CN103208984A - 有源栅极驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种用于控制栅控元件（30）的栅极驱动电路及方法，该栅极驱动电路包括PI控制器（31），所述PI控制器适于接收输入参考信号（v_ref，d/dt）并控制栅控元件的栅极电压。该栅极驱动电路还包括：用于PI控制器（31）的第一反馈回路，适于根据栅控元件（30）的集电极-发射极电压（v_CE）的时间导数来提供反馈，第一反馈回路包括第一增益（k_v）；用于PI控制器（31）的第二反馈回路，适于根据栅控元件（30）的集电极电流（i_C）的时间导数来提供反馈，第二反馈回路包括第二增益（k_i），其中，第二反馈回路包括削波电路（32），该削波电路适于当集电极电流的时间导数为负时，在栅控元件（30）的导通期间修改第二反馈回路中的反馈信号。

Description

有源栅极驱动电路

技术领域

本发明涉及栅极驱动器，具体地涉及利用电流和电压斜率的闭合控制回路的栅极驱动器。

背景技术

绝缘栅双极型晶体管（IGBT）模块被广泛用于感应（硬）开关电压源电力电子转换器，例如驱动器、开关式电源或固态变压器。

下述需求是IGBT的栅极驱动的挑战性任务：最小化IGBT的开关损耗，使电流条件和电压条件保持在安全工作区（SOA），例如限制关断过电压和在导通期间的峰值反向恢复电流，以及限制电磁干扰（EMI）。设置导通下的集电极电流斜率di_C/dt使得能够限制峰值反向恢复电流，并且关断期间的di_C/dt限定了由于跨总换向回路电感L_σ的电压降而产生的过电压。为了提供电磁兼容（EMC），根据具体情况，di_C/dt和集电极-发射极电压斜率dv_CE/dt必须被限制为指定值。

分别针对导通和关断的独立的电流斜率和电压斜率控制使得栅极驱动能够在保持在SOA且提供EMC的同时以最小的开关损耗在所有操作点最佳地开关IGBT。另外，如果直接串联或并联连接IGBT模块，对dv_CE/dt或di_C/dt的控制使得能够进行对称的电压或电流的共享。

调节IGBT的开关速度的简单且常见的方式是将附加的无源元件插入到电路中。附加的栅极电阻R_G使栅极电流减小，并且因此也使电流斜率和电压斜率二者减小，额外的密勒电容C_GC使dv_CE/dt降低，添加的栅极-发射极电容C_Ge使di_C/dt减慢。该方法通常由于多于所需的栅极电荷量而导致过度的开关损耗或者导致增加的延迟以及栅极驱动损耗。

为避免附加的栅极驱动损耗，可以使用前馈栅极电压形状生成器[1]来调节di_C/dt。但是，在该方法中电压斜率的可控性较小。

在开关瞬变期间影响栅极电流的进一步的可能性是例如可切换或可调节的栅极电阻器、电流源/宿（sink）或栅极电压。因为这种具有可调节的输出级的栅极驱动器的实现必须确保在SOA内的操作，例如针对所有操作条件（变化的T_j,i_C,v_CE）受限的di_C/dt和dv_CE/dt，所以对于大多数操作点，不能实现期望的最佳电流斜率和电压斜率，从而导致增加的开关损耗。另外，半导体的系统状态，例如从电流瞬变至电压瞬变的转变以及相反的转变，必须在附加的复杂电路中被最精确地检测出，从而能够独立地调节di_C/dt和dv_CE/dt。

缺少对IGBT的非线性和对操作点的依赖性的补偿是所有这些开环控制拓扑结构的进一步以及主要的缺点。IGBT的跨导g_m实际上随着栅极电压v_Ge而变化，并且结温T_j以及电容值C_Ge和C_GC两者取决于施加的电压，特别是密勒电容。因此通过开环方法，不能获得准确限定且恒定的电流斜率和电压斜率。因此，应用带反馈的拓扑结构以实现更精确的控制。

