CN101063890A - 一种低压差的电压调节器 - Google Patents

Abstract

一种低压差的电压调节器，包括串接的差分放大电路、中间放大电路和输出放大电路，以及分压电路和压控电流源电路，输出放大电路包括一个或多个输出管和输出电容，输出管输入端与电源Vcc相连、控制端与中间放大电路输出端相连，分压电路包括连接在输出管输出端和地之间的电阻R_f1和R_f2，两电阻中间点B与差分放大电路的一输入端以及压控电流源电路的输出端相连，差分放大电路另一输入端接参考电压，输出电容与分压电路并联，其不接地的一端为电压输出点A，该电压调节器还包括连接在一输出管MPass输出端和电压输出点A之间的电阻R_a，压控电流源电路输入端连接到输出管MPass输出端。本发明能提高稳定性，且获得良好的高频PSRR和快速响应性能。

Description

一种低压差的电压调节器

技术领域

本发明涉及一种电压调节器，特别涉及一种低压差的电压调节器。

背景技术

降压的DC/DC变换器的应用非常广泛，其输入电压Vcc/输出电压Vout可以为5V/3.3V，5V/1.8V或5V/1.2V等等。通常，降压的DC/DC变换器需要大电感和输出电容，这些元件十分昂贵且体积很大。与其它很多开关型电源(SMPS，Switching Mode Power Supply)相比，LDO(Low DropoutRegulator)工作时只需要增加一个电容即可工作。在本领域，该电容已经减小到1uF甚至更少。作为电压源，LDO具有很多优点。如：更好的线性和负载调节能力，输入电压Vcc和输出电压Vout之差最小可以达到200～300mV也能正常工作。电源抑制比(PSRR)高，PSRR代表了输入电压Vcc变化时输出电压Vout的稳定性。快速响应、很小的静态电流以及低噪声等等特性，使得其不可替代。

但是，如何提高具有1uF低等效串联电阻(ESR)的陶瓷电容的大电流输出的LDO电路的稳定性仍然是一个挑战。

图1是一种已有的低压差电压调节器(Low Dropout Regulator，也简称为LDO)，该电路的工作原理及详细的分析可参见参考文献：Chaitanya K.Chava and Jose Silva-Martinez，″A Frequency Compensation Scheme forLDO Voltage  Regulators″，IEEE J.Solid-State Circuits，vol.51，pp.1041-1050，June 2004中。

如图所示，该LDO包括相互连接的差分放大电路、中间放大电路、输出放大电路、分压电路和压控电流源电路，构成了一个电压负反馈回路。其中：

差分放大电路包括一个差分放大器gm1及并联在gm1输出端与地之间的电容C₁和电阻R₁(为等效电阻和电容)，gm1中的一个输入端连接到一参考电压Ref，另一个输入端连接到分压电路的中间点B；

中间放大电路包括一个放大器gm2和并联在gm2输出端与地之间的电容C₂和电阻R₂，放大器gm2输入端与gm1输出端相连。

输出放大电路gm3包括一个输出管MPass(pass transfer)和输出电容Co，MPass通常由P型MOS管构成，其控制端(这里为MOS管的栅极)连接到gm2的输出，其输入端(这里为MOS管的源级)连接到输入电压Vcc，其输出端(这里为MOS管的漏极)连接到分压电路中的电阻R_f1。输出电压Vout从MPass的输出端即电压输出点A点引出。Vout与地之间设置有输出电容Co，R_L表示负载。

分压电路包括电阻R_f1及与R_f1串接的另一个电阻R_f2，该电阻R_f2的另一端接地。

压控电流源电路的输入端连接到A点，其输出端连接到B点之间，包括补偿电容C_C、电流镜(Current Mirror)和差分对电路(differential pair)，用于向B点输入一恒定的电流。

按照电路原理，在工作频宽内，回路传递函数中存在的每一极点将使增益按-20dB的斜率下降、相位下降90度，而每一零点使增益按20dB的斜率上升、相位上升90度。另外，在增益为0的频率点相位裕量应大于零才是稳定的，较佳应大于30度以上。从稳定性的角度，最好将电路的传递函数设计成单极点，或者等效为单极点的，因为一个极点的影响可以通过邻近的一个零点来抵消。

