CN101147313A

CN101147313A - 功率转换装置

Info

Publication number: CN101147313A
Application number: CNA2006800094322A
Authority: CN
Inventors: 浅井孝公
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-12-12
Filing date: 2006-12-07
Publication date: 2008-03-19
Anticipated expiration: 2026-12-07
Also published as: EP1962412B1; JP4343897B2; EP1962412A4; WO2007069530A1; CN101147313B; JP2007166734A; US7889529B2; EP1962412A1; US20090052211A1

Abstract

在这种将具有第1及第2主端子和控制端子的功率半导体开关的多个串联连接体并联连接构成的桥式功率转换装置中，设置栅极驱动电路，该栅极驱动电路用于所述功率半导体开关的第1主端子和控制端子之间仅在所述功率半导体开关关断时，将所述功率半导体开关的第1及第2主端子间的电压限制在规定值。

Description

功率转换装置

技术领域

本发明涉及采用半导体开关元件的功率转换装置，尤其是将电池等直流功率转换成多相交流功率，驱动旋转电机的桥式功率转换装置。

背景技术

在使用半导体开关元件的功率转换装置中，导通的半导体开关元件的正向(例如，若是MOSFET则从漏极向源极的方向)上来自直流电源的电流流动时，若使该半导体开关元件截止切断电流，则由于电源线路产生的寄生电感，在截止的半导体开关元件的主端子间产生冲击电压。当该冲击电压超过半导体开关元件的耐压时，致使元件损坏，所以，迄今为止提出各种抑制冲击电压的手段。

现有的作为冲击电压抑制手段的一个例子，示于日本特開平6-326579号公報(参照专利文献1)。在该手段中，为了将MOSFET的漏极端子和源极端子间产生的冲击电压限制在规定电压，因此在MOSFET的栅极端子和源极端子之间连接稳压二极管和反相阻断二极管的串联电路，作为栅极驱动电路。使MOSFET导通驱动，当切断负载上流动的电流时，由于电源线路的寄生电感，在MOSFET的漏极端子和源极端子之间产生冲击电压。该冲击电压一旦超过稳压二极管的击穿电压和反相阻断二极管的正向电压之和，电流就从MOSFET的漏极流入栅极MOSFET导通，一边将冲击电压限制在规定的电压，一边还能吸收MOSFET上寄生电感的能量。

但是，在将上述现有半导体开关元件的栅极驱动电路用于多相桥式功率转换装置时，由于稳压二极管特性的偏差，在各相的半导体开关元件关断时所消耗的寄生电感能量集中于特定相的半导体开关元件，有可能因损耗增大而直至过热损坏。

此外，因各半导体开关元件的损耗不均等，由于要进行合乎损耗最大的半导体开关元件的散热设计，因此功率转换装置的散热电路增大，存在的问题是恰好与追求小型、重量轻的车用装置背道而驰。

以下，以适用于车用功率转换装置的图9～图11的情况为例，详细说明上述现有技术的问题。图9表示利用功率转换装置70将电池90的直流功率转换成三相交流功率驱动电动发电机80驱动发动机，或通过功率转换装置70将由于伴随发动机驱动的电动发电机80的旋转而产生的三相交流功率整流转换成直流功率的系统总体构成。还有，Ldc表示因电池90和功率转换装置70间的直流电源线路的配线造成的寄生电感。

另外，省略了励磁电路及传感器电路等。功率转换装置70是由N沟道型的功率MOSFET30a～30f构成的三相桥式电路，高电压侧直流端子P和低电压侧直流端子N间连接电池90。另外，连接三相电桥各相(U相、V相、W相)中点的交流端子U、V、W分别与电动发电机80的U、V、W定子线圈相连。功率MOSFET50a～50f与栅极驱动电路30a～30f连接，再在其上游连接控制电路40。

图1 0表示图9的栅极驱动电路30a的内部电路，按照控制电路40的开关控制信号UH，栅极驱动器20通过栅极电阻Rg驱动功率MOSFET50a。另外，功率MOSFET50a的栅极端子和漏极端子之间连接稳压二极管Z1a和反相阻断二极管D1的串联连电路。还有，图9的其它栅极驱动电路30b～30f内部的电路构成也和图1 0相同，设各稳压二极管为Zlb～Z1f，V相栅极驱动电路30c、30d的稳压二极管Z1c、Z1d的击穿电压，比其它相的稳压二极管Z1a、Z1b、Z1e、Z1f小几伏。

