CN112930642A - 栅极驱动电路和功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的栅极驱动电路包括：栅极驱动部，该栅极驱动部对具有第1端子、第2端子和栅极端子的半导体开关进行导通断开控制；栅极电阻，该栅极电阻连接在栅极驱动部和栅极端子之间；以及栅极放电电流调整电路，该栅极放电电流调整电路连接在栅极驱动部和第1端子之间，并且在栅极驱动部使半导体开关断开时，根据由布线电感的电动势电压在第1端子处产生的负电位的大小，使半导体开关的栅极电荷通过栅极电阻放电的放电速度朝减慢的方向改变。

Description

栅极驱动电路和功率转换装置
技术领域
本发明涉及一种用于对半导体开关进行导通断开控制的栅极驱动电路和具有栅极驱动电路的功率转换装置。
背景技术
半导体开关，特别是电压驱动型的半导体开关根据施加到作为控制端子的栅极端子的电压使输入和输出主电流的两个端子之间的电阻值变化，从而使流过的电流变化。作为电压驱动型半导体开关，已知有功率用MOSFET(Metal Oxcide Semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极晶体管)等。
电压驱动型的半导体开关具有开关动作高速的特点，常用于高频的功率转换装置。然而，若电压驱动型的半导体开关的开关高速化，则由于断开时的电流切断，施加到半导体开关的浪涌电压也变大。
这里说明由于断开时电流切断而产生浪涌电压的机理。印刷基板的图案、汇流条等电流流过的布线上一定存在寄生性的电感分量。
考虑在来自电源的电流沿导通的半导体开关的正向流动时使导通的半导体开关断开来切断电流的情况。在这种情况下，布线的寄生电感中与电流的时间变化率成比例的电动势电压在妨碍电流变化的方向上产生。对于断开的半导体开关来说，该电动势电压的方向是在电源电压上进行累积。该电动势电压通常被称为浪涌电压。例如，如果是N沟道型MOSFET，则半导体开关的正向是从漏极端子到源极端子的方向。
浪涌电压的产生是通过半导体开关对电流进行导通断开控制的装置无法避免的现象。因此，半导体开关需要具有比该装置能产生的浪涌电压与电源电压相加而获得的电压更高的耐压。
然而，越是耐压相对较高的半导体开关，导通时的导通电阻值越大。因此，半导体开关中的功率损耗变大，由此所需的散热装置也变大。因此，善于使用耐压尽可能低的半导体开关方为上策。换句话说，需要抑制浪涌电压。
为了抑制浪涌电压，根据上述产生原理，可以考虑降低电流的时间变化率，即降低半导体开关的开关速度这一解决方法。然而，若简单地降低开关速度，则会增大开关损耗。结果，半导体开关中的功率损耗变大，所需的散热装置也变大。
还有一种解决方法是通过增设吸收电路来吸收浪涌电压。然而，该解决方法由于部件数量的增加而导致装置的费用增大和尺寸增大。
由此，浪涌电压的降低与半导体开关功率损耗的抑制之间一般存在权衡关系。因此，希望在抑制开关损耗增加的同时降低浪涌电压。
作为解决这种问题的现有技术，例如有检测电压驱动型的半导体开关的输出端子的电压，若检测到预先设定的值以上的电压，则将栅极电荷的放电路径中的栅极电阻值变为更大的值。
使栅极电阻值变为更大的值可以通过设置两个放电路径并切断其中一个来进行(例如，参照专利文献1)。通过使放电路径的栅极电阻值变为更大的值，从而能降低栅极电压减小的速度，能够缓和电流变化(di/dt)而降低浪涌电压。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2001－45740号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，上述的现有技术中存在以下问题。
专利文献1所涉及的现有技术是检测电源电压与浪涌电压的固定值相加后的值来抑制峰值电压。因此，在专利文献1所涉及的现有技术中，浪涌电压的抑制量根据电源电压而变化，限制的只是施加到半导体开关的电压的绝对值，而不是浪涌电压的实际大小。这里，作为一个示例，考虑使用具有半桥基本结构的通用栅极驱动器IC来驱动半导体开关的情况。在这种情况下，对于栅极驱动器IC，其中点电位由于开关引起的浪涌电压而变为负电位的电平无法控制成是唯一的。
栅极驱动器IC具有针对由浪涌电压产生的负电压的耐压。为了防止由于超过耐压导致栅极驱动器IC发生故障，需要将产生的负电压抑制在耐压的范围内。然而，仅通过抑制施加到半导体开关的包括浪涌电压的电压的峰值电压，无法通过电源电压的电平来控制中点电位的负电压，难以防止超过耐压。
本发明是为了解决上述的技术问题而完成的，其目的是得到一种栅极驱动电路和功率转换装置，该栅极驱动电路和功率转换装置能够抑制在对半导体开关进行开关时产生的开关损耗增大并且能抑制浪涌电压。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的栅极驱动电路包括：栅极驱动部，该栅极驱动部对具有第1端子、第2端子和栅极端子的半导体开关进行导通断开控制；栅极电阻，该栅极电阻连接在栅极驱动部和栅极端子之间；以及栅极放电电流调整电路，该栅极放电电流调整电路连接在栅极驱动部和第1端子之间，并且在栅极驱动部使半导体开关断开时，根据由布线电感器的电动势电压在第1端子处产生的负电位的大小，使半导体开关的栅极电荷经由栅极电阻进行放电的放电速度朝减慢的方向改变。
此外，本发明所涉及的功率转换装置包括本发明所涉及的栅极驱动电路。
发明效果
根据本发明，能得到一种栅极驱动电路和功率转换装置，该栅极驱动电路和功率转换装置能够抑制在对半导体开关进行开关时产生的开关损耗增大并且能抑制浪涌电压。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1所涉及的栅极驱动电路及其周边结构的框图。
图2是示出本发明的实施方式1中的图1所示的栅极放电电流调整电路的详细情况的电路图。
图3是示出本发明的实施方式1中的功率MOSFET和电感器所涉及的各部分的波形的图。
图4是示出具备本发明的实施方式1的栅极驱动电路的功率转换装置的简要结构的图。
图5是示出本发明的实施方式2的栅极驱动电路所具备的栅极放电电流调整电路的详细情况的电路图。
图6是示出本发明的实施方式3的栅极驱动电路所具备的栅极放电电流调整电路的详细情况的电路图。
具体实施方式
以下利用附图来说明本发明所涉及的栅极驱动电路和功率转换装置的优选实施方式。在下面的说明中，用相同的标号表示相同的部件。
实施方式1.