图1的电路中，电容Co及其等效串联电阻R_ESR(图中未示出)会形成一个零点，该零点频率如下式所示：

$f_{\mathrm{ESR}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{\mathrm{ESR}}{C}_o}$

因此，当采用低ESR的小的陶瓷输出电容Co时，ESR零点通常可以被忽略，因为它位于很高的频率。

这样，在图1中，具有3个极点和1个零点：

$f_{P1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_1{C}_1}$

$f_{P2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_2{C}_2}$

$f_{P3}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_L{C}_O}$

$f_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{f1}{C}_C}$

其中极点f_P1是差分放大电路的输出电容C₁和电阻R₁形成的，极点f_P2是中间放大电路的输出电容C₂和电阻R₂形成的，极点f_P3是输出放大电路的输出电容Co和负载R_L形成的。为了使该LDO的反馈回路稳定，必须设计零点来抵消掉一个极点，且另一个极点必须被推到带宽频率(cross-over)之外。在上述参考文献中提出的方案是将f_P3设计为主极点，f_Z1设计为用来抵消极点f_p2，f_P1被推到超过带宽的高频。抵消并不要求零点和极点相等，只要相互接近即可。

但是，为了将f_P1推到高频，差分放大电路中的差分对电路和电流镜必须设计为具有很小的尺寸以使信号通道的电容最小化，这会导致较大的匹配误差。此外，频宽也会受限，这样会降低高频时的PSRR，使得PSRR在10KHz时会很差，因为PSRR依赖于高频时的增益，而带宽的变小也会使LDO响应变坏。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种低压差的电压调节器，在提高稳定性的同时，可以获得良好的高频PSRR和快速响应性能。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种低压差的电压调节器，包括依次串接的差分放大电路、中间放大电路和输出放大电路，以及分压电路和压控电流源电路，该输出放大电路包括一个或多个输出管和输出电容CO，所述输出管的输入端与电源Vcc相连、控制端与所述中间放大电路输出端相连，所述分压电路包括连接在所述输出管的输出端和地之间的电阻R_f1和R_f2，两电阻中间点B与所述差分放大电路的一输入端以及所述压控电流源电路的输出端相连，所述差分放大电路另一输入端接参考电压，所述输出电容C_O与所述分压电路并联，其不接地的一端为电压输出点A，其特征在于：

该电压调节器还包括连接在一输出管MPass的输出端和电压输出点A之间的一电阻R_a，所述压控电流源电路的输入端连接到该输出管MPass的输出端。

进一步地，上述电压调节器还可具有以下特点：

所述电压调节器包括2个输出管，除输出管MPass外，另一输出管MPass1的输出端直接与电压输出点A相连，且所述输出管MPass1与MPass的宽长比之比为N。

进一步地，上述电压调节器还可具有以下特点：

所述输出管MPass1与MPass的宽长比之比N在100～1000之间。

进一步地，上述电压调节器还可具有以下特点：

所述输出管均为P型MOS管，其栅极作为输出管的控制端，其源极作为输出管的输入端，其漏极作为输出管的输出端。

进一步地，上述电压调节器还可具有以下特点：

所述电压调节器只包括一个输出管MPass，该电压调节器中元件的参数满足在频宽内，其环路的传递函数具有3个极点f_P1、f_P2和f_P3，以及2个零点f_Z1和f_Z2，如下：

$f_{P1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_1{C}_1};$ $f_{P2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_2{C}_2};$ $f_{P3}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_L{C}_O}$

$f_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{f1}{C}_C};$ $f_{Z2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_a{C}_O}$

其中，C₁和R₁是差分放大电路的输出电容和电阻，C₂和R₂是中间放大电路的输出电容和电阻，C_o和R_L是输出放大电路的输出电容和负载电阻，R_f1和R_f2为分压电路的两个电阻，其中R_f2接地；