图11表示在图9中从控制电路40输出导电角180度的矩形控制信号，将规定频率交流功率供给电动发电机80驱动时的动作波形。UH、UL、VH、VL、WH、WL为从控制电路40输出的各功率MOSFET50a～50f的开关控制信号，高电平表示导通指令、低电平表示截止指令。还有，在控制信号的开关切换定时上设置防止短路时间。Vpn为功率转换装置70的P端子和N端子间的电压。Vgs(50a)、Vgs(50b)、Vgs(50c)、Vgs(50d)、Vgs(50e)、Vgs(50f)分别为功率MOSFET50a～50f的栅极·源极间电压，中间电压的区间表示栅极驱动电路30a～30f动作将因寄生电感Ldc产生的冲击电压限制在规定值。

以下，说明图11的动作。例如，根据VH的关断指令，Vgs(50c)减小，当功率MOSFET50c关断时，功率MOSFET50c的漏极·源极之间由于寄生电感Ldc产生冲击电压，在Vpn上也产生几乎相同电平的冲击电压。而当该冲击电压超过栅极驱动电路30c的稳压二极管Zlc的击穿电压和反相阻断二极管D1的正向电压之和时，Vgs(50c)慢慢地减少到功率MOSFET50c的导通阈值附近，边将冲击电压限制在栅极驱动电路30c的规定电平，边用功率MOSFET50c吸收寄生电感Ldc的能量。即关断的功率MOSFET50c吸收寄生电感Ldc的能量。但是，根据UL、WH的关断指令当功率MOSFET50b、50e关断产生冲击电压时，稳压二极管击穿电压低的V相的正在关断一侧的功率MOSFET50c的栅极驱动电路30c对该冲击电压最先作出反应。其结果，Vgs(50c)上升到功率MOSFET50c的导通阈值附近呈导通状态，一边将冲击电压限制在栅极驱动电路30c的规定电平、一边用功率MOSFET50c吸收寄生电感Ldc的能量。即不是关断的功率MOSFET50b、50e，而是稳压二极管击穿电压低的栅极驱动电路30c控制的功率MOSFET50c，吸收寄生电感Ldc的能量。同样，功率MOSFET50d吸收功率MOSFET50a、50d、50f关断时消耗的寄生电感Ldc的能量。

这样，根据构成栅极驱动电路的稳压二极管击穿电压的偏差情况，要考虑到：稳压二极管击穿电压低的栅极驱动电路控制的特定相的功率MOSFET不仅吸收在自己一相关断时所消耗的寄生电感Ldc的能量，而且完全吸收其它相关断时所消耗的寄生电感Ldc的能量，该特定相的功率MOSFET会因损耗增大而过热损坏。此外，由于各半导体开关元件上的损耗不均等，散热设计要适合损耗最大的半导体开关元件，因此功率转换装置的散热电路变大。

专利文献1：日本特開平6-326579号公報

发明内容

本发明为解决上述问题而提出，其目的在于提供一种对其它相功率MOSFET关断产生的冲击电压不作出反应，仅对因自己一相的关断产生的冲击电压作出相应动作的半导体开关的栅极驱动电路。

本发明在将具有第1及第2主端子和控制端子的功率半导体开关的将多个串联连接体并联连接构成的桥式功率转换装置中，设置栅极驱动电路，该栅极驱动电路用于所述功率半导体开关的第1主端子和控制端子之间仅在所述功率半导体开关关断时，将所述功率半导体开关的第1及第2主端子间的电压限制在规定值。

在各功率半导体开关关断时所消耗的直流电源线路的寄生电感的能量，因为仅由关断的功率半导体开关吸收，因此即使在各栅极驱动电路的规定限制电压上存在相间的偏差，各功率半导体开关不会发生由于其它相的关断而造成损耗，防止因损耗集中乃至过热损坏。另外，由于损耗均匀所以每一个功率半导体开关的最大损耗变小，能使功率半导体装置小型化。