图1是示出本发明的实施方式1所涉及的栅极驱动电路及其周边结构的框图。更具体地，提取出了构成单相或多相桥式功率转换装置的一个半导体开关及其周边部分。
半导体开关51是N沟道型功率MOSFET，并且在下面的说明中将半导体开关51标记为功率MOSFET51。由连接在控制电路41和功率MOSFET51之间的栅极驱动电路31对功率MOSFET51进行导通断开驱动。连接到功率MOSFET51的源极端子的电感器61示出连接到源极端子的布线的电感分量。
接下来，说明栅极驱动电路31的内部结构。栅极驱动器21从控制电路41接收以GND电位为基准的导通断开控制信号。栅极驱动器21将接收到的导通断开控制信号转换为放大驱动力并以功率MOSFET51的源极端子的电位为基准的驱动输出。此外，栅极驱动器21通过栅极电阻Rg在功率MOSFET51的栅极端子和源极端子之间提供电压，进行功率MOSFET51的导通断开驱动。栅极电阻Rg具有调整开关速度等的功能。
在本实施方式1中，源极端子相当于第1端子，漏极端子相当于第2端子，栅极驱动器21相当于栅极驱动部。
此外，栅极放电电流调整电路11连接在功率MOSFET51的源极端子和栅极驱动器21之间。栅极放电电流调整电路11是成为本实施方式1的核心部分的结构，进一步进行详细说明。
图2是示出本发明的实施方式1中的图1所示的栅极放电电流调整电路11的详细情况的电路图。栅极放电电流调整电路11包括由二极管D1、电阻R2、电容器C1和电阻R1串联连接而成的串联电路、以及电压源VS。该串联电路连接在电压源VS和功率MOSFET51的源极端子之间。即，在串联电路中，二极管D1侧的端部连接到电压源VS，电阻R1侧的端部连接到功率MOSFET51的源极端子。
二极管D1的阳极端子连接到电压源VS，阴极端子连接到电阻R2。此外，电容器C1的一端连接到电阻R2，电容器C1的另一端连接到电阻R1。在本实施方式1中，电阻R1对应于第1电阻，电阻R2对应于第2电阻，二极管D1对应于第1二极管。
此外，电阻R1的一端连接到电容器C1的另一端，并且还连接到栅极驱动器21。电阻R1的另一端连接到功率MOSFET51的源极端子。
即，栅极放电电流调整电路11具有将二极管D1、电阻R2和电容器C1串联连接在电压源VS与电阻R1同栅极驱动器21的连接点之间的结构。将二极管D1、电阻R2和电容器C1串联连接时的连接顺序是任意的，图2所示的连接顺序仅是一个示例。
这里，电压源VS可以是以GND电位为基准的任意电压的电源。当由多个半导体开关51构成半桥时，优选将半桥下臂的栅极驱动用电源用作为电压源VS。此外，当应用于下臂时，能省略二极管D1，将电阻R2直接连接到电压源VS。
图3是示出本发明的实施方式1中的功率MOSFET51和电感器61所涉及的各部分的波形的图。更具体地，图3中示意性地示出了图2的栅极驱动电路31所驱动的功率MOSFET51从导通状态变为断开状态为止的各部分的波形的一个示例。
图3所示的各个标号有以下含义。
Vgs：功率MOSFET51的栅极-源极间电压
Vds：功率MOSFET51的漏极-源极间电压
Id：功率MOSFET51的漏极电流
VL：电感器61的两端电压
Ig：功率MOSFET51的栅极电流
电感器61的两端电压VL以功率MOSFET51的源极端子侧为正。此外，栅极电流Ig以放电方向为正。另外，对于Vgs、Vds、Id、VL、Ig，在下面的说明中适当地仅记载标号。
接下来，对于本实施方式1中的功率MOSFET51和电感器61的动作，如图3所示地分成区间A～区间G来分别说明。
<区间A>
区间A是基于从控制电路41输出的导通指令，栅极驱动器21对功率MOSFET51进行导通驱动的状态。在区间A中，从漏极端子朝向源极端子的方向即正向的电流从未图示出的直流电源流过电感器61。此时，电容器C1处于被电压源VS的电压减去二极管D1的压降而得到的电压充电的平衡状态。因此，栅极放电电流调整电路11内没有电流流动。
<区间B>
区间B是基于从控制电路41输出的断开指令，栅极驱动器21开始对功率MOSFET51进行断开驱动的状态。在区间B中，Ig作为放电电流流过栅极电阻Rg→栅极驱动器21→电阻R1的路径。根据该放电电流，Vgs降低。其中，在Vgs降低到导通阈值附近的电压之前，不会进行开关。
<区间C>
