CN101241378A - 输出可调节带隙基准源电路 - Google Patents

Abstract

一种输出可调节带隙基准源电路，其特征在于，包括：一高增益运算放大电路；一温度和电源无关的电压产生电路，该温度和电源无关的电压产生电路通过节点和与高增益运算放大电路的输入端连接，通过节点与高增益运算放大电路的输出端连接，从而实现钳制输出的作用；一启动电路，该启动电路的输出连接到与温度和电源无关的电压产生电路的节点，以防止温度和电源无关的电压产生电路进入死区；一输出调节电路，该输出调节电路的输入连接到与温度和电源无关的电压产生电路的节点，从而实现钳制输出的作用，其输出为整个带隙基准源电路的输出。

Description

输出可调节带隙基准源电路

技术领域

本发明涉及基准源(Bandgap)电路技术领域，特别是一种用于提供可变输出电压基准源(Bandgap)电路。

背景技术

基准电压源是集成电路中一个重要的单元模块，是模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)以及通信电路中的一个基本元件。它的温度稳定性以及抗噪声能力是影响模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)的转换精度的关键因素，甚至影响到整个系统的精度和性能。因此，设计一个好的基准电压源具有十分重要的现实意义。

带隙基准源电路由于具有低温度系数，低电源电压以及可与标准CMOS工艺兼容等优点而获得了广泛的研究和应用，其原理如图1所示。

带隙基准的工作原理是根据硅材料的带隙电压与电压和温度无关的特性，利用ΔVBE的正温度系数与双极型晶体管VBE的负温度系数相互抵消，实现低温漂、高精度的基准电压。如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的基极-发射级电压的差值就与绝对温度成正比。例如，Q1，Q2是两个相同的NPN管(IS1＝IS2)，集电极电流分别为nI0和I0，忽略基极电流影响，可得：

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}=V_{\mathrm{BE}1}-V_{\mathrm{BE}2}=V_T\ln \frac{{\mathrm{nI}}_0}{I_{S1}}-V_T\ln \frac{I_0}{I_{S2}}=V_T\ln n$

上式

$V_T=\frac{\mathrm{KT}}{q},$

k是波尔兹曼常数，T是绝对温度，q是单位电荷，ΔV_BE就表现出正温度系数。使两个电压的温度漂移相互抵消，从而可以得到在某一温度下为零温度系数的电压基准。

一个理想的稳定电压应该满足：1、电压受温度的影响很小，即有很小的温度系数；2、电压受电源电压VDD的影响很小，即有较高的电源抑制比。带隙电压的原理如图1所示，如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的基极-发射级电压的差值就与绝对温度成正比。例如，Q1，Q2是两个相同的NPN管(IS1＝IS2)，集电极电流分别为nI0和I0，忽略基极电流影响，可得：

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}=V_{\mathrm{BE}1}-V_{\mathrm{BE}2}=V_T\ln \frac{{\mathrm{nI}}_0}{I_{S1}}-V_T\ln \frac{I_0}{I_{S2}}=V_T\ln n$

上式 $V_T=\frac{\mathrm{KT}}{q},$ k是波尔兹曼常数，T是绝对温度，q是单位电荷，ΔV_BE就表现出正温度系数：

$\frac{\∂{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{BE}}}{\∂T}=\frac{k}{q}\ln n$

由于正向偏置的P N结的结电压具有负的温度系数，T≈300K时，

因此，利用正、负温度系数的电压可以设计出一个令人满意的零温度系数的基准。经典的带隙基准电路如图2所示：

QN、Q1为CMOS工艺中寄生纵向PNP晶体管，QN由8个PNP管并联构成。运算放大器钳制2、3点的电压，使得这两端的电压相等，即(3)：

I₀·R₁+V_BEN＝V_BE1

其中I0为流过电阻R1的电流，根据上式有V_BE1-V_BEN＝V_T ln n，于是I₀＝V_T·ln n/R₁，电流通过MOS管p1和p3复制，使得下式成立

$V_{\mathrm{REF}}=V_{\mathrm{BE}}+I_0\·R2=V_{\mathrm{BE}}+\frac{R_2}{R_1}{V}_T\ln n$

