CN103744464A - 一种具有电流补偿的带隙基准电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有电流补偿的带隙基准电路，包括带隙基准核心电路、补偿电流产生电路和启动电路。该基准电路在传统一阶温度补偿带隙基准的基础之上，由补偿电流产生电路产生一个与一阶温度补偿输出电压曲线互补的电流，并通过电阻R₇将该电流转换成电压，并与带隙基准核心电路产生的电压叠加求和，产生一个高精度的输出电压。该电路不需要特殊的工艺，仅通过增加少量MOS管和电阻就能实现高阶补偿，具有直观简单、易于理解、容易实现的优点。

Description

一种具有电流补偿的带隙基准电路

技术领域

本发明涉及一种带隙基准电路，属于模拟集成电路领域，具体涉及一种具有电流补偿的带隙基准电路。

背景技术

随着集成电路的快速发展，带隙基准以其良好的温度稳定性而被广泛应用在模拟、数字以及数模混合系统中，其性能好坏会直接影响系统的整体性能，尤其是在高精度的ADC和DAC中。近些年来，数据转换的精度不断提高，而传统一阶温度补偿的带隙基准源精度最高只能达到10ppm以上，很难满足高精度电路的设计要求，为了得到精度更高的基准电压，必须对其进行高阶温度补偿。

国内外已经提出很多高阶温度补偿的方法，归结起来有以下几类：VBE线性化方法、指数温度补偿、分段线性补偿、电阻比率法。VBE线性化方法利用两个VBE叠加产生一个非线性电压分量VNL=VTln(T/T0)，再用这个分量乘以某个系数后带入VBE来抵消其中的非线性项，其缺点是电阻比值的变化对整个电路的影响非常大，所以对于电阻比值的精度要求是相当高的；指数温度补偿利用Bipolar的电流增益β随温度呈指数型变化的规律对基准电压做温度补偿，缺点是由于该电路采用晶体管的工艺参数β来进行曲率校正，而实际中β变化范围很大，这使得补偿效果大大弱化；分段线性补偿将整个温度范围分成若干段，在每个小段内，基准电压随温度的偏移量将大大减小，分出的段数越多，偏移量越小，从而有效的提高整个温度范围内的电压精度，其缺点是补偿电路结构复杂，使芯片的面积变大、功耗增加；电阻比率法是利用两种具有不同温度系数的电阻做二次温度补偿，其缺点是对工艺稳定性和一致性要求较高。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提供了一种具有电流补偿的带隙基准电路，克服VBE线性化方法、指数温度补偿、分段线性补偿、电阻比率法对工艺要求高、电路结构复杂等缺点。补偿电路仅用到MOS管和电阻，而且电阻不需要绝对精确，只需要保证它们的比例精确即可，是一种直观简单、易于理解、容易实现的电流补偿方法。

本发明提供的具有电流补偿的带隙基准电路包括带隙基准核心电路1，补偿电流产生电路2和启动电路3，其中，

带隙基准核心电路1：用于产生一阶补偿的基准电压；

补偿电流产生电路2：用于产生所述带隙基准核心电路2补偿电流，在低温段和高温段电流值较大，在中间温度区域电流值较低。

启动电路3：上电时，用于产生所述带隙基准核心电路2的启动电流，避免电路在上电后进入简并偏置点，当启动完成后，关断启动电流，从而降低电路功耗。

本发明所提供的带隙基准电路具有以下有益效果：

1、补偿电路仅用到MOS管和电阻，而且电阻不需要绝对精确，只需要保证它们的比例精确即可，对工艺稳定性要求低。

2、电压叠加仅通过一个电阻就可以实现，不需要额外的电流镜，而且该电阻取自原有一阶补偿基准电路输出电阻的一部分，整个电路使用同一类型电阻，减少掩模板数量，最大程度节约设计成本。

3、整个基准电路温度系数低至2ppm，低频电源电压抑制比可达88dB。

附图说明

图1是一阶温度补偿的带隙基准的电路结构图；

图2是补偿电流产生电路的原理图；

图3是本发明提出的具有电流补偿的带隙基准的电路结构图；

图4是基准电压补偿前后以及补偿电流的温度曲线；

图5是本发明提出的具有电流补偿的带隙基准的电源抑制比。

具体实施方式

为了深入了解本发明，下面结合附图及具体实施例对本发明进行详细说明。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明作进一步的详细说明。