由于简单且高带宽的测量电路，借助于di_C/dt和dv_CE/dt控制拓扑结构来实现关于模拟控制带宽的最佳性能，易于生成恒定的参考值和简单的控制放大器级。提出了仅di_C/dt控制的不同实现或者针对导通或关断期间的电流或电压斜率控制的单独的解决方案[2]。

在[3]中提出了一种导通和关断di_C/dt和dv_CE/dt控制的全面的方案。由于通过大量双极晶体管的实现以及对控制回路的有源的检测和选择，所以性能被限制到200A/μs和1kV/μs。

发明内容

本发明的目的是提供一种驱动方法及实现该方法的驱动器电路，以缓解上述缺点。本发明的目的通过以独立权利要求中所陈述的内容为特征的方法及电路来实现。本发明的优选实施方式在从属权利要求中公开。

本发明基于如下思想：使用单个的控制栅控元件的di_C/dt和dv_CE/dt两者的PI控制器。由于导通和关断过程的性质，不是集电极电流就是集电极-发射极电压每次改变，从而使得能够使用仅一个PI控制器。

本发明的有源栅极驱动提供了使用简单硬件实现的高度动态控制。对于硬件实现，只需要简单的测量电路、在整个开关操作期间的恒定参考信号和一个单个的控制放大器。由于从di_C/dt控制至dv_CE/dt控制的自然状态转换和相反的转换，因此在提供最大模拟控制带宽的开关瞬态期间不需要控制回路的有源改变。

通过本发明，可以使用简单的结构来控制集电极电流的变化率和集电极-发射极电压的变化率。受控制的变化率确保了与高变化率或过度损耗相关的问题得以处理。

附图说明

下面，将参照附图借助于优选实施方式对本发明进行更详细的描述，在附图中：

图1示出了针对a)导通和b)关断的感应开关瞬态的示意性电流和电压波形；

图2示出了结合的电流和电压斜率控制的框图；

图3示出了有源栅极驱动的示意图的示例；

图4示出了削波电路的示意图的示例；

图5示出了针对不同的负载电流在导通期间测量的集电极电流i_C、集电极-发射极电压v_CE和栅极驱动器输出电压v_GD,out；

图6示出了针对不同的电压斜率在导通期间测量的集电极电流i_C和集电极-发射极电压v_CE；以及

图7示出了针对不同的电流斜率在导通期间测量的集电极电流i_C和集电极-发射极电压v_CE。

具体实施方式

如图1中所描绘和表1中所描述的那样，IGBT的感应（硬）开关瞬态的主要特征在于，对于导通和关断操作，电流变化和电压变化的区段总是彼此接替。

	a)导通	b)关断
			(1)	导通延迟(vGe<vth)	充电大CGC
(2)	diC/dt	dvCE/dt
			(3)	dvCE/dt	diC/dt
(4)	放电大CGC	尾电流
			(5)	导通状态	关断状态

表1：根据图1的感应开关瞬态的区段描述

从图1a可以看出，集电极电流在导通过程的区段（2）中增大。在同一区段中，集电极-发射极电压几乎保持不变。

由于电流和电压斜率的这种时间的分离，理想上，dv_CE/dt在集电极电流变化期间为零，并且di_C/dt在集电极-发射极电压变化期间为零。这个事实允许利用组合的di_C/dt和dv_CE/dt闭环控制，即通过一个单个的比例积分控制器（PI控制器），两个控制回路同时有效。这样做时，由于IGBT的硬开关而发生从电流斜率控制至电压斜率控制的自然状态转换和相反的转换。图2描绘了针对这种组合的电流和电压斜率控制的框图。