附图说明

图1为表示本发明实施方式1的半导体开关的栅极驱动电路及其外部构成的方框图。

图2为将图1的半导体开关电路置换成具体的电路元件的电路图。

图3为由图2的栅极驱动电路驱动的功率MOSFET从导通到截止的波形示例。

图4为本发明实施方式的电动发电机的三相驱动发电系统的总体构成图。

图5为表示驱动图4中电动发电机时的动作波形。

图6为表示本发明实施方式2的半导体开关的栅极驱动电路及其外部构成的方框图。

图7为将图6的半导体开关电路置换成具体的电路元件的电路图。

图8为由图7的栅极驱动电路驱动的功率MOSFET从导通到截止的波形示例。

图9为现有例子中的电动发电机的驱动发电系统的总体构成图。

图10为表示图9的栅极驱动电路内部构成的电路图。

图11表示图9中驱动电动发电机时的动作波形。

具体实施方式

实施方式1

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。以下的说明中同一构件用同一标号表示。图1为表示本发明实施方式1的半导体开关的栅极驱动电路及其外部构成的方框图，为从构成多相桥式功率转换装置的多个中提取其中1个的半导体开关部分。图中，半导体开关51为N沟道型的功率MOSFET(以后简称为‘功率MOSFET’)，可利用与控制电路41之间连接的栅极驱动电路31进行开关驱动。

以下，说明栅极驱动电路31的内部构成。栅极驱动器21将来自控制电路41的以GND电位为基准的开关控制信号，转换成以功率MOSFET51的源极端子为基准的信号电平，放大驱动力通过栅极电阻Rg对功率MOSFET的栅极端子和源极端子之间供给电压，进行开关驱动。另外，在功率MOSFET51的漏极端子连接稳压二极管Z1的阴极端子，栅极端子连接反相阻断二极管D1的阳极端子，在稳压二极管Z1的阴极端子和反相阻断二极管D1的阳极端子之间，连接由功率MOSFET51的栅极·源极间电压控制的半导体开关电路11。

图2为将图1的半导体开关电路11的方框用具体的电路元件置换表示的电路图。半导体开关电路11具有多级MOSFETQ2和pnp型的晶体管Q1，输出级的晶体管Q1的发射极端子与稳压二极管Z1的阳极端子连接、集电极端子与反相阻断二极管D1的阳极端子连接。另外晶体管Q1的基极端子与电阻R1和电阻R2连接，电阻R1的另一端与晶体管Q1的发射极端子连接，电阻R2的另一端与MOSFETQ2的漏极端子连接。再有，MOSFETQ2的源极端子与功率MOSFET51的源极端子连接，栅极端子与功率MOSFET51的栅极端子连接。还有MOSFETQ2的导通阈值电压(例如1V)可选择比功率MOSFET51的导通阈值电压(例如4V）小的特性。

图3为模式地表示由图2的栅极驱动电路31驱动的功率MOSFET51从导通状态到截止状态各部分的波形示例。Vgs(51)、Vds(51)、Id(51)分别表示功率MOSFET51的栅极·源极间的电压、漏极·源极间的电压、漏极电流。另外，If(D1)表示反相阻断二极管正向电流、Vgs(Q2)表示MOSFETQ2的栅极·源极间电压(＝Vgs(51))。

以下，对在图3示出的各个区间本实施方式的动作进行说明。

区间A，其状态为根据来自控制电路41的导通指令栅极驱动器21驱动功率MOSFET51导通，正向(从漏极向源极方向)的电流从图中未示出的直流电源经图中未示出的直流电源线路的寄生电感Ldc流动。这时MOSFETQ2为导通状态，但由于Vds(51)比稳压二极管Z1的击穿电压(导通阈值电压)足够小，因此晶体管Q1由于电阻R1变成截止。另外，反相阻断二极管D1阻止电流在半导体开关电路11上流动。

区间B，自控制电路41输出关断指令，依照该指令驱动栅极驱动器21关断，Vgs(51)开始下降，到达导通阈值附近的电压以前开关一直不动作。

区间C，当Vgs(51)到达导通阈值附近的电压时，随着功率MOSFET5 1的导通电阻急剧上升Vds(51)上升，这时的Vgs(51)由于密勒效应减少速率急剧降低几乎横着无变化。