参见附图3，本发明提供的具有电流补偿的带隙基准电路，包括带隙基准核心电路1，补偿电流产生电路2和启动电路3，其中，

带隙基准核心电路1：用于产生一阶补偿的基准电压；

补偿电流产生电路2：用于产生带隙基准核心电路2补偿电流，在低温段和高温段电流值较大，在中间温度区域电流值较低。

启动电路3：上电时，用于产生带隙基准核心电路2的启动电流，避免电路在上电后进入简并偏置点，当启动完成后，关断启动电流，从而降低电路功耗。

其中，作为带隙基准核心电路的一种具体的实现方式，带隙基准核心电路包括：一个运算放大器A₁，三个PMOS管M₁、M₂和M₃，两个NPN管Q₁和Q₂，七个电阻R₁～R₇；M₁、M₂和M₃的源极连接直流电源，栅极连接运算放大器A₁的输出，M₁的漏极连接A₁的负输入端，M₂的漏极连接A₁的正输入端，M₃的漏极连接电阻R₆的一端，R₆的另一端连接R₇的一端，R₇的另一端接地，Q₁和Q₂的发射极接地，Q₁的基极和集电极连接A₁的负输入端，Q₂的基极和集电极连接R₃的一端，R₃的另一端连接A₁的正输入端，R₁的一端连接A₁的负输入端，R₁的另一端连接R₂的一端，R₂的另一端接地，R₄的一端连接A₁的正输入端，R₄的另一端连接R₅的一端，R₅的另一端接地。

其中，作为补偿电流产生电路的一种具体的实现方式，补偿电流产生电路包括：一个电压缓冲器A₂，三个PMOS管M₄、M₅和M₆，五个NMOS管M₇～M₁₁，四个电阻R₈～R₁₁；A₂的正输入端连接M₃的漏极，A₂的负输入端连接其输出，形成一个增益为1的电压缓冲器，M₄、M₅和M₆的源极连接直流电源，栅极连接M₇的漏极，M₇的漏极连接M₄的漏极，M₇的栅极连接A₂的负输入端，M₇的源极连接R₈的一端，R₈的另一端接地，M₈和M₉的漏极连接M₅的漏极，M₈的栅极连接R₅的一端，M₈的源极连接R₇的一端，M₉的栅极连接R₁₁的一端，M₉的源极接地，M₁₀和M₁₁的漏极连接M₆的漏极，M₁₀的栅极连接R₅的一端，M₁₀的源极接地，M₁₁的栅极连接R₁₀的一端，M₁₁的源极连接R₇的一端，R₉的一端连接A₂的输出，R₉的另一端连接R₁₀的一端，R₁₀的另一端连接R₁₁的一端，R₁₁的另一端接地。

其中，作为启动电路的一种具体的实现方式，启动电路包括三个PMOS管M₁₂、M₁₃、M₁₄和M₁₅，两个NMOS管M₁₆和M₁₇；M₁₂、M₁₄和M₁₅的源极连接直流电源，M₁₂的栅极和漏极连接M₁₃的源极，M₁₄的栅极和漏极连接M₁₇的漏极，M₁₅的栅极连接M₁₄的栅极，M₁₅的漏极连接M₁的漏极，M₁₃的栅极和漏极连接M₁₆的漏极，M₁₆的栅极连接Q₁的基极，M₁₆的源极接地，M₁₇的栅极连接M₁₆的漏极，M₁₇的源极接地。

本发明的基本思想是：由于传统一阶补偿带隙基准的输出为近似开口向下的抛物线形状，要实现对其进行补偿，需要使用一个近似开口向上的抛物线形状的电压与其叠加，此电压可通过电流作用在电阻上产生。因此本发明的核心就是补偿电流的产生。

PN结的正向电压具有负温度系数，因此双极型晶体管的基极-发射极电压也具有负温度系数，当V_BE≈750mV,T=300K时,如果两个双极型晶体管工作在不相等的电流密度下，它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比，ΔV_BE=V_TlnN（N为两个同样的晶体管的集电极电流之比），利用以上两个正负温度系数的电压理论上可以得到一个与温度无关的基准电压。图1为传统一阶温度补偿的带隙基准源，M₁、M₂和M₃为镜像MOS管，可以精确的复制电流；A为误差放大器，高电压增益保证了X和Y两点的电压相等；Q₂由N个同样的Q₁并联而成；R₁=R₂。因此有以下关系：

ΔV_BE＝V_BEQ1-V_BEQ2＝V_TlnN              (1)

I_R3＝ΔV_BE/R₃＝V_TlnN/R₃             (2)

I_R1＝I_R2＝V_BEQ1/R₁＝V_BEQ1/R₂              (3)

I_M1＝I_M2＝I_R2+I_R3＝V_BEQ1/R₂+V_TlnN/R₃       (4)