通过调整电阻的比值可以得到温度系数很小的稳定电压，利用特许半导体(Chartered)提供的0.35μm的工艺库，在HSPICE中仿真，得到输出Vref≈1.22V，温度在-20-100℃范围内变化时，ΔVref≈0.8mV，最大温度系数约为15ppm/℃；电源电压VDD在2.9V-3.7V范围内变化时，ΔVref≈0.7mV。

然而，由后面的电压-电流转换电路可知，利用这种结构产生的电压1.22V相对于3.3V的电源电压来说过高，很难将由此产生的电流利用共源共栅结构精确的复制给后级使用。利用图3所示电路便可以产生小于1V的基准电压。

其中，RF1＝RF2，运算放大器A钳制2、3点电压使之相等。虚线左边是启动电路，防止Bandgap电路工作在电流为零的工作点，MOS管S起到一个二级管的作用。当核心电路工作在电流为零的工作点的时候，S1点的电压高于2点的电压，S管导通，启动向Q1充电，使得核心电路导通，脱离零电流的工作点。

设RF＝RF1＝RF2。流过MOS管P1的电流分成两部分：一部分流过电阻RF2，另一部分流过R1，于是总电流为

$I_0=\frac{V_{\mathrm{BE}}}{R_F}+\frac{V_T}{R_1}\ln n$

MOS管P3复制P1管电流，输出电压

$V_{\mathrm{REF}}=R_2\·I_0=\frac{R_2}{R_F}(V_{\mathrm{BE}}+\frac{R_F}{R_1}{V}_T\ln n)$

在上式中，括号内表示的是带隙基准电压，很显然，可以通过调整电阻R2、RF2的比值来选择合适的电压。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种用于提供可变输出电压基准源(Bandgap)电路，这种方法已经被电路仿真所证明，并在芯片上实现。实验芯片的测试结果显示：与传统的电压基准源(Bandgap)电路相比，该电路的输出电压可调范围可达0.5V到1.5V，而芯片面积基本没有增加。

本发明一种输出可调节带隙基准源电路，其特征在于，包括：

一高增益运算放大电路；

一温度和电源无关的电压产生电路，该温度和电源无关的电压产生电路通过节点和与高增益运算放大电路的输入端连接，通过节点与高增益运算放大电路的输出端连接，从而实现钳制输出的作用；

一启动电路，该启动电路的输出连接到与温度和电源无关的电压产生电路的节点，以防止温度和电源无关的电压产生电路进入死区；

一输出调节电路，该输出调节电路的输入连接到与温度和电源无关的电压产生电路的节点，从而实现钳制输出的作用，其输出为整个带隙基准源电路的输出。

其中所用的与温度和电源无关的电压产生电路使用PNP晶体管构成。

其中所用的高增益运算放大电路由两级CMOS放大器组成。

其中所用的两级高增益运算放大电路，其中第一级是CMOS折叠式共源共栅结构的差分输入放大器，第二级为单管MOS放大器组成。

其中所用的温度和电源无关的电压产生电路由四个标准CMOS工艺中实现的双极PNP晶体管构成正负温度系数抵消电路构成。

其中其整个电路的输出电压是根据该电路中的电阻比值来调节，其调节关系由与温度和电源无关的电压产生电路的电阻和输出调节电路中的电阻的比值决定，其调节关系遵循以下公式：

VOUT＝(R2/RF2)×V1

其中：R2为电阻、RF2为电阻、V1为输出电压。

附图说明

为进一步说明本发明的具体技术内容，以下结合实施例及附图详细说明如后，其中：

图1是传统PTAT电压产生电路；

图2是经典带隙基准电路；

图3是完整低电压带隙基准电路；

图4VREF随温度、电压变化的仿真波形图；

图5完整的运算放大器电路。

具体实施方式

请参阅图3所示，本发明一种输出可调节带隙基准源电路，包括：

一高增益运算放大电路10，该高增益运算放大电路10由两级CMOS放大器组成，其中第一级是CMOS折叠式共源共栅结构的差分输入放大器，第二级为单管MOS放大器组成；