图2示出了具有栅极G、集电极C和发射极E的受控元件30。PI控制器31的输出被馈送到缓冲电路BUF，该缓冲电路BUF放大来自PI控制器的信号并且将栅极电流i_G馈送给元件的栅极。第一反馈回路运载下述反馈信号，该反馈信号具有其时间导数被采取的集电极-发射极电压v_CE的值。该信号通过增益k_v进一步被放大。从而回馈给控制器的信号与集电极-发射极电压的时间导数dv_CE/dt成比例。第二反馈回路运载与集电极电流的时间导数成比例的反馈电压信号，作为发射极E与元件30的辅助发射极e之间的由于寄生焊线电感L_E而产生的电压获得上述反馈电压信号。

在每次开关操作开始时被设置一次的输入参考信号v_ref，d/dt保持在恒定值并且结合反馈增益k_i和k_v根据（1）和（2）限定针对两个控制变量的设定点。

$\frac{{\mathrm{di}}_C}{{\mathrm{dt}}_{\mathrm{ref}}}=\frac{v_{\mathrm{ref},d/\mathrm{dt}}}{k_i\·L_E}---\left(1\right)$

$\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CE}}}{d{t}_{\mathrm{ref}}}=\frac{v_{\mathrm{ref},d/\mathrm{dt}}}{k_v}---\left(2\right)$

根据上述公式，可以通过设置增益的值来限定所请求的电压斜率和电流斜率。

因为动态反馈仅提供电流斜率和电压斜率期间的系统信息，所以PI控制器在导通和关断延迟区段（图1a和图1b中的区段（1））期间不能适当地控制IGBT。在那里，控制器通常使栅极电流增大太多而导致导通期间di_C/dt的过冲以及关断期间dv_CE/dt的过冲。下面描述在电流或电压斜率反馈之前控制系统状态、即栅极电流i_G的方法。

缺失在开关瞬态的延迟区段期间的反馈通常导致过多的栅极电流，引起在导通时di_C/dt的过冲以及关断时dv_CE/dt的过冲。如果在这些区段中栅极电流被有效地控制，则可以防止上述过冲。如图2所示（灰色部分），可以在不改变电流和电压斜率控制部分的情况下将这样的栅极电流控制在有源栅极驱动拓扑结构中实现。

可选的栅极电流控制从栅极电流i_G接收测量。第三控制回路包括增益kg，并且从针对可选控制回路给定的参考v_ref，iG中减去反馈信号。同样地，从栅极电流控制参考中减去输入参考信号v_ref，d/dt。得到的误差信号被馈送到允许禁止栅极电流控制回路的多路复用器33。该多路复用器的输出端进一步连接到PI控制器31。

为启动开关操作，通过设置参考信号和多路复用器来同时激活两个控制回路。接着，必须不迟于导通时的电流升高或关断时的电压升高的开始，以多路复用器使栅极电流控制去激活。这个时间点可以通过开关操作启动后的具体时间得出，达到预定义的栅极-发射极电压电平或最晚达到有源电流或电压斜率反馈的点。在图2的示例中，用输入v_ctrl,off来控制多路复用器33。

对于有源栅极驱动的硬件实现，必须提供di_C/dt反馈信号和dv_CE/dt反馈信号，必须生成控制误差，必须实现PI控制器，且必须作为栅极驱动输出级插入高度动态且功能强大的输出缓冲器。提议的有源栅极驱动的示意图在图3中示出，并在下面进行论述。

所需的di_C/dt和dv_CE/dt的测量以二元性为特色。对于电流斜率测量，跨电流通路中的电感、例如发射极的寄生焊线电感L_E的电压被用作反馈，所述电压与电流时间导数成比例。对于电压斜率测量，电压通路中电容器C_v的电流被用作与电压时间导数成比例的反馈。忽视任何寄生电感并且假定相对于v_CE同样小的运算放大器的(+)-输入，上述两个反馈信号可以根据（3）和（4）来表示。

v_Ee≈-L_E·di_C/dt     (3)

i_Cv≈C_v·dv_CE/dt     (4)