I_M3＝I_M1＝I_M2                         (5)

V_OUT＝I_M3×R₄＝(V_BEQ1/R₂+V_TlnN/R₃)×R₄     (6)

由(1)～(6)，选取合适的R₁、R₂、R₃和N，可以得到不随温度变化的电流I_M3，再选择合适的R₄得到所需的电压。经过参数调整之后的一阶温度补偿的带隙基准源其输出近似为一开口向下的抛物线（如图4曲线2所示），其温度系数大于10ppm，不能满足高精度设计要求，因此需要在此电路基础上对其进行高阶温度补偿。

图2是产生上述补偿电流的原理图，其中I₁和I₂为电流源，其电流均为I_SS；V_B1和V_B2是与温度无关的偏置电压，且V_B1<V_B2；V_TEMP是随温度升高而下降的电压。存在以下关系：

$I_{M1}-I_{M2}=\frac{1}{2}\&CenterDot;K\&CenterDot;(V_{\mathrm{TEMP}}-V_{B1})\&CenterDot;\sqrt{\frac{1I_{\mathrm{SS}}}{K}{(V_{\mathrm{TEMP}}-V_{B1})}^2}---\left(7\right)$

I_M1+I_M2=I_SS                           (8)

其中：K=μ_n·C_OX·W/L,

由（7）、（8）可求得：

$I_{M2}=\frac{1}{2}\&CenterDot;I_{\mathrm{SS}}-\frac{1}{4}\&CenterDot;K\&CenterDot;(V_{\mathrm{TEMP}}-V_{B1})\&CenterDot;\sqrt{\frac{4I_{\mathrm{SS}}}{K}-{(V_{\mathrm{TEMP}}-V_{B1})}^2}---\left(9\right)$

同理可以求得：

$I_{M4}=\frac{1}{2}\&CenterDot;I_{\mathrm{SS}}-\frac{1}{4}\&CenterDot;K\&CenterDot;(V_{B2}-V_{\mathrm{TEMP}})\&CenterDot;\sqrt{\frac{4I_{\mathrm{SS}}}{K}-{(V_{B2}-V_{\mathrm{TEMP}})}^2}---\left(10\right)$

I_COMP=I_M2+I_M4                              (11)

令

求得:此时ICOMP取得最小值，其值为：

$I_{\mathrm{COMP}}=I_{\mathrm{SS}}-\frac{1}{2}\&CenterDot;K\&CenterDot;\left(\frac{V_{B2}-V_{B1}}{2}\right)\&CenterDot;\sqrt{\frac{4I_{\mathrm{SS}}}{K}-{\left(\frac{V_{B2}-V_{B1}}{2}\right)}^2}---\left(12\right)$

由(11)、(12)可以看出，当温度处于中间某一温度使得V_TEMP=(V_B1+V_B2)/2时，I_COMP最小。当温度变低时，V_TEMP升高，I_COMP随之变大；当温度变高时，V_TEMP降低，I_COMP也随之变大，这样电流曲线就形成一个近似开口向上的抛物线形状。把I_COMP作用在输出电阻的一部分上即可实现对输出电压的温度补偿。

图3为本发明提供的具有电流补偿的带隙基准电路的一个具体实施例，其中模块1为带隙基准核心电路，其结构和图1相同，误差放大器采用了输入级高度对称的两级级联结构，减小了输入失调电压引起的误差。电阻类型和补偿电流产生电路的电阻类型一致，并且取同一单位电阻，提高了电阻匹配性。考虑到在绘制版图时晶体管的匹配，Q₁和Q₂的个数比取为1：8，晶体管阵列为3×3，Q₁在阵列中央，Q₂环绕Q₁一圈摆放。

模块2为补偿电流产生电路，A₂是单位增益缓冲器，把带隙基准源的输出电压作用在分压电阻上，产生图2中与温度无关的偏置电压V_B1和V_B2；右边电路结构和图2相同，其中电流源是由带隙基准源的输出通过一个源极跟随器作用在电阻R₈上产生，调节R₈的阻值可以改变电流源的电流值，该电流通过镜像得到图2中的I₁和I₂。由(3)可得：

I_R4＝V_BEQ1/(R₁+R₂)＝V_BEQ1/(R₃+R₄)         (13)

$V_{\mathrm{TEMP}}=V_{R4}=I_{R4}\&times;R_4=V_{\mathrm{BEQ}1}\frac{R_4}{R_3+R_4}---\left(14\right)$