一温度和电源无关的电压产生电路20，该温度和电源无关的电压产生电路20通过节点2和3与高增益运算放大电路10的输入端连接，通过节点4与高增益运算放大电路10的输出端连接，从而实现钳制输出的作用；该与温度和电源无关的电压产生电路20使用PNP晶体管构成；该温度和电源无关的电压产生电路20由四个标准CMOS工艺中实现的双极PNP晶体管构成正负温度系数抵消电路构成

一启动电路30，该启动电路30的输出连接到与温度和电源无关的电压产生电路20的节点2，以防止温度和电源无关的电压产生电路20进入死区；

一输出调节电路40，该输出调节电路40的输入连接到与温度和电源无关的电压产生电路20的节点4，从而实现钳制输出的作用，其输出为整个带隙基准源电路的输出。

其中其整个电路的输出电压是根据该电路中的电阻比值来调节，其调节关系由与温度和电源无关的电压产生电路20的电阻50和输出调节电路40中的电阻60的比值决定，其调节关系遵循以下公式：

VOUT＝(R2/RF2)×V1

其中：R2为电阻60、RF2为电阻50、V1为输出电压。

根据图1，带隙基准的工作原理是根据硅材料的带隙电压与电压和温度无关的特性，利用ΔVBE的正温度系数与双极型晶体管VBE的负温度系数相互抵消，实现低温漂、高精度的基准电压。如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的基极-发射级电压的差值就与绝对温度成正比。得到输出Vref≈1.22V。对于电源电压来说过高，很难将由此产生的电流利用共源共栅结构精确的复制给后级使用。

根据图2的经典带隙基准电路，由于正向偏置的PN结的结电压具有负的温度系数，T≈300K时，因此，利用正、负温度系数的电压可以设计出一个令人满意的零温度系数的基准。

本发明是一种应用于模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)的输出可调节带隙基准源(Bandgap)电路(图3)，包括：高增益运算放大电路10，温度和电源无关的电压产生电路20，启动电路30，输出调节电路40。由于在低电压工艺下，传统电压基准源电路的输出电压为1.22V左右已难以适应要求，所以需要设计更低输出电压的基准源。其中运算放大电路10的一个实例电路如图5所示，是由两级放大器组成，第一级为折叠式共源共栅结构的差分输入放大器，第二级为单管MOS放大器组成，它主要是起到运算和钳制电压的作用。而与温度和电源无关的电压产生电路20由四个标准CMOS工艺中实现的双极晶体管构成正负温度系数抵消电路构成，该电路还包括了启动电路。该电路提供一个电阻比值输出电路可输出与传统与温度和电源无关的电压产生电路输出电压成一点比例的电压值，该比例由电阻R2 50和电阻RF260的比值的设计来调节。

所述的高增益运算放大电路10由两级CMOS放大器组成，其的增益大于90dB。所用的与温度和电源无关的电压产生电路使用PNP晶体管构成。

所述的两级高增益运算放大电路10，其中第一级是CMOS折叠式共源共栅结构的差分输入放大器，第二级为单管MOS放大器组成。

所述的温度和电源无关的电压产生电路20由四个标准CMOS工艺中实现的双极晶体管(PNP)构成正负温度系数抵消电路构成。

所述的输出电压可根据该电路提供一个电阻比值来调节，其调节关系由与温度和电源无关的电压产生电路20的两个电阻R2 50和电阻RF2 60的比值决定。

所述的其输出电压可根据该电路提供一个电阻比值来调节，其调节关系由式VOUT＝(R2/RF2)×V1决定。参考电压V1为传统基准源电路的输出电压。

通过以上分析，以下具体设计原形电路。我们利用图3所示电路便可以产生小于1V的基准电压。

其中，RF1＝RF2，运算放大器A钳制2、3点电压使之相等。虚线左边是启动电路30，防止Bandgap电路工作在电流为零的工作点，MOS管S起到一个二级管的作用。启动电路30的工作原理如下：当核心电路工作在电流为零的工作点的时候，S1点的电压高2点的电压，S管导通，启动向Q1充电，使得核心电路导通，脱离零电流的工作点。