以上2个零点与3个极点中的2个相对应，且零点f_p与对应的极点f_z满足f_p/f_z在1/3～3的范围内。

进一步地，上述电压调节器还可具有以下特点：

该电压调节器中元件的参数中，压控电流源电路的补偿电容C_C小于C_O/10、C₁/10和C₂/10中的最小值，R_a小于R_L/10。

进一步地，上述电压调节器还可具有以下特点：

该电压调节器中元件的参数满足在频宽内，其环路的传递函数具有3个极点f_P1、f_P2和f_P3，以及2个零点f_Z1和f_Z2，如下：

$f_{P1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_1{C}_1};$ $f_{P2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_2{C}_2};$ $f_{P3}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_L{C}_O}$

$f_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{f1}{C}_C};$ $f_{Z2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_a{C}_O/N}$

其中，C₁和R₁是差分放大电路的输出电容和电阻，C₂和R₂是中间放大电路的输出电容和电阻，C_o和R_L是输出放大电路的输出电容和负载电阻，R_f1和R_f2为分压电路的两个电阻，其中R_f2接地；

以上2个零点与3个极点中的2个相对应，且零点f_p与对应的极点f_z满足f_p/f_z在1/3～3的范围内。

进一步地，上述电压调节器还可具有以下特点：

该电压调节器中元件的参数中，压控电流源电路的补偿电容C_c小于C_O/10、C₁/10和C₂/10中的最小值，R_a/N小于R_L/10。

进一步地，上述电压调节器还可具有以下特点：

该电压调节器中元件的参数设置使得所述极点f_z2和零点f_p1对应，极点f_z1和零点f_p3对应。

由上可知，本发明通过使用一个有效的补偿方案，提高了LDO回路的稳定性。基于该补偿方案，可以同时获得很高的高频PSRR和快速响应性能。

附图说明

图1是已知的LDO的电路图。

图2是本发明第一实施例的LDO的电路图。

图3是图2中从Vg到Vo的小信号等效电路图。

图4是本发明第二实施例的LDO的电路图。

图5是本发明第三实施例的LDO的电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行详细说明。

第一实施例

本实施例采用如图2所示的LDO结构。在图1的基础上，在输出管MPass和电压输出点A之间增加了一个电阻R_a，并将压控电流源的输入端连接到MPass的输出端即C点处。设C点处电压为Vx，B点处电压为Vf。注意，Vx和Vf之间仍采用图1中的压控电流源电路(在图1基础上进行了细化)。这种新的结构为LDO增加了另一个零点，分析如下：

图3所示是图2电路从Vg到Vf部分的小信号等效电路，其中将图2中的压控电流源电路用一个电流源来替代。在C点、A点和B点运用基尔霍夫定律，可以得到：

g_m3V_g＝V_x(SC_C)+(V_x-V_O)/R_a                        (1)

$(V_x-V_O)/R_a=(V_O-V_f)/R_{f1}+V_O/(R_L//\frac{1}{{\mathrm{SC}}_O})---\left(2\right)$

V_x(SC_C)+(V_O-V_f)/R_f1＝V_f/R_f2                      (3)

求解这些等式，可以得到：

$V_f/V_g=\frac{g_{m3}[R_a{R}_{f1}{S}^2{C}_C{C}_O+{\mathrm{SC}}_C{R}_{f1}+1]}{(1+\frac{R_{f1}}{R_{f2}})[C_C{C}_O{R}_a{S}^2+{\mathrm{SC}}_O+\frac{1}{R_L}]}---\left(4\right)$

(4)式即图3中电路的传递函数。通过选择元件参数使得：R_a＜＜R_L＜＜R_f1and R_a＜＜R_L＜＜R_f2(远远小于一般是指小于另一个值的1/10以上，如R_a＜＜R_L一般是指R_a＜R_L/10，)，这样在求解极点和零点时，可以先将上式作一近似，简化为：

可以求得该传递函数的1个极点和1个零点：

$f_{\mathrm{Pa}1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_L{C}_O},$ $f_{\mathrm{Za}1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{f1}{C}_C}$

然后可求得另1个极点和另1个零点：

$f_{\mathrm{Pa}2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_a{C}_C},$ $f_{\mathrm{Za}2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_a{C}_O}$