区间C是Vgs降低到导通阈值附近的电压的状态。若Vgs降低到导通阈值附近的电压，则Vds随着功率MOSFET51的导通电阻急剧上升而上升。此时，Vgs由于镜像效应减少率急剧下降，几乎保持不变。
<区间D>
区间D是Vds超过直流电源的电压，并且Id开始减小的状态。当Vds超过直流电源的电压时，即使Vgs是超过导通阈值的电压，Id也开始减小。然后，在Vds中产生由Id的减小速度乘以Id发生电流变化的回路中的寄生电感的总和而决定的浪涌电压ΔV。
此时，在发生电流变化的回路中的寄生电感的一部分即电感器61的两端电压VL中，也产生由Id的减小速度和电感器61的电感值的乘积求出的电动势电压，且该电动势电压在妨碍电流变化的方向上产生。因此，两端电压VL变为负电压。
当功率MOSFET51是半桥的下臂时，或者当功率MOSFET51是低电平侧开关时，电感器61下游的电位变为GND。另一方面，当功率MOSFET51是半桥的上臂时，或者当功率MOSFET51是高电平侧开关时，电感器61下游的电位是下臂的布线电感所产生的电动势电压与下臂中的功率MOSFET51的寄生二极管或回流二极管产生的回流电压-Vf相加而得到的电位。因此，无论是哪一种情况，功率MOSFET51的源极端子都是负电位。
因此，与功率MOSFET51的源极端子的负电位的大小相对应的电流从电压源VS流向功率MOSFET51的源极端子。结果，栅极驱动器21的基准侧成为比功率MOSFET51的源极端子高出电阻R1处的压降的电位，并且用于决定功率MOSFET51的栅极电荷的放电速度的栅极电阻Rg的两端电压变小。因此，功率MOSFET51的栅极电流Ig变小。
<区间E>
区间E是Vds保持平衡状态的情况下演变至Id为零的状态。在之前的区间D中，随着与VL相关的负电压的绝对值变大，电阻R1处的压降变大。结果，栅极电阻Rg的两端电压进一步减小，栅极电流Ig也进一步减小。
结果，断开速度降低，浪涌电压ΔV被抑制。即，来自电压源VS的电流通过电阻R1流到功率MOSFET51的源极端子，从而调整栅极电流Ig，使得Vds的浪涌电压ΔV变恒定。因此，在区间E中，Vds保持平衡状态的情况下演变至Id为零。
<区间F>
区段F是Id变为零并且功率MOSFET51完全断开的状态。在之前的区间E中，当Id最终变为零时，VL的电动势电压变为零，并且Vds的浪涌电压ΔV也变为零。结果，功率MOSFET51在区间F中处于完全断开的状态。此时，来自电压源Vs的电流也变为零，Ig流过栅极电阻Rg→栅极驱动器21→电阻R1的路径，并最终变为零。
<区间G>
区间G是Ig变为零，并且功率MOSFET51保持断开的状态。栅极驱动器21基于来自控制电路41的断开信号，通过提供在栅极电阻Rg和电阻R1之间的电压来保持功率MOSFET51的断开状态。
接下来，说明图2的栅极放电电流调整电路11的电阻值与浪涌电压的限制值之间的关系。更具体地，以将图2的栅极驱动电路31应用于半桥基本结构的功率转换装置的情况为例，详细说明电阻值与浪涌电压的限制值之间的关系。
图4是示出具备本发明的实施方式1的栅极驱动电路的功率转换装置的简要结构的图。图4示出了通过功率转换装置71对直流电源91的直流电进行功率转换来驱动电动机等负载81的系统的整体结构。
功率转换装置71包括由N沟道型的功率MOSFET51a和51b串联连接构成的半桥、和并联连接到半桥的滤波电容器101。滤波电容器101是用于在功率MOSFET51a和51b进行开关时对直流端子之间的电压进行滤波的电容器。
直流电源91的正极端子与功率转换装置71的高压侧直流端子P连接，直流电源91的负极端子与功率转换装置71的低压侧直流端子N连接。此外，电动机绕组等负载81连接到半桥的中点。在图4中，为了简化说明，示出了仅包括一个作为基本单位的半桥的功率转换装置71。然而，功率转换装置71可以根据作为负载81的电动机等的种类，而具有并联连接多个半桥的结构。
本实施方式1的栅极驱动电路31a连接到功率MOSFET51a，并且本实施方式1的栅极驱动电路31b连接到功率MOSFET51b。此外，控制电路41连接到栅极驱动电路31a和31b的上游。这里，栅极驱动电路31a和31b的内部具有与图2的栅极驱动电路31相同的电路结构。
在功率转换装置71内示出的电感器LHD、LHS、LLD、LLS、LCP和LCN都表示内部的各布线部的寄生电感分量。这里用上述的标号表示各个电感器的电感值，将它们的合计电感值定义为Lall。