由于V_BEQ1具有负温度系数，所以V_TEMP具有负温度系数，这样V_TEMP就不需要额外的专门的电路来产生。

模块3为启动电路，上电时，M₁₆栅极为低电平，电源通过M₁₂和M₁₃将M₁₇的栅极拉至高电平，M₁₇打开，产生启动电流，完成启动，避免了电路在上电后进入简并偏置点，当启动完成后，M₁₆栅极为高，将M₁₇栅极拉低，关断启动电流，从而降低了电路功耗，M₁₂和M₁₃为倒比管，降低了该通路消耗的电流。

图4中曲线2是未加温度补偿的输出曲线，经过参数调整，其最高精度为12.6ppm；曲线3是补偿电流的曲线，正如前文所述，其形状近似为开口向上的抛物线；曲线1是加入温度补偿电路后的输出曲线，在-40℃～125℃范围内，其输出电压仅变化0.4mV，对应的温度系数为2.1ppm。

图5是电源抑制比仿真曲线，低频时其电源抑制比(PSRR)可达88dB。

图4和图5说明采用本发明设计的具有电流补偿的带隙基准电路，能够输出高精度的基准电压，并且低频时电源抑制比(PSRR)较高，充分证明了本发明所提出的上述方案是可行的，有较好的实际应用意义。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种具有电流补偿的带隙基准电路，包括带隙基准核心电路（1），补偿电流产生电路（2）和启动电路（3），其中，

带隙基准核心电路（1）：用于产生一阶补偿的基准电压；

补偿电流产生电路（2）：用于产生所述带隙基准核心电路（2）补偿电流，在低温段和高温段电流值较大，在中间温度区域电流值较低。

启动电路（3）：上电时，用于产生所述带隙基准核心电路（2）的启动电流，避免电路在上电后进入简并偏置点，当启动完成后，关断启动电流，从而降低电路功耗。

2.如权利要求1所述的带隙基准电路，其特征在于，所述带隙基准核心电路包括：一个运算放大器A₁，三个PMOS管M₁、M₂和M₃，两个NPN管Q₁和Q₂，七个电阻R₁～R₇；M₁、M₂和M₃的源极连接直流电源，栅极连接运算放大器A₁的输出，M₁的漏极连接A₁的负输入端，M₂的漏极连接A₁的正输入端，M₃的漏极连接电阻R₆的一端，R₆的另一端连接R₇的一端，R₇的另一端接地，Q₁和Q₂的发射极接地，Q₁的基极和集电极连接A₁的负输入端，Q₂的基极和集电极连接R₃的一端，R₃的另一端连接A₁的正输入端，R₁的一端连接A₁的负输入端，R₁的另一端连接R₂的一端，R₂的另一端接地，R₄的一端连接A₁的正输入端，R₄的另一端连接R₅的一端，R₅的另一端接地。

3.如权利要求2所述的带隙基准电路，其特征在于，所述补偿电流产生电路包括：一个电压缓冲器A₂，三个PMOS管M₄、M₅和M₆，五个NMOS管M₇～M₁₁，四个电阻R₈～R₁₁；A₂的正输入端连接M₃的漏极，A₂的负输入端连接其输出，形成一个增益为1的电压缓冲器，M₄、M₅和M₆的源极连接直流电源，栅极连接M₇的漏极，M₇的漏极连接M₄的漏极，M₇的栅极连接A₂的负输入端，M₇的源极连接R₈的一端，R₈的另一端接地，M₈和M₉的漏极连接M₅的漏极，M₈的栅极连接R₅的一端，M₈的源极连接R₇的一端，M₉的栅极连接R₁₁的一端，M₉的源极接地，M₁₀和M₁₁的漏极连接M₆的漏极，M₁₀的栅极连接R₅的一端，M₁₀的源极接地，M₁₁的栅极连接R₁₀的一端，M₁₁的源极连接R₇的一端，R₉的一端连接A₂的输出，R₉的另一端连接R₁₀的一端，R₁₀的另一端连接R₁₁的一端，R₁₁的另一端接地。

4.如权利要求2所述的带隙基准电路，其特征在于，所述启动电路包括三个PMOS管M₁₂、M₁₃、M₁₄和M₁₅，两个NMOS管M₁₆和M₁₇；M₁₂、M₁₄和M₁₅的源极连接直流电源，M₁₂的栅极和漏极连接M₁₃的源极，M₁₄的栅极和漏极连接M₁₇的漏极，M₁₅的栅极连接M₁₄的栅极，M₁₅的漏极连接M₁的漏极，M₁₃的栅极和漏极连接M₁₆的漏极，M₁₆的栅极连接Q₁的基极，M₁₆的源极接地，M₁₇的栅极连接M₁₆的漏极，M₁₇的源极接地。

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