決定するアルゴリズムである。８０９６マ
イクロプロセッサーはＡ／Ｄ変換器を内蔵しており、外
部からのアナログ入力を最大８個まで受け入れることが
できる。８０９６マイクロプロセッサーのアナログ入力
ピンは、図２で示されているように、両コイル（ＶF1と
ＶF2）の電圧ＶF をマイクロプロセッサーに直接伝送さ
せる。本実施例では、８０９６マイクロプロセッサーは
ＶF1とＶF2とをサンプルして、コイルの低域通過の逆起
電力電圧の離散時間値を計算する。８０９６マイクロプ
ロセッサーは、（２）式を使って以下のように、電流チ
ョッパー（図２）からのＶF1とＶF2の検出に基づいて電
気的位置値θｆを算定する。 θｆ＝ａｒｃｔａｎ（−ｅｍｆ1 ／（ sＬ／Ｒ＋１））／（ｅｍｆ2 ／（ｓＬ ／Ｒ＋１） ．．．（９）
６マイクロプロセッサーでリアルタイムで演算できる逆
起電力電圧を決定するアルゴリズムである。８０９６マ
イクロプロセッサーはＡ／Ｄ変換器を内蔵しており、外
部からのアナログ入力を最大８個まで受け入れることが
できる。８０９６マイクロプロセッサーのアナログ入力
ピンは、図２で示されているように、両コイル（ＶF1と
ＶF2）の電圧ＶF をマイクロプロセッサーに直接伝送さ
せる。本実施例では、８０９６マイクロプロセッサーは
ＶF1とＶF2とをサンプルして、コイルの低域通過の逆起
電力電圧の離散時間値を計算する。８０９６マイクロプ
ロセッサーは、（２）式を使って以下のように、電流チ
ョッパー（図２）からのＶF1とＶF2の検出に基づいて電
気的位置値θｆを算定する。 θｆ＝ａｒｃｔａｎ（−ｅｍｆ1 ／（ sＬ／Ｒ＋１））／（ｅｍｆ2 ／（ｓＬ ／Ｒ＋１） ．．．（９）
【００２６】その結果、（８）式の低域通過数値から逆
起電力信号を再生成することは、不必要となる。つま
り、それら低域通過数値を間接的に使用して電気的位置
値が算出されるからである。しかしながら、低域通過数
値の利用のさい、電気的位置値に測定誤差値が発生す
る。
起電力信号を再生成することは、不必要となる。つま
り、それら低域通過数値を間接的に使用して電気的位置
値が算出されるからである。しかしながら、低域通過数
値の利用のさい、電気的位置値に測定誤差値が発生す
る。
【００２７】回転速度規制の場合を、つまり、定速での
モータ運転、１回転につき２００ステップ数のモータの
電気周波数ωelecは欲ましい軸周波数ωＤＣの５０倍で
あると考えてみる。ＤＣ測定誤差は、逆起電力フィルタ
ーが決めるＤＣ位相シフトに起因する。フィルターによ
る位相遅延量は、速度に依存しており、次の式で表され
る。 θs hift ＝ａｔａｎ（ωelec＊（Ｌ／Ｒ）） ．．．（１０）
モータ運転、１回転につき２００ステップ数のモータの
電気周波数ωelecは欲ましい軸周波数ωＤＣの５０倍で
あると考えてみる。ＤＣ測定誤差は、逆起電力フィルタ
ーが決めるＤＣ位相シフトに起因する。フィルターによ
る位相遅延量は、速度に依存しており、次の式で表され
る。 θs hift ＝ａｔａｎ（ωelec＊（Ｌ／Ｒ）） ．．．（１０）
【００２８】周波数値ωelecの公称値ωnom は、８０９
６マイクロプロセッサーが作成するマイクロステップ電
流指令信号の周波数である。モータコイルと同じ時定数
Ｌ／Ｒを生成するのにＲf 値とＣf 値とを選択してお
り、公称値はωnom なので、電気的位置の算定値は、
６マイクロプロセッサーが作成するマイクロステップ電
流指令信号の周波数である。モータコイルと同じ時定数
Ｌ／Ｒを生成するのにＲf 値とＣf 値とを選択してお
り、公称値はωnom なので、電気的位置の算定値は、
【数１】 となる。ただし、θｆは（９）式から計算される。
【００２９】逆起電力電圧の算定値は、以前には無視さ
れたＨブリッジ駆動装置（例えば、図１のＬ６２０３ユ
ニット）の観念的でない（非理想）特性値を含むことに
より、改善されることができる。電圧降下や抵抗をもた
ないと前もって仮定されたトランジスターやダイオード
も、モータ電流の関数である公称電圧降下と微小信号等
価抵抗を当然有している。さらに、電圧損失値や抵抗値
などの回路パラメータは、再循環状態よりも「チャー
ジ」状態のときに異なる。そのため、指令電流のＤＣ誤
差のようなその他の非理想的現象にともなって、それら
特性値は、較正値設定や処理と同様のハードウエア上で
初期設定測定を実行することにより、部分的に修正する
ことが可能である。