区间D，当Vds(51)超过直流电源的电压时Id(51)开始减小。然后，在Vds(51)上产生取决于Id(51)的减少速度和直流电源线路的寄生电感Ldc相乘的冲击电压。

区间E，Vds(51)的冲击电压在到达稳压二极管Z1的击穿电压和反相阻断二极管D1的正向电压在此时的Vgs(51)的和时，MOSFETQ2依旧保持导通状态(MOSFETQ2的导通阈值电压比功率MOSFET51的导通阈值电压小)。因此，稳压二极管Z1的击穿电流通过MOSFETQ2晶体管Q1的基极电流流动晶体管Q1转为导通，为了使从功率MOSFET51的漏极到栅极Id(51)的减少速率为一定调整Vgs(51)的减少速率，就这样地If(D1)流动呈平衡状态。其结果，由直流电源线路的寄生电感Ldc产生的冲击电压被限制在取决于稳压二极管Z1击穿电压的规定值。

区间F，Id(51)变成零，当因功率MOSFET51的关断所消耗的直流电源线路的寄生电感的能量全部被功率MOSFET51吸收时，功率MOSFET51完全呈关断状态。这时，因为Vds(51)降低成直流电源的电压使稳压二极管Z1的击穿电压下降，因此If(D1)和晶体管Q1的基极电流一起变成零，晶体管Q1靠电阻R1变成零。此后，Vgs(Q2)下降当降低导通阈值时MOSFETQ2也变成截止状态。

区间G，根据来自控制电路41的截止信号栅极驱动器2 1通过栅极电阻Rg维持功率MOSFET51的截止状态。另外，由于MOSFETQ2也通过栅极驱动器21维持功率MOSFET51的截止状态，所以也和Q1同样地维持截止状态。因此在该区间由于即使Vds(51)超过稳压二极管Z1的击穿电压If(D1)也不会流动，所以不作功率MOSFET导通吸收冲击电压的能量的动作。

以下，对将多相桥式功率转换装置用于图2的栅极驱动电路3 1时进行说明。图4表示利用功率转换装置71将电池91的直流功率转换成三相交流功率驱动电动发电机81、或将由于电动发电机81的旋转产生的三相交流功率利用功率转换装置71整流转换成直流功率的系统总体构成。还有，Ldc表示由于电池91和功率转换装置71之间直流电源线路的配线产生的寄生电感。另外励磁电路或传感器等省略。功率转换装置71具有N沟道型功率MOSFET51a～51f的三相桥式电路，高压侧直流端子P和低压侧直流端子N之间接电池91。

另外，连接三相桥式的各相(U相、V相、W相)中点的交流端子U、V、W分别连接电动发电机81的U、V、W定子线圈。另外，在P端子和N端子之间连接电容器61，用于在功率MOSFET51a～51f关断时暂时吸收寄生电感Ldc的能量能减轻所产生的冲击电压上升速度，另外，抑制开关产生的高频振动。功率MOSFET51a～51f与栅极驱动电路31a～31f连接，在其上游还与控制电路40连接。这里，栅极驱动电路31a～31f内部的电路构成和图2的栅极驱动电路31相同，设各稳压二极管为Zla～Z1f，V相的栅极驱动电路31c、31d的稳压二极管Zlc、Zld的击穿电压比其它相的稳压二极管Zla、Zlb、Zle、Zlf小数伏。

图5表示在图4从控制电路41输出导电角180度的矩形波控制信号向电动发电机81供给规定频率的交流功率驱动时的动作波形。UH、UL、VH、VL、WH、WL为从控制电路41输出的各功率MOSFET51a～51f的开关控制信号，高电平表示导通指令、低电平表示截止指令。还有，在控制信号的开关切换定时上设置防止短路时间。Vpn为功率转换装置71的P端子和N端子间的电压。Vgs(51a)、Vgs(51b)、Vgs(51c)、Vgs(51d)、Vgs(51e)、Vgs(51f）分别为功率MOSFET51a～51f的栅极·源极间电压，中间电压的区间表示栅极驱动电路31a～31f动作，以便将寄生电感Ldc引起的冲击电压限制在规定值。