对于生成控制误差，即合计参考信号和反馈信号，可以如图3所示部署无源网络。由于电压时间导数反馈通路中的电容器C_v，出现所有剩余信号的低通特性。该电容器值通常在数个皮克法拉的范围内，从而导致低纳秒范围中的低通时间常数。如果该低通特性（取决于参考信号生成的所有电阻器值和电容器值）会引发问题，那么可以插入缓冲放大器以去耦合电压斜率反馈。

PI控制器31可以如图3所示以快速运算放大器来实现，其中根据（5）和（6）得到P部分和I部分。

P＝1+R_c2/R_c1      (5)

I＝1/(R_c1·C_c)     (6)

作为输出缓冲器，可以使用推挽式的发射极跟随器Q_n和Q_p以提供高模拟带宽和所需的电流增益。这种情况下，与单一装置相比的较低额定电流的双极晶体管的并联连接在电流增益(一般是h_FE>100)和模拟带宽(f_T>100MHz)方面是有益的。

图3还示出了用于产生栅极电流控制的电路的示例。具体地，作为跨位于栅极电流通路中的电阻器R_s的电压测量栅极电流。该电压信号被馈送到运算放大器电路，该运算放大器电路也接收栅极电流参考电压V_ref，iG。具有电阻器R_a,iG、R_a,1、R_a,iG-、R_a,iG+、R_a,d和R_a,2的运算放大器电路产生图2的可选反馈回路的功能。图2中的求和元件34由连接至PI控制器31的运算放大器的电阻器R_g、R_r、R_i和电容器C_v形成。

理想上，如上所示感应开关的电流瞬态和电压瞬态在时间上彼此分离，以使得能够进行组合的di_C/dt和dv_CE/dt控制。然而，在导通电压斜率期间，在峰值反向恢复电流之后减小集电极电流，导致不希望有的附加反馈。这种集电极电流的减小在图1a的区段(3)处示出。

对于控制拓扑结构，应该防止导通电压斜率期间的负di_C/dt反馈，以实现dv_CE/dt的最佳控制。这可以借助于将图4中所示的附图标记32的削波电路插入到如图3所示的di_C/dt反馈通路中来实现。通过本实施方式的削波电路，当其被使能时，负的电流斜率反馈值被限制到由补偿的分压器（R₂||C₂,R₃||C₃）按比例缩小的二极管D_C正向电压。在导通瞬态期间仅用开关SC来使能本实施方式的削波电路。因为控制v_gs被施加到开关S_c的栅极，所以在负的电流斜率反馈期间出现的正电流可以流过二极管D_C，并且图4的运算放大器的电压被二极管的正向电压和分压器所限定。运算放大器连同电阻器R_g1和R_g2一起来设置电路的增益。如图3中所示作为信号v_Ee,clip输出电路的电压。作为使能削波电路的控制信号v_gs，可以直接使用栅极驱动器的栅极信号输入，即削波电路在整个导通开关瞬态期间被使能并在整个关断开关瞬态期间被禁止。

对本发明的电路进行了双脉冲测试，以获得如下测量结果。测试装备包括DC链路（达到1kV，320μF）、一个英飞凌FF450R12KE4IGBT半桥式模块（1.2kV，450A）、空心脉冲电感器（53μH）和互连所有元件的母线。

对于参考值di_C/dt_ref=2kA/μs和dv_CE/dt_ref=0.5kV/μs，如图5中所示，针对不同的负载电流值，测量了IGBT的电流瞬态和电压瞬态。有源栅极驱动调节输出电压v_GD,out以遵循电流斜率参考、直到峰值反向恢复电流被采取为止，之后由于自然状态转换，将电压斜率控制至电压斜率的参考值。针对六个不同的负载电流值都进行了绘图。

对于额定负载电流，图6中电压斜率参考在dv_CE/dt_ref=0.5kV/μs…2kV/μs的范围内变化，在图7中电流斜率参考在di_C/dt_ref=0.67kA/μs…3kA/μs的范围内变化。在以上两种情况下，有源栅极驱动能够精确地将电流斜率和电压斜率控制至其参考值。