れたＨブリッジ駆動装置（例えば、図１のＬ６２０３ユ
ニット）の観念的でない（非理想）特性値を含むことに
より、改善されることができる。電圧降下や抵抗をもた
ないと前もって仮定されたトランジスターやダイオード
も、モータ電流の関数である公称電圧降下と微小信号等
価抵抗を当然有している。さらに、電圧損失値や抵抗値
などの回路パラメータは、再循環状態よりも「チャー
ジ」状態のときに異なる。そのため、指令電流のＤＣ誤
差のようなその他の非理想的現象にともなって、それら
特性値は、較正値設定や処理と同様のハードウエア上で
初期設定測定を実行することにより、部分的に修正する
ことが可能である。
【００３０】図３は、駆動装置とモータの回路組合せを
モデル化するために使用される集中パラメータ回路であ
る。モデル回路の等価ＤＣオフセット電圧値ＶOFF とＡ
Ｃ抵抗値ＲACを決めるために、較正テストが行われる。
テストでは、２個のモータコイルが整合しているとの前
記の仮定を使用する。それにより、１組の電流基準指令
信号で両方のパラメータ値が決定できる。
モデル化するために使用される集中パラメータ回路であ
る。モデル回路の等価ＤＣオフセット電圧値ＶOFF とＡ
Ｃ抵抗値ＲACを決めるために、較正テストが行われる。
テストでは、２個のモータコイルが整合しているとの前
記の仮定を使用する。それにより、１組の電流基準指令
信号で両方のパラメータ値が決定できる。
【００３１】テストでは、一方のコイルに０Ａ、他のコ
イルに１Ａ、つまり、ＩCOIL1 ＝０、ＩCOIL2 ＝１と、
マイクロプロセッサーにより初期設定される。その後、
軸位置とコイルの電流が安定状態値になるまで、マイク
ロプロセサーは１秒間待機する。電流値が安定状態にな
ったとき（ｄｉ／ｄｔ＝０）、インダクタンスの影響が
なくなり、無視できることになる。同様に、モータ回転
軸が停止状態になったとき、逆起電力電圧は零となり
（逆起電力電圧幅はω値に比例している）、安定状態の
モデル回路は図４の集中パラメータ回路へと縮小され
る。それゆえ、２個のコイルは、以下の等式を満足させ
ることになる。 Ｖs ＊（ＶIN1 −ＶOFF ）／２．５＝０ Ｖs ＊（ＶIN2 −ＶOFF ）／２．５−ＲAC＊１＝０ 上記の２式は、下記のようにモデルパラメータ値を設定
する場合に使用できる。 ＶOFF ＝ＶIN1 ．．．（１２） ＲAC＝Ｖs ＊（ＶIN2 −ＶIN1 ）／２．５ ．．．（１３）
イルに１Ａ、つまり、ＩCOIL1 ＝０、ＩCOIL2 ＝１と、
マイクロプロセッサーにより初期設定される。その後、
軸位置とコイルの電流が安定状態値になるまで、マイク
ロプロセサーは１秒間待機する。電流値が安定状態にな
ったとき（ｄｉ／ｄｔ＝０）、インダクタンスの影響が
なくなり、無視できることになる。同様に、モータ回転
軸が停止状態になったとき、逆起電力電圧は零となり
（逆起電力電圧幅はω値に比例している）、安定状態の
モデル回路は図４の集中パラメータ回路へと縮小され
る。それゆえ、２個のコイルは、以下の等式を満足させ
ることになる。 Ｖs ＊（ＶIN1 −ＶOFF ）／２．５＝０ Ｖs ＊（ＶIN2 −ＶOFF ）／２．５−ＲAC＊１＝０ 上記の２式は、下記のようにモデルパラメータ値を設定
する場合に使用できる。 ＶOFF ＝ＶIN1 ．．．（１２） ＲAC＝Ｖs ＊（ＶIN2 −ＶIN1 ）／２．５ ．．．（１３）
【００３２】回路の時定数は駆動装置と巻線との組み合
わせの全抵抗値により決まるので、モデル設定や分析処
理のさいには、ＲAC値はモータ抵抗値Ｒの代わりとして
使用しなければならない。特に、Ｒf ＊Ｃf ＝Ｌ／ＲAC
となるよう、Ｒf 値とＣf 値を設定する必要がある。そ
して、増幅器の非理想的特性を全部もつようにするため
に、（８）式の算定アルゴリズムではＶOFF 値とＲAC値
を使用しなければならない。その結果、 ｅｍｆ1 ／（ sＬ／ＲAC＋１） ＝Ｖs ＊（ＶF1−ＶOFF ）／２．５−ＲAC＊ＩCOIL1 ｅｍｆ2 ／（ sＬ／ＲAC＋１） ＝Ｖs ＊（ＶF1−ＶOFF ）／２．５−ＲAC＊ＩCOIL2 ．．．（１４） が成立する。
わせの全抵抗値により決まるので、モデル設定や分析処
理のさいには、ＲAC値はモータ抵抗値Ｒの代わりとして
使用しなければならない。特に、Ｒf ＊Ｃf ＝Ｌ／ＲAC
となるよう、Ｒf 値とＣf 値を設定する必要がある。そ
して、増幅器の非理想的特性を全部もつようにするため