同样地，栅极驱动电路31a和31b内的电阻R1和R2的电阻值由上述标号R1和R2来表示。在标号的前头附加“V”来表示两端电压。因此，例如，电感器LHD的两端电压表示为VLHD。
这里，说明从功率MOSFET51a断开并且功率MOSFET51b导通并且电流在直流电源91→负载81→功率MOSFET51b的路径中流动的状态，由栅极驱动电路31b使功率MOSFET51b断开时的动作。
此时的功率MOSFET51b和栅极驱动电路31b内的一系列动作与上述的图3的动作相同。因此，特别对区间E的状态下的各数值进行详细说明。
将在功率MOSFET51b断开状态下的镜像区域的栅极-源极间电压、即区间E中的栅极-源极间电压定义为Vgs_m。此时的VLLS用下式(1)来表示。
[数学式1]
Figure BDA0003037746100000111
并且，VLLS和VLall之间存在下式(2)的关系。
[数学式2]
Figure BDA0003037746100000112
即，根据上式(1)、(2)，可以得到下式(3)。
[数学式3]
Figure BDA0003037746100000113
因此，可知通过基于上式(3)设定电阻R1和电阻R2各自的电阻值，能自由地控制施加在功率MOSFET51b的漏极端子和源极端子之间的最大浪涌电压VLall。
接着，说明从功率MOSFET51a断开并且功率MOSFET51a导通并且电流在直流电源91→功率MOSFET51a→负载81的路径中流动的状态，由栅极驱动电路31a使功率MOSFET51a断开时的动作。
此时的功率MOSFET51a和栅极驱动电路31a内的一系列动作与上述的图3的动作相同。因此，特别对区间E的状态下的各数值进行详细说明。
与功率MOSFET51b同样地，将功率MOSFET51a断开状态下的镜像区域的栅极-源极间电压即区间E中的栅极-源极间电压定义为Vgs_m。此时的VLLS+VLLD+VLHS用下式(4)来表示。
[数学式4]
Figure BDA0003037746100000121
并且，VLLS+VLLD+VLHS和VLall之间存在下式(5)的关系。
[数学式5]
Figure BDA0003037746100000122
因此，根据上式(4)、(5)，可以得到下式(6)。
[数学式6]
Figure BDA0003037746100000123
因此，可知通过基于上式(6)设定电阻R1和电阻R2各自的电阻值，能自由地控制施加在功率MOSFET51b的漏极端子和源极端子之间的最大浪涌电压VLall。
Lall、LLS、LLD和LHS是由连接到功率转换装置71的汇流条、印刷基板等的布线结构唯一确定的常数，并且几乎不会发生个体偏差。虽然Vgs_m中存在些许的个体偏差，但即使将温度特性包括在内地预估最大偏差，偏差也小于2V。因此，当电阻R1和电阻R2的电阻值的比率例如设定为1：1时，VLall的个体偏差最大也能被抑制到小于4V。
如上所述，根据本实施方式1，具有仅使产生浪涌电压的图3的区间E的断开速度减慢的结构。通过具有这样的结构，可抑制开关中的断开损耗增大，并且能更适当地降低浪涌电压。结果，由于能应用耐压较低即导通损耗较小的半导体开关，因此能降低半导体开关中的损耗。
因此，通过减小半导体开关的尺寸，或者简化散热系统的结构，或者两者兼具，从而能同时实现产品的小型化和成本降低。
此外，所产生的浪涌电压被自动反馈到栅极驱动电路来限制浪涌电压。因此，浪涌的限制电压不取决于半导体开关的特性偏差。结果，在设计或制造中，不需要对半导体开关的特性偏差进行单独调整，并且能排除考虑到半导体开关的特性偏差的裕度设计。因此，能够以更低的成本制造具有高可靠性的栅极驱动电路和具有栅极驱动电路的功率转换装置。
并且，通过能够抑制浪涌电压ΔV的这种结构，还能够抑制由浪涌电压ΔV产生的负电压。结果，能够抑制浪涌电压ΔV的这种结构还有助于针对施加到栅极驱动器IC的负电压进行保护。因此，能使用通用的栅极驱动器IC作为栅极驱动器21。
此外，用于抑制浪涌电压的结构能仅通过少量无源元件来实现，所述无源元件通过功率转换装置的布线中必然存在的寄生电感所产生的感应电压而有电流流过。因此，用于抑制浪涌电压的结构变得非常牢固和低成本。
实施方式2.