可以理解的是，以上参考附图描述的电路结构仅是适合于产生期望的功能的可能的构架的示例。显然某些电路结构例如削波电路可以使用其他结构来形成。

用本发明的电路和方法控制的元件优选地是IGBT元件。其他栅控元件包括MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）和BJT（双极结晶体管）等。

对于本领域技术人员明显的是，随着技术进步，可以通过各种方式来实现本发明的理念。本发明及其实施方式不限于上述示例，而可以在权利要求的范围内进行改变。

参考文献

[1]P.J.Grbovic,“An IGBT gate driver for feed-forward control ofturn-on losses and reverse recovery current,”IEEE Transactions onPowerElectronics,第23卷,第2号,643-652页,2008年3月。

[2]S.Park和T.M.Jahns,“Flexible dv/dt and di/dt control method forinsulated gate power switches,”IEEE Transactions on IndustryApplications,第39卷,第3号,657–664页,2003年。

[3]C.和J.Melbert,“New IGBT driver with independentdv/dt-and di/dt-feedback control for optimized switching behavior，”Proc.of the 2nd Int. Conf. on Integrated Power Electronic Systems(CIPS),107–114页,2002年。

Claims (8)

1.一种用于控制栅控元件（30）的栅极驱动电路，所述栅极驱动电路包括适于接收输入参考信号（v_ref，d/dt）并且控制所述栅控元件的栅极电压的PI控制器（31），其特征在于，所述栅极驱动电路还包括：

用于所述PI控制器（31）的第一反馈回路，所述第一反馈回路适于根据所述栅控元件（30）的集电极-发射极电压（v_CE）的时间导数来提供反馈，所述第一反馈回路包括第一增益（k_v），

用于所述PI控制器（31）的第二反馈回路，所述第二反馈回路适于根据所述栅控元件（30）的集电极电流（i_C）的时间导数来提供反馈，所述第二反馈回路包括第二增益（k_i），其中

所述第二反馈回路包括削波电路（32），所述削波电路适于当所述集电极电流的所述时间导数为负时，在所述栅控元件（30）导通期间修改所述第二反馈回路中的反馈信号。

2.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述栅极驱动电路还包括适于使用所述PI控制器（31）的栅极电流控制回路，所述栅极电流控制回路接收来自所述栅极电流的反馈信号，并且能够连接以在导通延迟和关断延迟期间控制所述栅极电流。

3.根据权利要求1或2所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述栅极驱动电路还包括缓冲电路（BUF），用于放大来自所述PI控制器的输出信号以驱动所述栅控元件（30）。

4.根据权利要求1、2或3所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述削波电路（32）包括用于使能所述削波电路的受控元件。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述削波电路一旦被使能，就限制所述输出。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，通过使用所述第一反馈回路中的电容器来将所述集电极-发射极电压的所述时间导数确定为电压电平，所述电容器响应于所述集电极-发射极电压的变化。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，根据已知电感上的电压、优选地根据所述发射极的寄生焊线电感上的电压来将所述集电极电流的所述时间导数确定为电压电平。

8.一种用于通过使用PI控制器（31）来控制栅控元件（30）的方法，所述PI控制器（31）适于接收输入参考信号（v_ref，d/dt）并且控制所述栅控元件的栅极电压，其特征在于，所述方法：

将所述输入参考信号（v_ref，d/dt）提供给所述PI控制器，

根据所述栅控元件（30）的集电极-发射极电压（v_CE）的时间导数获得用于所述PI控制器（31）的第一反馈信号，

根据所述栅控元件（30）的集电极电流（i_C）的时间导数获得用于所述PI控制器（31）的第二反馈信号，

当所述集电极电流的所述时间导数为负时，在所述栅控元件（30）的导通期间修改所述第二反馈回路中的所述反馈信号。

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