に、（８）式の算定アルゴリズムではＶOFF 値とＲAC値
を使用しなければならない。その結果、 ｅｍｆ1 ／（ sＬ／ＲAC＋１） ＝Ｖs ＊（ＶF1−ＶOFF ）／２．５−ＲAC＊ＩCOIL1 ｅｍｆ2 ／（ sＬ／ＲAC＋１） ＝Ｖs ＊（ＶF1−ＶOFF ）／２．５−ＲAC＊ＩCOIL2 ．．．（１４） が成立する。
【００３３】以上、モータをマイクロステップ操作する
ための回路に特定の追加機器を備えることなく、ステッ
パーモータ回転軸の位置を決定できる方法を述べた。さ
らに、それに必要なアルゴリズム演算ソフト処理は簡単
であって、迅速に実行できる。
ための回路に特定の追加機器を備えることなく、ステッ
パーモータ回転軸の位置を決定できる方法を述べた。さ
らに、それに必要なアルゴリズム演算ソフト処理は簡単
であって、迅速に実行できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 完全ブリッジ増幅器の機能図である。
【図２】 本発明による間接逆起電力検出のための装置
とそのソフトのブロック図である。
とそのソフトのブロック図である。
【図３】 駆動装置と巻線用の集中パラメータモデル回
路図である。
路図である。
【図４】 テストと較正のモード用の縮小モデル回路図
である。
である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ロバート エム．ロフタス アメリカ合衆国 14472 ニューヨーク州 ハニオイ フォールズ モンロー スト リート 74 (72)発明者 ジョン イー．マキンロイ アメリカ合衆国 82604 ワイオミング州 カスパー アルコバ ラウト ボックス 40 5120
Claims (1)
- 【請求項１】 ロータと、該ロモータの回転を制御する
ため別々に給電される複数の電磁界巻線とを有するステ
ッピングモータを制御する制御システムであって、 該ロータにより誘導された入電該磁界巻線の各々の逆起
電力を示す２個の信号を生成する手段と、 該ロータにより誘導された逆起電力を示す信号から該ロ
ータの実際位置を算定する信号を供給する手段と、 該ロータの所望位置に応じた基準信号を作成する手段
と、 所望位置の基準信号と該ロータの実際位置の信号とを比
較して誤差信号を生成する手段と、 その誤差信号に従って該ロータの位置を調整する手段
と、 を含むテッピングモータの制御システム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US78742391A | 1991-11-04 | 1991-11-04 | |
| US787423 | 1991-11-04 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05207799A true JPH05207799A (ja) | 1993-08-13 |
Family
ID=25141434
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4310938A Pending JPH05207799A (ja) | 1991-11-04 | 1992-10-26 | ステッピングモータの制御システム |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5378975A (ja) |
| JP (1) | JPH05207799A (ja) |
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| US7023165B2 (en) | 2004-04-02 | 2006-04-04 | Japan Servo Co., Ltd. | Stepping motor control apparatus |
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1992
- 1992-10-26 JP JP4310938A patent/JPH05207799A/ja active Pending
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|---|---|---|---|
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