在电路设计时，通过设计使R_a＜＜R_L＜＜R_f1 and R_a＜＜R_L＜＜R_f2的条件满足，另外，C_c通常远远小于C_O C₁和C₂中的最小值，因为R_a和C_C都很小，如取R_a为0.1ohm，C_C is 1pF.所以f_Pa2在很高的频率上，其对回路稳定性的影响可以忽略。

对图2中的电路，再加上差分放大电路输出电容C1和电阻R1形成的极点f_P1，及中间放大电路输出电容C2和电阻R2形成的极点f_P2，因此图2中LDO环路的传递函数共具有3个极点和2个零点。

$f_{P1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_1{C}_1};$ $f_{P2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_2{C}_2};$ $f_{P3}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_L{C}_O}$

$f_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{f1}{C}_C};$ $f_{Z2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_a{C}_O}$

可以看出图2中的LDO与图1相比，增加了频宽内的零点f_Z2。在本实施例中，为了驱动300mA或更大的电流，MPass会具有较大的尺寸，从而在它的栅极节点上产生大电容，该电容为C₂的一部分(C₂还包括前级电路的寄生电容)。这样，f_P2将成为主极点。而f_P1和f_P3会被f_Z1和f_Z2抵消。因此，该回路将具有很好的稳定性，并具有90度左右的相位容量。

例如，可以设计内部的R₁，C₁(设计R₁和C₁较小)和R₂，C₂，使得f_p1≈f_z2，较佳满足f_p1/f_z2在1/3～3的范围内；同样，通过设计R_f1，C_c和R_L，C_o，使得F_z1≈fp3，较佳满足f_p1/f_z2在1/3～3的范围内。本实施例中，f_p2＜f_p3，则f_p2为主极点。因此，f_z2抵消f_p1，f_z1抵消f_p3，图2中的LDO即可以近似看成仅剩f_p2的单极点系统。抵消并不要求相等，因为相位裕量并不要求一定大于90度，只要大于45度、30度都是可以的。

一种设计为：R_L＝11Ω，C_O＝0.5uF，f_p3≈29KHz；R_f1＝1450KΩ，Cc＝3.8pF，f_z1≈29KHz；R_a＝0.44Ω，C_O＝0.5uF，f_z2≈716KHz。R1＝112KΩ，C1＝2pF，f_p1≈711KHz。

需要注意的是，对于本发明来说，上述电阻和电容的参数可以有很多选择，不同的参数设计会使得主极点有所不同，而用哪个零点和极点抵消也不需要固定为一种方式。因为R_a的存在，可以产生一个带宽内的零点，只要该零点接近其中的一个极点即可，不过为了避免为LDO其它性能的影响，较佳使R_a＜＜R_L，即R_a＜R_L/10，一般小于1欧姆。

第二实施例

图2的电路中，Ra需要做得很小，因为一方面要满足设定的条件，另一方面也不能在该电阻上产生过大的压降。其电阻大约在零点几个欧姆左右。在生产上比较困难。为此，本发明提出了图4中示出的第二实施例中的LDO结构。

如图4所示，包括两个在电压输出点A与电源Vcc之间并联的P型MOS管构成的两个输出管，一个称为输出管MPass1，另一个称为输出管MPass，电阻R_a连接到MPass和A点之间。连接到压控电流源输入端的电压Vf从R_a和MPass的连接点C引出。应使MPass的宽长比之比远远小于MPass1，较佳为MPass1的1/1000～1/100，本实施例选1/900。这样，流经MPass和R_a的电流就会远远小于流经MPass1的电流。实际上，在制造时，可从由成百上千个并联的P型MOS管中取出其中一个作为MPass，其它作为MPass1即可。

同样在本实施例，按电路从Vg到Vf部分的小信号等效电路求解其传递函数，假定MPass1与MPass的宽长比之比为N，如果MPass1的宽度和长度为W1和L1，MPass的宽度和长度为W2和L2，即：

$N=\frac{(W1/L1)}{(W2/L2)}$

按第一实施例类似的方法可推导出：

$f_{Z2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_a{C}_O/N}$

即本实施例的R_a/N和第一实施例的R_a相当就可以了，这样本实施例的R_a可以做到100欧姆的量级。

第三实施例

如图5所示，本实施例的LDO结构与图2的差别仅在于压控电流源电路的结构不同。只要是实现的是压控电流源，本发明的LDO即在提高稳定性的同时，获得良好的高频PSRR和快速响应性能。