以下，说明图5的动作。根据VH的关断指令Vgs(51c)减小，当功率MOSFET51c关断时，功率MOSFET51c的漏极·源极之间由于寄生电感Ldc产生冲击电压，在Vpn上也产生几乎相同程度的冲击电压。而当该冲击电压超过栅极驱动电路31c的稳压二极管Zlc的击穿电压和反相阻断二极管D1的正向电压之和时，Vgs(51c)慢慢地减少到功率MOSFET51c的导通阈值附近，边将冲击电压限制在栅极驱动电路31c的规定电平，边用功率MOSFET50c吸收寄生电感Ldc的能量。即关断的功率MOSFET51c吸收寄生电感Ldc的能量。

另外，同样地，在功率MOSFET51a、511b、50d、51e、51f的关断上也将冲击电压限制在控制各个功率MOSFET的栅极驱动电路的规定电平上，而且关断的功率MOSFET本身吸收寄生电感Ldc的能量。还有，即使存在稳压二极管的击穿电压低的其它相的栅极驱动电路，只要该相的功率MOSFET51截止，则构成该栅极驱动电路的MOSFETQ2也截止，所以晶体管Q1不会导通，因而即便外加于功率MOSFET51的冲击电压超过稳压二极管的击穿电压，只要该相关断不会对冲击电压作出反应而导通，但超过稳压二极管的击穿电压的冲击电压自身外加于功率MOSFET51。

因而，通过为图2的栅极驱动电路31的构成，尽管构成栅极驱动电路31的稳压二极管Z1的击穿电压有偏差，因为在自己的一相关断时只吸收所消耗的寄生电感Ldc的能量，所以在功率MOSFET51a～51f上的损耗相等，能防止特定的功率MOSFET损耗增大乃至过热损坏。另外，由于在功率MOSFET51a～51f上的损耗均等，能降低构成功率转换装置的半导体开关中最大损耗，因此能实现功率转换装置散热电路小型化。

再有，通过使构成栅极驱动电路的稳压二极管Z1、反相阻断二极管D1、和半导体开关电路11具有上述连接关系，无论直流电源电压升得多少高，稳压二极管以外的元件能用承受栅极控制电源的电压(最大也小于等于20V)的元件构成，另外，通过将MOSFET用于控制PNP晶体管基极端子，能减小栅极驱动电源的电流消耗，所以能采用耐压低、额定功率小、廉价而又小型的电路元件构成上述栅极驱动电路。

实施方式2

图6为表示本发明实施方式2的半导体开关的栅极驱动电路32及其外部构成的方框图。为从构成多相桥式功率转换装置的多个中提取其中一个的半导体开关部分。另外，图7为将图6的半导体开关电路12置换成具体的电路元件的电路图。和实施方式1的图2不同之处在于MOSFETQ3的栅极端子不是直接与功率MOSFET51的栅极端子连接，而是通过电阻R3与功率MOSFET51的栅极端子连接，又通过电容器C1与功率MOSFET51的源极端子连接。还有，本实施方式中MOSFETQ3的导通阈值电压，与功率MOSFET51相等或其以下。

本实施例在需要制止因半导体开关的开关造成的高频振动、减少EMI噪声的情况下相当有效，例如在将图4的电容器61的容量增大到相对开关的电流值较大的容量等情况下特别有效。其理由是考虑到以下的情况，即，因为在关断时寄生电感Ldc的能量暂时被电容器61吸收冲击电压的上升变缓，所以在采用实施方式1的图2的栅极驱动电路31时，冲击电压到达欲限制的规定值时MOSFETQ2的栅极电压Vgs(Q2)已低于导通阈值Q2截止。另外，栅极驱动电路31不能限制冲击电压。

也就是说，本实施例中的栅极驱动电路32的电阻R3和电容器C1的作用为MOSFETQ3的栅极·源极间电压相对功率MOSFET51关断时的栅极·源极间电压降低的延迟滤波器。因此，电阻R3和电容器C1的滤波时间常数无论在怎样的动作条件下，边将功率MOSFET51的关断时间限制在规定值，边设定成在结束寄生电感Ldc的能量吸收以前的期间能一直维持MOSFETQ3的导通状态的最低限度的值。这里说明的最低限度的值为：若功率MOSFET51关断结束后MOSFETQ3仍一直导通，则对于因其它相的半导体开关关断产生的冲击电压就变成和现有例子的栅极驱动电路上存在的问题相同的现象。还有，因为电容器C1相对栅极驱动器21的电源为容性负载，因此对于功率MOSFET51栅极输入容量为可以勿视的足够小的容量，通过加大电阻R3的电阻值可调整滤波器的时间常数。