输出调节电路40的工作原理如下：

设RF＝RF1＝RF2。流过MOS管P1的电流分成两部分：一部分流过电阻RF2，另一部分流过R1，于是总电流为

$I_0=\frac{V_{\mathrm{BE}}}{R_F}+\frac{V_T}{R_1}\ln n$

MOS管P3复制P1管电流，输出电压

$V_{\mathrm{REF}}=R_2\·I_0=\frac{R_2}{R_F}(V_{\mathrm{BE}}+\frac{R_F}{R_1}{V}_T\ln n)$

在上式中，括号内表示的是带隙基准电压，很显然，我们可以通过调整电阻R2、RF2的比值来选择合适的电压，在这里，我们选择R2/RF2＝3/4，产生电压VREF≈0.90V，这个电压值相对于3.3V的电源电压来说比较合适，能够减小后级电路设计的难度。用HSpice模拟该电路，VREF≈0.62V，当温度-20-100℃范围内变化，ΔVref≈0.55mV，最大温度系数约为10ppm/℃；电源电压VDD在2.9V-3.7V范围内变化时，ΔVref≈0.45mV。这个电路从工艺来说，其设计难度与图2所示电路的设计难度相当，因为两者使用的都是同一类型的电阻。这个电路所带来的缺点是：由于产生的VREF变小，而VREF的浮动相对于图2所示电路，几乎没有大的区别，因此电压的精度会相应的减小。所以，VREF的值不能选择太小，以保证精度。

在HSpice中仿真的结果如图4所示，其中图4(a)是VREF随温度变化的曲线，图4(b)是VREF随电源电压变化的曲线。由波形图可以看出，当温度在-20-100℃范围变化时，电压变化ΔVref≈1mV，最大温度系数约为18ppm/℃；当电源电压在2.9-3.7V范围内变化时，电压变化ΔVref≈0.8mV。虽然精度相对于经典Bandgap电路有所下降(主要由于低Vref引起)。

以下在介绍运算放大电路的设计，该电路均是两级运算放大器，第一级是折叠式共源共栅结构，第二级都是由单管MOS放大器组成，图5既是应用本发明中的运算放大器的电路的一实施例，图中，虚线左边是偏置电路。MOS管P8、P10采用的是低电压共源共栅结构，电容CC是补偿电容，用以补偿运放的相位裕度。其大小大约与负载电容相等。

Claims (6)

1. 一种输出可调节带隙基准源电路，其特征在于，包括：

一高增益运算放大电路；

一温度和电源无关的电压产生电路，该温度和电源无关的电压产生电路通过节点和与高增益运算放大电路的输入端连接，通过节点与高增益运算放大电路的输出端连接，从而实现钳制输出的作用；

一启动电路，该启动电路的输出连接到与温度和电源无关的电压产生电路的节点，以防止温度和电源无关的电压产生电路进入死区；

一输出调节电路，该输出调节电路的输入连接到与温度和电源无关的电压产生电路的节点，从而实现钳制输出的作用，其输出为整个带隙基准源电路的输出。

2. 根据权利要求1所述的输出可调节带隙基准源电路，其特征在于，其中所用的与温度和电源无关的电压产生电路使用PNP晶体管构成。

3. 根据权利要求2所述的输出可调节带隙基准源电路，其特征在于，其中所用的高增益运算放大电路由两级CMOS放大器组成。

4. 根据权利要求3所述的输出可调节带隙基准源电路，其特征在于，其中所用的两级高增益运算放大电路，其中第一级是CMOS折叠式共源共栅结构的差分输入放大器，第二级为单管MOS放大器组成。

5. 根据权利要求1或4所述的输出可调节带隙基准源电路，其特征在于，其中所用的温度和电源无关的电压产生电路由四个标准CMOS工艺中实现的双极PNP晶体管构成正负温度系数抵消电路构成。

6. 根据权利要求1所述的输出可调节带隙基准源电路，其特征在于，其中其整个电路的输出电压是根据该电路中的电阻比值来调节，其调节关系由与温度和电源无关的电压产生电路的电阻和输出调节电路中的电阻的比值决定，其调节关系遵循以下公式：

VOUT＝(R2/RF2)×V1

其中：R2为电阻、RF2为电阻、V1为输出电压。

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