Claims (9)

1、一种低压差的电压调节器，包括依次串接的差分放大电路、中间放大电路和输出放大电路，以及分压电路和压控电流源电路，该输出放大电路包括一个或多个输出管和输出电容C_O，所述输出管的输入端与电源Vcc相连、控制端与所述中间放大电路输出端相连，所述分压电路包括连接在所述输出管的输出端和地之间的电阻R_f1和R_f2，两电阻中间点B与所述差分放大电路的一输入端以及所述压控电流源电路的输出端相连，所述差分放大电路另一输入端接参考电压，所述输出电容C_O与所述分压电路并联，其不接地的一端为电压输出点A，其特征在于：

该电压调节器还包括连接在一输出管MPass的输出端和电压输出点A之间的一电阻R_a，所述压控电流源电路的输入端连接到该输出管MPass的输出端。

2、如权利要求1所述的电压调节器，其特征在于：

所述电压调节器包括2个输出管，除输出管MPass外，另一输出管MPass1的输出端直接与电压输出点A相连，且所述输出管MPass1与MPass的宽长比之比为N。

3、如权利要求2所述的电压调节器，其特征在于：

所述输出管MPass1与MPass的宽长比之比N在100～1000之间。

4、如权利要求1所述的电压调节器，其特征在于：

所述输出管均为P型MOS管，其栅极作为输出管的控制端，其源极作为输出管的输入端，其漏极作为输出管的输出端。

5、如权利要求1所述的电压调节器，其特征在于：

所述电压调节器只包括一个输出管MPass，该电压调节器中元件的参数满足在频宽内，其环路的传递函数具有3个极点f_P1、f_P2和f_P3，以及2个零点f_Z1和f_Z2，如下：

$f_{P1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_1{C}_1};$ $f_{P2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_2{C}_2};$ $f_{P3}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_L{C}_O}$

$f_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{f1}{C}_C};$ $f_{Z2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_a{C}_O}$

其中，C₁和R₁是差分放大电路的输出电容和电阻，C₂和R₂是中间放大电路的输出电容和电阻，C_O和R_L是输出放大电路的输出电容和负载电阻，R_f1和R_f2为分压电路的两个电阻，其中R_f2接地；

以上2个零点与3个极点中的2个相对应，且零点f_P与对应的极点f_Z满足f_P/f_Z在1/3～3的范围内。

6、如权利要求5所述的电压调节器，其特征在于：

该电压调节器中元件的参数中，压控电流源电路的补偿电容C_C小于C_O/10、C₁/10和C₂/10中的最小值，R_a小于R_L/10。

7、如权利要求2所述的电压调节器，其特征在于：

该电压调节器中元件的参数满足在频宽内，其环路的传递函数具有3个极点f_P1、f_P2和f_P3，以及2个零点f_Z1和f_Z2，如下：

$f_{P1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_1{C}_1};$ $f_{P2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_2{C}_2};$ $f_{P3}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_L{C}_O}$

$f_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{f1}{C}_C};$ $f_{Z2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_a{C}_O/N}$

其中，C₁和R₁是差分放大电路的输出电容和电阻，C₂和R₂是中间放大电路的输出电容和电阻，C_O和R_L是输出放大电路的输出电容和负载电阻，R_f1和R_f2为分压电路的两个电阻，其中R_f2接地；

以上2个零点与3个极点中的2个相对应，且零点f_P与对应的极点f_Z满足f_P/f_Z在1/3～3的范围内。

8、如权利要求7所述的电压调节器，其特征在于：

该电压调节器中元件的参数中，压控电流源电路的补偿电容C_C小于C_O/10、C₁/10和C₂/10中的最小值，R_a/N小于R_L/10。

9、如权利要求5或7所述的电压调节器，其特征在于：

该电压调节器中元件的参数设置使得所述极点f_Z2和零点f_P1对应，极点f_Z1和零点f_P3对应。

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