图8为模式地表示由图7的栅极驱动电路32驱动的功率MOSFET51从导通状态转为截止状态的各部分波形的一个例子。还有，这里，在功率转换装置的P端子和N端子之间具有相对开关的电流值较大容量的电容器Cpn。Vgs(51)、Vds(51)、Id(51)，分别表示功率MOSFET51的栅极·源极间电压、漏极·源极间电压、漏极电流。另外，If(D1)表示反相阻断二极管的正向电流、Vgs(Q3)表示MOSFETQ3的栅极·源极间电压。

以下，对在图8示出的各区间中本实施方式的动作进行说明。

区间A，其状态为根据来自控制电路41的导通指令栅极驱动器21驱动功率MOSFET51导通，正向(从漏极向源极方向)的电流从图中未示出的直流电源经图中未示出的直流电源线路的寄生电感Ldc流动的状态。这时MOSFETQ3为导通状态，但由于Vds(51)比稳压二极管Z1的击穿电压(导通阈值电压)足够小，因此晶体管Q1由于电阻R1变成截止。另外，反相阻断二极管D1阻止电流在半导体开关电路12上流动。

区间B，自控制电路41输出关断指令，依照该指令驱动栅极驱动器21关断Vgs(51)开始下降，到达导通阈值附近的电压以前开关一直不动作。

区间C，当Vgs(51)到达导通阈值附近的电压时，随着功率MOSFET51的导通电阻急剧上升Vds(51)上升，这时的Vgs(51)由于密勒效应减少速率急剧降低几乎横着无变化。

区间D，当Vds(51)超过直流电源的电压因寄生电感Ldc的能量产生的电流暂时流入电容器Cpn，Id(51)急剧减少功率MOSFET51完全呈截止状态，Vds(51)的冲击电压波形和电容器61上的因寄生电感Ldc的能量充电产生的PN间电压几乎相同的波形，因此上升变缓(但这里，电容器Cpn和桥式电路间的寄生电感产生的冲击电压可以勿略不计)。

区间E， Vds(51)的冲击电压在到达稳压二极管Z1的击穿电压和反相阻断二极管D1的正向电压在此时的Vgs(51)的和时，MOSFETQ3通过电阻R3和电容器C1的栅极电压变化的延迟滤波依旧保持导通状态。因此，稳压二极管Z1的击穿电流流过晶体管Q1的基极晶体管Q1转为导通，从功率MOSFET51的漏极到栅极If(D1)流过功率MOSFET51再次导通Id(51)再度上升。此后，为了使Id(51)减少速率为一定调整Vgs(51)的减少速率，就这样地If(D1)流动呈平衡状态。其结果，由直流电源线路的寄生电感Ldc产生的冲击电压被限制在取决于稳压二极管Z1击穿电压的规定值。

区间F，Id(51)变成零，当因功率MOSFET51的关断所消耗的直流电源线路的寄生电感的能量全部被功率MOSFET51吸收时，功率MOSFET51完全呈关断状态。这时，因为Vds(51)降低成直流电源的电压稳压二极管Z1的击穿电压下降，因此If(D1)和晶体管Q1的基极电流一起变成零，晶体管Q1由于电阻R1变成零。此后，Vgs(Q3)下降，不久MOSFETQ3也变成截止状态。

区间G，根据来自控制电路41的截止信号，栅极驱动器2 1通过栅极电阻Rg维持功率MOSFET51的截止状态。另外，由于MOSFETQ3也通过栅极驱动器21维持功率MOSFET51的截止状态，所以也和Q1同样地维持截止状态。因此在该区间由于即使Vds(51)超过稳压二极管Z1的击穿电压If(D1)也不会流动，所以不作功率MOSFET导通吸收冲击电压的能量的动作。