图5是示出本发明的实施方式2的栅极驱动电路所具备的栅极放电电流调整电路的详细情况的电路图。与上述实施方式1的图2相比，图5的结构仅在栅极放电电流调整电路11的内部结构上不同。
图5所示的栅极放电电流调整电路11包括电阻R1和电阻R3。电阻R1的一端连接到栅极驱动器21，另一端连接到功率MOSFET51的源极端子。此外，电阻R3的一端连接到栅极驱动器21，另一端连接到电感器61的下游侧。即，电阻R3连接在电阻R1和栅极驱动器21之间的连接点与电感器61的下游侧之间。在本实施方式2中，电阻R1对应于第1电阻，电阻R3对应于第3电阻。
接下来，对于本实施方式2中的功率MOSFET51和电感器61的动作，如图3所示地分成区间A～区间G来分别进行说明。
<区间A>
区间A是基于从控制电路41输出的导通指令，栅极驱动器21对功率MOSFET51进行导通驱动的状态。在区间A中，从漏极端子朝向源极端子的方向即正向的电流从未图示出的直流电源流过电感器61。此时，电感器61的两端具有相同的电位，在栅极放电电流调整电路11内没有电流流动。
<区间B>
区间B是基于从控制电路41输出的断开指令，栅极驱动器21开始对功率MOSFET51进行断开驱动的状态。在区间B中，Ig作为放电电流流过栅极电阻Rg→栅极驱动器21→电阻R1和电阻R3的并联电路的路径。根据该放电电流，Vgs相应地降低。然而，在Vgs降低到导通阈值附近的电压之前不会发生开关。
<区间C>
区间C是Vgs降低到导通阈值附近的电压的状态。若Vgs降低到导通阈值附近的电压，则Vds随着功率MOSFET51的导通电阻急剧上升而上升。此时，Vgs由于镜像效应减少率急剧下降，几乎不变。
<区间D>
区间D是Vds超过直流电源的电压并且Id开始减小的状态。当Vds超过直流电源的电压时，即使Vgs是超过导通阈值的电压，Id也开始减小。然后，在Vds中产生由Id的减小速度乘以Id发生电流变化的回路中的寄生电感的总和而决定的浪涌电压ΔV。
此时，在发生电流变化的回路中的寄生电感的一部分即电感器61的两端电压VL中，也产生由Id的减小速度和电感器61的电感值的乘积求出的电动势电压，该电动势电压在妨碍电流变化的方向上产生。因此，两端电压VL变为负电压。
因此，与在电感器61的两端产生的电动势电压的大小相对应的电流从电感器61的下游侧经由电阻R3和电阻R1流向功率MOSFET51的源极端子。电感器61的下游侧是本实施方式2中的作为基准的电位。
结果，栅极驱动器21的基准侧成为比功率MOSFET51的源极端子高出了电阻R1处的压降的电位，并且用于决定功率MOSFET51的栅极电荷的放电速度的栅极电阻Rg的两端电压变小。因此，功率MOSFET51的栅极电流Ig变小。
<区间E>
区间E是Vds保持平衡状态的情况下演变至Id变为零的状态。在之前的区间D中，随着与VL相关的负电压的绝对值变大，电阻R1处的压降变大。另一方面，流过电阻R3的电流变大。结果，栅极电阻Rg的两端电压进一步减小，栅极电流Ig也进一步减小。
结果，断开速度降低，浪涌电压ΔV被抑制。即，电流通过电阻R3和电阻R1流向功率MOSFET51的源极端子，从而调整栅极电流Ig，使得Vds的浪涌电压ΔV恒定。因此，在区间E中，Vds保持平衡状态的情况下演变至Id为零。
<区间F>
区段F是Id变为零并且功率MOSFET51完全断开的状态。在之前的区间E中，当Id最终变为零时，VL的电动势电压变为零，并且Vds的浪涌电压ΔV也变为零。结果，功率MOSFET51在区间F中处于完全断开的状态。此时，从电感器61的下游经由电阻R3和电阻R1的电流也变为零，Ig流到栅极电阻Rg→栅极驱动器21→电阻R1和电阻R3的并联电路的路径，最终变为零。
<区间G>
区间G是Ig变为零，并且功率MOSFET51保持断开的状态。栅极驱动器21基于来自控制电路41的断开信号，通过提供在栅极电阻Rg和电阻R1之间的电压来保持功率MOSFET51的断开状态。
接下来，说明图5的栅极放电电流调整电路11的各电阻值与浪涌电压的限制值之间的关系。更具体地，以将图5的栅极驱动电路31应用于以半桥为基本结构的图4所示的功率转换装置71的情况为例进行具体说明。
图4的说明如上所述，因此在此省略。图4所示的功率转换装置71能应用图5所示的本实施方式2的栅极驱动电路31。因此，图4所示的功率转换装置71也相当于本实施方式2的功率转换装置。
这里，说明从功率MOSFET51a断开并且功率MOSFET51b导通并且电流在直流电源91→负载81→功率MOSFET51b的路径中流动的状态，由栅极驱动电路31b使功率MOSFET51b断开时的动作。
此时的功率MOSFET51b和栅极驱动电路31b内的一系列动作与上述的图3的动作相同。因此，特别对区间E的状态下的各数值进行详细说明。
将在功率MOSFET51b断开状态下的镜像区域的栅极-源极间电压，即区间E中的栅极-源极间电压定义为Vgs_m。此时的VLLS用下式(7)来表示。
[数学式7]
Figure BDA0003037746100000161
并且，VLLS和VLall之间存在下式(8)的关系。
[数学式8]
Figure BDA0003037746100000171
即，根据上式(7)、(8)，可以得到下式(9)。
[数学式9]
Figure BDA0003037746100000172
因此，可知通过基于上式(9)设定电阻R1和电阻R2各自的电阻值，能自由地控制施加在功率MOSFET51b的漏极端子和源极端子之间的最大VLall。
接着，说明从功率MOSFET51a断开并且功率MOSFET51a导通并且电流在直流电源91→功率MOSFET51a→负载81的路径中流动的状态，由栅极驱动电路31a使功率MOSFET51a断开时的动作。
此时的功率MOSFET51a和栅极驱动电路31a内的一系列动作与上述的图3的动作相同。因此，特别对区间E的状态下的各数值进行详细说明。
与功率MOSFET51b同样地，将功率MOSFET51a断开状态下的镜像区域的栅极-源极间电压，即区间E中的栅极-源极间电压定义为Vgs_m。此时的VLHS用下式(10)来表示。
[数学式10]
Figure BDA0003037746100000181
并且，VLLS和VLall之间存在下式(11)的关系。
[数学式11]
Figure BDA0003037746100000182
即，根据上式(10)、(11)，可以得到下式(12)。
[数学式12]
Figure BDA0003037746100000183
因此，可知通过基于上式(12)设定电阻R1和电阻R3各自的电阻值，能自由地控制施加在功率MOSFET51b的漏极端子和源极端子之间的最大VLall。
Lall、LLS和LHS是由连接到功率转换装置71的汇流条、印刷基板等的布线结构来唯一确定的常数，并且几乎不会产生个体偏差。虽然Vgs_m中存在些许的个体偏差，但即使将温度特性包括在内地预估最大偏差，偏差也小于2V。因此，当电阻R1和电阻R2的电阻值的比率例如设定为1：1时，VLall的个体偏差即使最大也能被抑制到小于4V。
由此，根据本实施方式2，能够得到与上述实施方式1相同的效果，其电路结构以及使用部件比上述实施方式1更加简单且成本更低。因此，本实施方式2在进一步抑制栅极驱动电路以及功率转换装置的制造成本方面也有效。
实施方式3.
图6是示出本发明的实施方式3的栅极驱动电路所具备的栅极放电电流调整电路的详细情况的电路图。与上述实施方式1的图2相比，图6的结构仅在栅极放电电流调整电路11的内部结构上不同。
图6所示的栅极放电电流调整电路11包括电阻R1、电阻R4和二极管D2。二极管D2的阳极端子连接到GND，阴极端子连接到电阻R4的一端。电阻R4的另一端连接到栅极驱动器21和电阻R1之间的连接点。将二极管D12和电阻R4串联连接时的连接顺序是任意的，并且图6所示的连接顺序仅是一个示例。
此外，电阻R1连接在栅极驱动器21和功率MOSFET51的源极端子之间。在本实施方式3中，电阻R1对应于第1电阻，电阻R4对应于第4电阻，二极管D2对应于第2二极管。
接下来，对于本实施方式3中的功率MOSFET51和电感器61的动作，分成图3所示的区间A到区间G来单独地说明。
<区间A>
区间A是基于从控制电路41输出的导通指令，栅极驱动器21对功率MOSFET51进行导通驱动的状态。在区间A中，从漏极端子朝向源极端子的方向即正向的电流从未图示出的直流电源流过电感器61。此时，电感器61的两端具有相同的电位，并且栅极放电电流调整电路11内没有电流流动。
<区间B>
区间B是基于从控制电路41输出的断开指令，栅极驱动器21开始对功率MOSFET51进行断开驱动的状态。在区间B中，Ig作为放电电流流过栅极电阻Rg→栅极驱动器21→电阻R1的路径。Vgs根据该放电电流相应地降低。然而，在Vgs降低到导通阈值附近的电压之前，不进行开关动作。
<区间C>
区间C是Vgs降低到导通阈值附近的电压的状态。若Vgs降低到导通阈值附近的电压，则Vds随着功率MOSFET51的导通电阻急剧上升而上升。此时，Vgs由于镜像效应减少率急剧下降，基本不变。
<区间D>
区间D是Vds超过直流电源的电压并且Id开始减小的状态。当Vds超过直流电源的电压时，即使Vgs是超过导通阈值的电压，Id也开始减小。然后，在Vds中产生由Id的减小速度乘以Id发生电流变化的回路中的寄生电感的总和而决定的浪涌电压ΔV。
此时，在发生电流变化的回路中的寄生电感的一部分即电感器61的两端电压VL中也产生由Id的减小速度和电感器61的电感值的乘积求出的电动势电压，该电动势电压在妨碍电流变化的方向上产生。因此，两端电压VL变为负电压。