以下，说明图7的栅极驱动电路32应用于多相桥式功率转换装置时的情形。将图7的栅极驱动电路32分别应用于图4中栅极驱动电路31a～31f的部分，与实施方式1相同从控制电路41输出导电角180度的矩形控制信号，将规定频率交流功率给电动发电机80驱动时，其动作波形也和图5相同。

如上所述，根据图7示出的本实施例的栅极驱动电路，除了可取得和上述实施方式1所述的相同效果外，在功率转换装置(例如为了降低EMI在PN间设置容量较大的电容器的功率转换装置等)上，在其关断时，功半导体开关的控制端子电压低于MOSFET的导通阈值后，如冲击电压到达规定的限制电压前那样一直产生dV/dt迟缓的冲击电压，通过使MOSFET的栅极电压变化延迟从而维持导通状态，能可靠地将冲击电压限制于规定的电压。

另外，所附加的电容元件C1相对栅极驱动电路为容性负载，因此作为比功率半导体开关的栅极输入容量足够小的容量，通过用电阻元件调整时间常数，从而能减小栅极驱动电路的电流消耗。

本发明的实施方式1、2中，用三相桥式功率转换装置进行了说明，但本发明的栅极驱动电路即使用于H型桥式(两相桥式)或4相及其以上的桥式功率转换装置，都能获得同样的效果。另外，所举的例子为利用导电角180度的矩形波控制信号驱动电动发电机，但并不限于该控制方法，在流过大电流的功率转换装置的情况下，可以将功率MOSFET51并联连接。另外，利用功率MOSFET作为功率转换装置的半导体开关进行了说明，但也可以用IGBT等其它电压驱动型半导体开关。

另外，晶体管Q1为pnp型晶体管，但可以用P沟道型MOSFET代用，MOSFETQ2或MOSFETQ3也可以是npn型晶体管。但是，若考虑到价格便宜并降低栅极驱动电源的负载，则以上所介绍的实施方式为最适合的组合。另外，若增大栅极电阻Rg的电阻值，在将冲击电压限制在规定值时，功率MOSFET51的从漏极流向栅极的电流变小，所以可将额定功率小的元件用于栅极驱动电路的各元件，力求实现栅极驱动电路小型化。但是，由于栅极电阻Rg的阻值一大，开关损耗就增加，因此可以说最好是在可允许开关损耗增大的范围内，尽量加大栅极电阻Rg的阻值。

本发明的各种变形或变更应理解为：相关的熟练的技术人员在不背离本发明的范围和精神之前提下能加以实现，并且不限于本说明书所述的各实施方式。

Claims

1.一种功率转换装置，所述功率转换装置是将具有第1及第2主端子和控制端子的功率半导体开关的多个串联连接体并联连接构成的桥式功率转换装置，其特征在于，

设置栅极驱动电路，该栅极驱动电路用于所述功率半导体开关的第1主端子和控制端子之间仅在所述功率半导体开关关断时，将所述功率半导体开关的第1及第2主端子间的电压限制在规定值。

2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，

所述栅极驱动电路具有：用于调整连接所述功率半导体开关的第1主端子的所述规定的限制电压的稳压二极管元件；用于阻断与所述功率半导体开关的控制端子连接的、从所述功率半导体开关的控制端子流向第1主端子的电流的反相阻断二极管元件；以及根据所述稳压二极管元件和反相阻断二极管元件间连接的所述功率半导体开关的控制端子的电压进行控制的半导体开关电路。

3.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，

所述半导体开关电路具有：构成其输出级开关的pnp型晶体管、以及构成其输入级开关利用所述功率半导体开关控制端子的电压进行开关控制的MOSFET，

所述pnp型晶体管的基极端子通过电阻元件与所述MOSFET连接。

4.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，

所述MOSFET的导通阈值电压小于所述功率半导体开关的导通阈值电压，

所述MOSFET的栅极端子直接连接所述功率半导体开关的控制端子。

5.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，

所述MOSFET的栅极端子连接电阻元件和电容元件构成的滤波器电路，

所述滤波器电路的时间常数为完全吸收所述功率半导体开关关断时消耗的直流电源线路的寄生电感的能量以前的期间，一直保持所述MOSFET的导通电压的时间常数。

6.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，

所述电容元件有比所述功率半导体开关的栅极输入电容足够小的电容。