当功率MOSFET51是半桥的下臂时，或者当功率MOSFET51是低电平侧开关时，电感器61的下游的电位变为GND。另一方面，当功率MOSFET51是半桥的上臂时，或者当功率MOSFET51是高电平侧开关时，电感器61的下游的电位是通过将下臂的布线电感器中的电动势电压与下臂中的功率MOSFET51的寄生二极管或回流二极管产生的回流电压-Vf相加而得到的电位。因此，在任何情况下，功率MOSFET51的源极端子都是负电位。
因此，与功率MOSFET51的源极端子的负电位的大小相对应的电流从GND通过二极管D2→电阻R4→电阻R1的路径流向功率MOSFET51的源极端子。
结果，栅极驱动器21的基准侧变成比功率MOSFET51的源极端子高出电阻R1上的压降的电位，并且用于决定功率MOSFET51的栅极电荷的放电速度的栅极电阻Rg的两端电压变小。因此，功率MOSFET51的栅极电流Ig变小。
<区间E>
区间E是Vds保持平衡状态的情况下演变至Id变为零为止的状态。在之前的区间D中，随着与VL相关的负电压的绝对值变大，电阻R1处的压降变大。另一方面，从GND流过电阻R4和电阻R1的电流也变大。因此，栅极电阻Rg的两端电压进一步减小，栅极电流Ig也进一步减小。
结果，断开速度降低，浪涌电压ΔV被抑制。即，电流从GND流向电阻R1以调整栅极电流Ig，使得Vds的浪涌电压ΔV恒定。因此，在区间E中，Vds保持平衡状态的情况下演变至Id变为零为止。
<区间F>
区间F是Id变为零并且功率MOSFET51完全断开的状态。在之前的区间E中，当Id最终变为零时，VL的电动势电压变为零，并且Vds的浪涌电压ΔV也变为零。结果，功率MOSFET51在区间F中处于完全断开的状态。此时，从GND经由电阻R4和电阻R1的电流也变为零，并且Ig流过栅极电阻Rg→栅极驱动器21→电阻R1的路径，并且最终变为零。
<区间G>
区间G是Ig变为零，并且功率MOSFET51保持断开的状态。栅极驱动器21基于来自控制电路41的断开信号，通过提供在栅极电阻Rg和电阻R1之间的电压来保持功率MOSFET51的断开状态。
接下来，说明图6的栅极放电电流调整电路11的各电阻值与浪涌电压的限制值之间的关系。更具体地，以将图6的栅极驱动电路31应用于以半桥为基本结构的图4所示的功率转换装置71的情况为例进行具体说明。
图4的说明如上所述，因此在此省略。图4所示的功率转换装置71能应用图6所示的本实施方式3的栅极驱动电路31。因此，图4所示的功率转换装置71也相当于本实施方式3的功率转换装置。
这里，说明从功率MOSFET51a断开并且功率MOSFET51b导通并且电流在直流电源91→负载81→功率MOSFET51b的路径中流动的状态，由栅极驱动电路31b使功率MOSFET51b断开时的动作。
此时的功率MOSFET51b和栅极驱动电路31b内的一系列动作与上述的图3的动作相同。因此，特别对区间E的状态下的各数值进行详细说明。
将在功率MOSFET51b断开状态下的镜像区域的栅极-源极间电压即区间E中的栅极-源极间电压定义为Vgs_m。此时的VLLS用下式(13)来表示。
[数学式13]
Figure BDA0003037746100000221
并且，VLLS和VLall之间存在下式(14)的关系。
[数学式14]
Figure BDA0003037746100000222
即，根据上式(13)、(14)，可以得到下式(15)。
[数学式15]
Figure BDA0003037746100000223
因此，可知通过基于上式(15)设定电阻R1和电阻R4各自的电阻值，能自由地控制施加在功率MOSFET51b的漏极端子和源极端子之间的最大VLall。
接着，说明从功率MOSFET51a断开并且功率MOSFET51a导通并且电流在直流电源91→功率MOSFET51a→负载81的路径中流动的状态，由栅极驱动电路31a使功率MOSFET51a断开时的动作。
此时的功率MOSFET51a和栅极驱动电路31a内的一系列动作与上述的图3的动作相同。因此，特别对区间E的状态下的各数值进行详细说明。
与功率MOSFET51b同样地，将功率MOSFET51a断开状态下的镜像区域的栅极-源极间电压，即区间E中的栅极-源极间电压定义为Vgs_m。此时的VLLS+VLLD+VLHS用下式(16)来表示。
[数学式16]
Figure BDA0003037746100000231
并且，VLLS+VLLD+VLHS和VLall之间存在下式(17)的关系。
[数学式17]
Figure BDA0003037746100000232
即，根据上式(16)、(17)，可以得到下式(18)。
[数学式18]
Figure BDA0003037746100000233
因此，可知通过基于上式(18)设定电阻R1和电阻R4各自的电阻值，能自由地控制施加在功率MOSFET51b的漏极端子和源极端子之间的最大VLall。
Lall、LLS、LLD和LHS是由连接到功率转换装置71的汇流条、印刷基板等的布线结构来唯一确定的常数，并且几乎不会产生个体偏差。虽然Vgs_m中存在些许的个体偏差，但即使将温度特性包括在内地预估最大偏差，偏差也小于2V。因此，当电阻R1和电阻R4的电阻值的比率例如设定为1：1时，VLall的个体偏差即使最大也能被抑制到小于4V。
由此，根据本实施方式3，能够得到与上述实施方式1相同的效果，其电路结构以及使用部件比上述实施方式1的更加简单且成本更低。因此，本实施方式3与上述实施方式2相同，在进一步抑制栅极驱动电路以及功率转换装置的制造成本方面也有效。
另外，本发明并不限定于上述实施方式1～3，进行了能够达到本发明目的的范围内的变形、改良等的内容包含在本发明中。
本实施方式1、2、3将本发明应用于半桥式功率转换装置。然而，能够应用本发明的功率转换装置不限于半桥式功率转换装置。功率转换装置可以是高速地对半导体开关进行开关的装置。
因此，功率转换装置可以是H桥式(两相桥式)功率转换装置、三相桥式功率转换装置、四相以上桥式功率转换装置等。在有大电流流过的功率转换装置的情况下，可以采用将多个半导体开关并联连接的结构。本发明的栅极驱动电路能用于功率转换装置所具备的一个以上半导体开关的开关动作。
另外，在本实施方式1、2、3中，作为在功率转换装置中使用的半导体开关，使用功率MOSFET进行了说明。然而，半导体开关可以是IGBT等其它电压驱动型半导体开关。
另外，栅极驱动电路也可以构成为：为了单独控制导通和断开各自的开关速度，将栅极电阻Rg与电路并联连接，导通和断开的栅极电流流过不同的路径。因此，与功率转换装置同样，栅极驱动电路也不限于本实施方式1至3那样的结构。
并且，本实施方式1～3应用到半桥的上臂和下臂时可以是任意的组合。
标号说明
11栅极放电电流调整电路，21栅极驱动器(栅极驱动部)，31、31a、31b栅极驱动电路，41控制电路，51、51a、51b功率MOSFET，61电感器(布线的寄生电感)，71功率转换装置，81负载，91直流电源，LHD、LHS、LLD、LLS、LCP、LCN电感器(寄生电感)，R1电阻(第1电阻)，R2电阻(第2电阻)，R3电阻(第3电阻)，R4电阻(第4电阻)Rg栅极电阻，D1二极管(第1二极管)，D2二极管(第2二极管)，Vs电压源。

Claims (7)

1.一种栅极驱动电路，其特征在于，包括：
栅极驱动部，该栅极驱动部对具有第1端子、第2端子和栅极端子的半导体开关进行导通断开控制；
栅极电阻，该栅极电阻连接在所述栅极驱动部和所述栅极端子之间；以及
栅极放电电流调整电路，该栅极放电电流调整电路连接在所述栅极驱动部和所述第1端子之间，并且在所述栅极驱动部使所述半导体开关断开时，根据由布线电感的电动势电压在所述第1端子处产生的负电位的大小，使所述半导体开关的栅极电荷通过所述栅极电阻放电的放电速度朝减慢的方向改变。
2.如权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，包括：
所述栅极放电电流调整电路通过使电流从作为基准的电位流到所述第1端子，从而使所述放电速度朝减慢的方向改变。
3.如权利要求2所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述栅极放电电流调整电路包括：
连接在所述第1端子和所述栅极驱动部之间的第1电阻；
提供作为所述基准的电位的电压源；以及
通过将第1二极管、第2电阻和电容器以任意的顺序串联连接来构成的串联电路，
所述串联电路的一端连接到所述第1电阻和所述栅极驱动部之间的连接点，另一端连接到所述电压源。
4.如权利要求3所述的栅极驱动电路，其特征在于，
当多个所述半导体开关构成半桥时，所述电压源是所述半桥的下臂的栅极驱动用电源。
5.如权利要求2所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述栅极放电电流调整电路包括：
连接在所述第1端子和所述栅极驱动部之间的第1电阻；以及
连接在所述第1电阻和所述栅极驱动部的连接点与连接到所述第1端子的布线电感的下游侧之间的第3电阻，
将作为所述基准的电位设为所述布线电感的下游侧的电位。
6.如权利要求2所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述栅极放电电流调整电路包括：
连接在所述第1端子和所述栅极驱动部之间的第1电阻；以及
通过将第2二极管和第4电阻以任意的顺序串联连接来构成的串联电路，
所述串联电路的一端连接到所述第1电阻和所述栅极驱动部之间的连接点，另一端连接到GND，
将作为所述基准的电位设为所述GND。
7.一种功率转换装置，其特征在于，
包括如权利要求1至6中任一项所述的栅极驱动电路。
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